KR101015708B1 - 다중반송파 시스템을 위한 적응적 비트/전력 로딩 기법 - Google Patents

다중반송파 시스템을 위한 적응적 비트/전력 로딩 기법 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따른 비트/전력 할당 방법에서는, 적응 변조 방식이 적용되는 다중 반송파 통신시스템을 기반으로, 각 부채널의 변조모드대송신전력비들을 산출하고, 동시에 전송될 총 비트수에 대해 변조모드대송신전력비의 합이 최대가 되는 부채널들의 조합을 선택하고, 선택된 부채널들의 변조모드대송신전력비에 해당하는 변조모드로 신호를 전송한다. 따라서, 각 부채널의 변조모드 별 송신전력을 기반으로 주어진 총 비트수에 대해 총 송신전력이 최소가 되는 부채널-변조모드 조합들을 선택하기 때문에 주어진 채널 환경에서 최소의 송신전력으로 신호 전송이 가능하다.
적응 변조, 다중반송파, 비트할당

Description

다중반송파 시스템을 위한 적응적 비트/전력 로딩 기법{ADAPTIVE BIT LOADING TECHNIQUE FOR MULTICARRIER COMMUNICATION SYSTEM}

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 비트 로딩 방법을 적용할 OFDM/MIMO 시스템을 개략적으로 도시한 구성도;

도 2a는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 비트 할당 방법에서 참조될 부채널 별 비트수에 따른 송신 전력을 나타낸 표; 그리고

도 2b는 도 2a의 테이블을 기반으로 부채널별 비트 수 및 최적 송신전력을 구하는 과정을 설명하기 위한 개념도이다.

본 발명은 다중 반송파 기반의 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 무선 통신 시스템의 성능을 최적화 하기 위한 적응적 비트 로딩 기법에 관한 것이다.

최근 들어, 고속 데이터 전송에 대한 요구의 증가에 따라 다중반송파 변조 (multicarrier modulation) 방식에 대한 관심이 증가하고 있다. 다중반송파 변조 방식의 하나인 직교주파수분할다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing :OFDM)은, 복잡한 적응적 등화기를 이용해야 하는 단일 반송파 변조 방식과는 달리 심볼간 간섭(Intersymbol interference: ISI)이 없고 독립적으로 백색잡음 (additive white Gaussian noise: AWGN)만을 갖는 부채널들로 분할하여 데이터를 전송한다.

다중 반송파 변조 방식은 고비용 등화기의 필요성을 제거하였지만, 성능을 최대화 하기 위해 각 부채널에 대한 복잡한 전력 제어와 전력 및 비트 할당과 같은 문제를 대두 시킨다.

제한된 요구 비트율 문제를 해결하고 잡음 한계 (noise margin)를 최대화 할 수 있는 비트 할당 방법과 성능을 최적할 할 수 있는 여러 비트 할당 방법들이 제안된 바 있으나 이들 방법들은 실제 시스템에 적용하기 어려운 가정을 기반으로 한다.

적응적 비트 로딩은 무선 전송 매체의 시변 특성 때문에 무선 OFDM 시스템에서 더욱 민감한 문제이며, 송신측에 채널 품질 정보(Channel Quality Information :CQI)을 알려주는 피드백 메카니즘이 필수적이다.

무선 시스템의 관점에서, 데이터 전송률을 향상시키기 위해 다중입력 다중출력(Multi Input Multi Output :MIMO) 송수신 안테나를 이용하는 OFDM 시스템이 제안된 바 있으며 이러한 MIMO-OFDM 시스템에서의 비트 로딩은 매우 복잡한 문제이다. 비트 로딩 문제를 해결하기 위한 그리디 알고리즘(greedy algorithm)과 많은 변형된 알고리즘들이 제안되고 있으나 이들은 부최적 기반의 알고리즘들이고 높은 계산 복잡도를 요한다.

따라서, 구현 복잡도를 줄이고 모든 시스템에서 최적화가 가능한 적응 변조 방식이 요구된다.

