KR100817499B1 - 낮은 신호대 잡음비에서 ｑａｍ 신호의 송신 및 수신을위한 시스템 및 방법 - Google Patents

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Abstract

0dB 이하의 SNR(신호대 잡음비)에서 임의의 데이터 속도를 위해 텔레커뮤니케이션 네트워크에서 사용하기 위한 QAM 신호의 송신 및 수신 시스템은 두 개의 디바이스를 포함한다. 유닛(1-4)이 클럭 주파수
Figure 112006070006597-pct00207
(18)를 갖는 입력 비트 정보 시퀀스(17)를 제1 및 제2 채널을 형성하는 클럭 주파수(a)를 갖는 두 개의 병렬 m-레벨 시퀀스로 변환한다(여기서, k=log2(m)). 유닛(5)이 추가적인 신호(b, c)를 형성한다(여기서,
Figure 112006070006597-pct00208
). 유닛(6, 7)이 수신 종단에서 위상 다의를 제거하기 위해 제1 및 제2 채널의 m-레벨 시퀀스를 신호(b, c)와 곱하며, 유닛(8, 9)이 신호(c)와 더해, 출력 스펙트럼 내의 추가적인 파일럿-신호의 레벨을 정한다. 필터(10, 11)가 기저대역 QAM 신호 스펙트럼을 형성하고 유닛(12-16)이 중간 또는 반송파 주파수에서 스펙트럼을 이동시킨다. 제2 디바이스가 수신을 위해 사용될 수 있다. 사용된 두 개의 PLL(위상 동기 루프) 시스템을 이용해서 수행하는 수신 종단에서의 반송파 및 클럭 주파수 복구는 신호 스펙트럼의 추가적인 파일럿-신호의 이용가능성을 사용한다. 이는 0dB 이하의 신호대 잡음비를 위한 동기화를 설정하도록 허용한다. 이 경우에 추가적인 손실은 0.3-0.7dB에 이른다.

Description

낮은 신호대 잡음비에서 ＱＡＭ 신호의 송신 및 수신을 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR TRANSMISSION AND RECEPTION OF QAM SIGNALS AT LOW SIGNAL TO NOISE RATIO}
본 발명은 낮은 신호대 잡음비에서 QAM 신호의 송신 및 수신을 위한 시스템 및 방법에 대한 것이다.
현대의 텔레커뮤니케이션 시스템에 사용된 다수의 QAM(직교 진폭 변조) 신호[1]의 다수의 송신 및 수신 방법이 공지되어 있다. 이러한 QAM 신호의 복조시의 전력 손실이,
- 반송파 주파수의 복구 방법,
- 클럭 주파수의 복구 방법,
- 인접 채널에 의한 선택성,
- 통신 채널의 간섭 속성 또는 펄스 특성
에 의해 정해진다.
이때 반송파 주파수가 추출되는 것을 중지시키는 복조 임계, 즉 S/N비는 신호의 형성 방법 및 이렇게 형성된 신호로부터의 반송파의 추출 방법에 의해 정해진다.
현대의 변조 유형, 이를 테면 QPSK에서, 반송된 것이 추출되는 S/N 비의 임계는 3-6dB에 이르거나 Eb/N0의 관계에서 4.5 - 5dB(3/4 비터비에 의한 간섭 안정 코딩 속도에 대해서임)에 이르며, 8PSK 유형의 변조에서 복조 임계는 훨씬 더 크다(약 10dB). 이때 이 포인트에서 수신이 안정적이지 않은데, 그 이유는 신호가 드롭된 후 다시 캡쳐될 수 있기 때문이다.
셰넌 임계에 도달하기 위해 복조가 비-코딩된 신호에서 QPSK 변조에 대해 이미 SN = 4.8 dB에서 수행되어야 하고 코딩에서 S/N 임계값이 훨씬 작아야 한다(1/2의 코딩 속도에서 0dB, 1/3 속도에 대해 -2.3dB, 그리고 1/4 속도에 대해 -3.8dB).
현재 셰넌 임계에 도달하게 하는 간섭 안정 코딩(예컨대 터보-코딩) 시스템이 공지되어 있다. 방해 인자가, 동기화의 부재로 인해 이러한 낮은 S/N 비에서 작동하도록 할 수 있는 복조기의 부재인데, 이는 신호 형성 방법 및 이러한 신호로부터의 반송파 추출 방법과 연관된다. QPSK, 8PSK, 16QAM 등과 같은 이러한 변조 유형을 사용하는 신호 스펙트럼에서, 반송파의 잔재가 존재하지 않는데, 그리하여 연접 변동이 비-선형 변환 및 후속적인 필터링에 의해 수신 신호로부터 추출된다. 이러한 변환은, 입력 신호의 M-차수(QPSK에 대해 4차, 8PSK에 대해 8차 등)로의 상승에 의해 구현될 수 있는 주파수 곱셈 방법이다. 그러나 신호뿐만 아니라 잡음 또한, 반송파 복구 임계를 제한하는 차수로 상승된다. 이때 위상 다의(phase ambiguity)가 형성되는데, 이것에 대한 제거는 추가적인 전력 손실을 유도하는 관련 코딩 신호로의 유도를 필요로 한다.
제공된 데이터 송신 및 수신 방법의 사용에서 상당한 복조 임계 감소가 도달된다. 청구항의 아이템 1 및 2가 제공된 방법의 특징을 나타낸다. 아이템 1에서 제공된 제1 방법을 기초로 해서 이루어진 시스템이 본 발명의 청구항의 아이템 3에 개시되어 있으며, 아이템 2에서 제공된 제2 방법을 기초로 해서 이루어진 시스템이 본 발명의 청구항의 아이템 4에 개시되어 있다. 본 발명의 특징 및 장점이 첨부 도면에 의해 예시된 후속적인 상세한 설명에서 상세하게 제공될 것이다.
도 1은 제1 방법에 의한 송신 신호의 형성에 대한 개략적인 표현을 나타