본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위해 창안된 것으로 본 발명의 목적은 피드백 채널을 이용한 적응 변조 기반의 통신시스템에서 총 송신전력을 최소화 할 수 있는 비트/전력 할당 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 적응 변조 메커니즘의 구현 복잡도를 줄이고 모든 시스템에 최적의 자원 할당이 가능한 비트/할당 방법을 제공하는 것이다.

상기한 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 따른 다중 반송파 기반의 통신 시스템을 위한 비트 할당 방법에서는 부채널 별 심볼에 할당되는 비트 수에 따라 심볼송신전력을 구하고, 부채널 별 심볼송신전력의 합이 최소가 되도록 전송할 총 비트 수를 부채널 별로 나누어 할당한다.

바람직하게는, 상기 부채널 별 심볼에 할당되는 비트 수에 따른 심볼송신전력은 참조표로 제공된다.

바람직하게는, 상기 심볼 송신 전력은 피드백 채널을 통해 수신되는 채널 정보를 이용하여 산출된다.

바람직하게는, 상기 전송할 총 비트 수를 부채널 별로 할당하는 과정에서는 하나의 부채널에 대한 비트 수 별 심볼송신전력의 초기값들을 구하고, 상기 초기값들을 이용하여 최소 송신전력과 부채널 별 심볼당비트수을 구하는 것을 포함한다.

바람직하게는, 상기 최소 송신전력은 현재 부채널의 최소 심볼송신전력과 전송할 총 비트수에서 현재 부채널의 심볼당 비트수를 뺀 나머지 비트 수에 대한 이전 부채널의 심볼송신전력의 합이다.

본 발명의 다른 일 국면에 있어서, 적응 변조 기반의 다중반송파 통신시스템을 위한 비트/전력 할당 방법에서는 각 부채널의 변조모드대송신전력비들을 산출하고, 동시에 전송될 총 비트수에 대해 변조모드대송신전력비의 합이 최대가 되는 부채널들의 조합을 선택하고, 선택된 부채널들의 변조모드대송신전력비에 해당하는 변조모드로 신호를 전송한다.

바람직하게는, 상기 변조모드는 심볼당비트수이다.

바람직하게는, 상기 변조모드대송신전력비는 미리 저장되어 있는 각 부채널의 변조모드 별 송신전력을 나타내는 표를 참조하여 산출된다.

바람직하게는, 상기 각 채널의 변조모드 별 송신전력은 피드백 채널을 통해 수신된 채널 정보에 따라 설정된다.

본 발명의 또 다른 일 국면에 있어서, 적응 변조 기반의 다중반송파 통신시스템을 위한 비트/전력 할당 방법은 단말로부터 수신되는 채널 정보에 따라 적어도 하나의 부채널의 변조모드 별 송신전력을 산출하고, 총 비트 수를 전송하기 위한 총 송신전력이 최소가 되는 적어도 하나의 부채널-변조모드 조합 선택하고, 상기 선택된 부채널-변조모드 조합에 따라 총 비트 수를 동시에 전송한다.

바람직하게는, 상기 총 송신전력은 선택된 부채널-변조모드 조합들에 대응하는 부채널들의 송신전력들의 합이다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 비트 로딩 방법을 첨부된 도면을 참조하여 설명한다.

도 1은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 비트 로딩 방법을 적용할 MIMO-OFDM 시스템을 개략적으로 도시한 구성도이다.

도 1에서 보는 바와 같이, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 MIMO-OFDM 시스템은 M개의 톤과 각각 N개의 안테나를 포함하는 송신기 및 수신기로 구성된다.

도 1에서 보는 바와 같이, OFDM/MIMO 시스템에서는 송신기에 입력되는 비트열이 다수의 변조기(11-1 ~ 11-n)에 의해 변조되어 OFDM 변조모듈 (13-1 ~ 13-n)에 의해 역푸리에 변환된 후 송신 안테나를 통해 전송된다. 한편, 수신기의 수신 안테나를 통해 수신된 신호는 OFDM 복조 모듈 (15-1 ~ 15-n)에 의해 복조된 후 등화기(17)를 통해 전송 심볼들로 검출된다. 상기 수신기는 등화기(17)의 출력을 이용하여 CQI를 산출하여 송신기로 피드백하고 송신기는 적응 할당 알고리즘을 통해 상기 CQI를 이용하여 적응 할당 정보를 상기 변조기 (11-1 ~ 11-n)로 전달한다.

전송 채널은 레일리 페이딩, 주파수 선택적, 그리고 준정적이고 송신기는 수신기로부터 에러가 없는 피드백 신호를 수신함을 가정한다.

에러 프리 피드백 (error free feedback)은 에러 정정 메커니즘을 통해 보장되며 순환 접두(Cyclic Prefix: CP)는 각 OFDM 톤의 부채널이 플랫 페이딩 채널임을 보장한다. 따라서, 수신측 등화기(17)는 단순하게 Yj = hj [X1, , XN ]T + vj (여기서, hj 는 N개의 송신 안테나와 j번째 수신 안테나 사이의 1 X N 채널 벡터이고 vj 는 수신기 잡음이다) 로부터 심볼 Xj 을 찾는 기능을 한다.

먼저 수신기는 다양한 채널 추정 기법을 통해 채널을 측정하고 그 추정 값을 생성한다. 채널 추정 변수는 채널 추정의 정확도를 나타내고 각 수신기 안테나 채널 j에 대한 등화기 출력의 효과적인 채널 이득 대 잡음 비 (channel gain to noise ratio: CGNR) 가 측정된다. 수신기는 각각의 채널 j = 1, ..., n 에 대한 ε와

Figure 112009055946248-pat00001
산출 한다. 상기 채널 추정 변수 ε는 2 비트로 표시되는 4개의 값으로, 예를 들어 00는 매우 열악한 채널 혹은 양호한 채널 상태를 나타낸다. 채널 상태는 수신기의 고속이동에 따른 시변 무선 채널의 트래킹 능력과 연관될 수 있다. 마찬가지로 01, 10, 11은 각각 열악, 양호, 매우 양호한 채널 상태를 나타낸다. 송신기는 수신기로부터 채널 추정 품질 필드 (channel estimation quality field: CEQF)의 값이 00으로 설정된 피드백 신호를 수신하면 모든 안테나에 대해 비트 로딩 없이 상시 변조 모드(constant modulation)를 적용하고, 미리 정해진 성상, 다시말해 4-QAM 또는 16-QAM 이 모든 안테나에 이용된다. 마찬가지로, CEQF의 값이 01 또는 10일 경우 미리 정해진 모드의 수, 다시 말해 2개의 변조 모드(또는 4개의 변조모드)가 비트로딩을 위해 사용된다. 상기 CEQF의 값이 11인 경우 송신기는 비트 로딩을 위한 모든 변조 모드를 이용하게 된다. 채널 품질의 신뢰성이 보장된다면 더 많은 변조모드의 사용이 가능하다. 본 발명에서는 미전송, BPSK, 4-QAM, 8-QAM, 16-QAM, 32-QAM, 64-QAM 변조 방식들이 적용된다. 본 발명에서는 설명의 편의를 위해 비부호화 시스템을 가정하고 있지만 상기 모드들은 변조 수준과 부호율의 조합을 나타낼 수도 있다. 따라서, 본 발명은 터보 부호화 변조와 같은 방식에도 적용이 가능하다. 상기 CGNR,
Figure 112009055946248-pat00002
의 피드백 전송의 오버헤드를 최소화하기 위해 본 발명의 바람직한 실시예에서는
Figure 112009055946248-pat00003
을 5비트로 표현되는 32(
Figure 112009055946248-pat00004
)개의 수준으로 양자화 한다. 양자화된 값
Figure 112009055946248-pat00005
는 비트로딩 알고리즘에서 사용된다. 따라서, 일반적으로 전체
Figure 112009055946248-pat00006
비트가 피드백 되어야 한다. N=4 안테나와
Figure 112009055946248-pat00007
이고
Figure 112009055946248-pat00008
인 시스템에 대해 22비트의 오버헤드가 존재하며 이는 순방향 전송 데이터 패킷 길이에 비교하면 매우 작은 부분에 불과하다.

j번째 공간 채널에 대한 송신 전력과 비트/심볼을 각각

Figure 112009055946248-pat00009
Figure 112009055946248-pat00010
라 할 때,
Figure 112009055946248-pat00011
는 선택된 변조 모드, (즉, 미전송, BPSK, 또는 더 높은 차수의 QAM 성상도를 갖는 변조모드)에 의해 결정되는 정수이다. 주어진 등화기와 명시된 BER(Bit Error Rate)
Figure 112009055946248-pat00012
에 대해, 요구되는 전력은
Figure 112009055946248-pat00013
로 정의된다. 여기서 함수
Figure 112009055946248-pat00014
은 선택된 변조방식에 따라 달라지며 일반적으로는 룩업 테이블로 명시될 수도 있다.

본 발명에서는 전체 비트율 제약과 주어진 BER에서 전체 송신 전력을 최소화 하는 것을 목표로 한다. 이를 위해, 최적의 심볼 당 비트수

Figure 112004041667136-pat00015
를 선택하여 각 채널에 대한 변조 모드를 결정한다.

최적의 심볼당 비트수

Figure 112009055946248-pat00016
는 다음 수학식 1과 같이 공식화할 수 있다.

Figure 112004041667136-pat00017

Figure 112004041667136-pat00018

여기서, 주어진

Figure 112009055946248-pat00019
Figure 112009055946248-pat00020
에 대해, 신호점
Figure 112009055946248-pat00021
의 이산 집합은, 그리디 알고리즘의 최적화를 위한 필요조건인, 최소볼록집합 (convex hull)을 형성할 필요는 없다. 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 비트 할당 알고리즘은 상기 수학식 1의 최적해를 제공한다. 수학식 1의 해가 존재하기 위해서는
Figure 112009055946248-pat00022
조건이 만족되어야 한다. 만약
Figure 112009055946248-pat00023
이면 자명한 해 (trivial solution)
Figure 112009055946248-pat00024
를 얻게 된다. 나머지에 대해,
Figure 112009055946248-pat00025
를 가정한다.

먼저, 수학식 1은 부분문제(subproblems)들의 집합 풀이를 통해 반복적으로 풀 수 있다. 이들 부분문제들에 대한 해로부터 최적 해가 구성될 수 있다. 부분해들의 구조를 얻기 위해 함수

Figure 112004041667136-pat00026
을 수학식 2와 같이 표현할 수 있다.

Figure 112004041667136-pat00027

다시 말해,

Figure 112004041667136-pat00028
는 j개의 부채널들에 대해 m 비트를 최적으로 할당함으로써 얻은 총 전력 함수이다. 수학식 2는 원래의 최적화 문제의 최적 하위 구조를 정의한다. 수학식 2에서
Figure 112004041667136-pat00029
, 즉, j=N 이고 m=B일 때, 수학식 1의 비용함수의 최소값을 얻을 수 있다.

수학식 1에 대한 해인 최적 벡터

Figure 112009055946248-pat00030
를 구하기 위해 수학식 2에 의해 주어진 부분문제들을 풀어야 한다(j=1,...,n이고 m=0,...,B ).

이러한 최적해 벡터

Figure 112004041667136-pat00031
를 제공하기 위한 알고리즘은 다음과 같다.

Figure 112004041667136-pat00032

편의상 안테나 수가 N=3이고, 심볼당 최대할당 가능 비트 수가 bmax=4이고, 전체 부채널에 할당 가능한 비트 수가 B=8인 시스템을 예를 들어 본 발명의 비트 할당 방법을 설명한다.

도 2a는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 비트 할당 방법에서 참조될 부채널 별 비트수에 따른 송신 전력을 나타낸 표이다.

도 2a에서 보는 바와 같이, 채널#1에 심볼당 비트 수 b1=0,1,2,3,4에 대한 요구 전력

Figure 112009055946248-pat00033
은 각각 0, 1.5, 4.2, 4.5, 5이고, 채널#2의 심볼당 비트 수 b2=0,1,2,3,4에 대한 요구 전력
Figure 112009055946248-pat00034
은 각각 0, 1.8, 4, 6.5, 9이다. 마찬가지로 채널#3의 심볼당 비트 수 b3=0,1,2,3,4에 대한 요구전력
Figure 112009055946248-pat00035
은 0, 2, 4.4, 7, 9이다.

도 2b는 도 2a의 테이블을 기반으로, 총 전송 비트 수 m=0,,8에 대한 각각의 최적 송신전력을 구하는 과정을 설명하기 위한 개념도이다.

이하, 도 2a 및 도 2b를 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 비트/전력 할당 방법을 설명한다.

본 발명에 따른 실시예에서는 전송 비트 수에 따른 채널 별 송신전력을 고려하여 최소의 송신전력으로 총 비트들을 전송할 수 있는 채널 조합을 구한다. 비트 수를 고려한 채널 별 송신전력은 도 2a와 같이 테이블로 미리 구성될 수 있다.

도 2b에서 보는 바와 같이, 먼저 전송하고자 하는 총 비트 수 m이 채널#1을 통해 전송될 수 있는 최대값

Figure 112004041667136-pat00036
에 이를 때까지의 송신전력
Figure 112004041667136-pat00037
값들을 구한다. 여기서, 상기 테이블을 참조하면, 비트 수 별 송신전력은 각각 0(m=0 일 때), 1.5(m=1), 4.2(m=2), 4.5 (m=3), 5(m=4)이다(S201). 이 경우 채널#1에 대한 총 송신전력
Figure 112004041667136-pat00038
은 심볼 송신전력
Figure 112004041667136-pat00039
과 같다.

다음으로, 채널#1과 채널#2의 비트 수 별 송신전력을 고려하여 최적의 총 송신전력을 구하기 위해, 채널#2의 각 비트 수 b2 별 송신전력과 총 비트에서 상기 채널#2에 할당된 비트 수 b2를 뺀 나머지 비트수(m-b2)에 대한 채널#1의 송신전력을 구하여 이를 합한다. 여기서, 하나의 채널에 할당될 수 있는 최대 비트 수 는

Figure 112004041667136-pat00040
이므로,
Figure 112004041667136-pat00041
이고
Figure 112004041667136-pat00042
(j는 채널 인덱스) 이다.

따라서, m=4이고 b2=0, 1, 2, 3, 4인 경우 채널#2에 대한 송신전력

Figure 112009055946248-pat00043
는 각각 0, 1.8, 4, 6.5, 9가 되고, 각각의 경우에 b1=4, 3, 2, 1, 0 이므로 채널#1에 대한 송신전력
Figure 112009055946248-pat00044
은 5, 4.5, 4.2, 1.5, 0이 된다.

따라서, b2 값에 따라

Figure 112009055946248-pat00045
의 값은 5, 6.3, 8.2, 8, 9 최소 총 송신전력
Figure 112009055946248-pat00046
은 5가 된다. 따라서, 4비트의 신호를 전송하기 위해서는 채널#1을 통해 송신전력 5로 4비트를 하나의 심볼로 전송하는 것이 가장 효율적이다.

동일한 방법으로, m=5, 6, 7, 8 인 각각의 경우 최소 총 송신전력을 계산하면, 각 최소 송신 전력은 m=5일 때 6.8, m=6일 때 9, m=7일 때 11.3, m=8일 때 14가 된다.

계속해서, 채널#3의 각 비트 b3 별 송신전력과 최대 할당 가능 비트 수 B에서 상기 b3를 뺀 나머지 비트 수 에 대한 송신전력을 구하여 이를 합한다. 따라서, 각 최소 송신전력은 m=8,b3=0인 경우 14, m=8,b3=1인 경우 13.5, m=8,b3=3인 경우 13.8, 그리고 m=8,b3=4인 경우 14가 된다.

따라서, 3개의 채널을 통해 전송할 총 비트 수가 8인 경우, b3에 2비트, b2에 2비트, 그리고 b1에 4비트를 할당함으로써 최소 송신전력 13.4로 전송이 가능하다.

본 발명은 첨부된 도면에 도시된 일 실시예를 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타 실시예가 가능하다는 점을 이해할 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명의 진정한 보호범위는 첨부된 청구범위에 의해서만 정해져야 할 것이다.

상기한 바와 같이, 본 발명에 따른 비트/전력 할당 방법에서는 채널정보에 따라 설정된 각 부채널의 변조모드 별 송신전력을 기반으로 주어진 총 비트수에 대 해 총 송신전력이 최소가 되는 부채널-변조모드 조합들을 선택하기 때문에 주어진 환경에서 최소의 송신전력으로 전송이 가능하다.

Claims (11)

  1. 다중반송파 기반의 통신시스템에서 비트 할당 방법에 있어서,
    부채널 별 심볼에 할당되는 비트 수에 따라 심볼송신전력을 구하는 과정과,
    부채널 별 심볼송신전력의 합이 최소가 되도록 전송할 총 비트 수를 부채널 별로 나누어 할당하는 과정을 포함하는 비트 할당 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 부채널 별 심볼에 할당되는 비트 수에 따른 심볼송신전력은 참조표로 제공되는 것을 특징으로 하는 비트 할당 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 심볼 송신 전력은 피드백 채널을 통해 수신되는 채널 정보를 이용하여 산출되는 것을 특징으로 하는 비트 할당 방법.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 전송할 총 비트 수를 부채널 별로 나누어 할당하는 과정은,
    하나의 부채널에 대한 비트 수 별 심볼송신전력의 초기값들을 구하는 과정과,
    상기 초기값들을 이용하여 최소 송신전력과 부채널 별 심볼당 비트수을 구하는 과정을 포함하는 비트 할당 방법.
  5. 제 4항에 있어서,
    상기 최소 송신전력은 현재 부채널의 최소 심볼송신전력과 전송할 총 비트수에서 현재 부채널의 심볼당 비트수를 뺀 나머지 비트 수에 대한 이전 부채널의 심볼송신전력의 합인 것을 특징으로 하는 비트 할당 방법.
  6. 적응 변조 기반의 다중반송파 통신시스템에서 비트/전력 할당 방법에 있어서,
    각 부채널의 변조모드대송신전력비들을 산출하는 과정과,
    동시에 전송될 총 비트수에 대해 변조모드대송신전력비의 합이 최대가 되는 부채널들의 조합을 선택하는 과정과,
    선택된 부채널들의 변조모드대송신전력비에 해당하는 변조모드로 신호를 전송하는 비트/전력 할당 방법.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 변조모드는 심볼당비트수인 것을 특징으로 하는 비트/전력 할당 방법.
  8. 제 6항에 있어서,
    상기 변조모드대송신전력비는 미리 저장되어 있는 각 부채널의 변조모드 별 송신전력을 나타내는 참조표를 이용하여 산출되는 것을 특징으로 하는 비트/전력 할당 방법.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 각 부채널의 변조모드 별 송신전력은 피드백 채널을 통해 수신된 채널 정보에 따라 설정되는 것을 특징으로 하는 비트/전력 할당 방법.
  10. 적응 변조 기반의 다중반송파 통신시스템에서 비트/전력 할당 방법에 있어서,
    단말로부터 수신되는 채널 정보에 따라 적어도 두개의 부채널 각각의 변조모드 별 송신전력을 산출하는 과정과,
    총 비트들을 전송하기 위한 총 송신전력이 최소가 되는 적어도 하나의 부채널-변조모드 조합을 선택하는 과정과,
    상기 선택된 부채널-변조모드 조합에 따라 상기 총 비트들을 동시에 전송하는 과정을 포함하는 비트/전력 할당 방법.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 총 송신전력은 상기 선택된 부채널-변조모드 조합에 포함되는 부채널들의 송신전력들의 합인 것을 특징으로 하는 비트/전력 할당 방법.
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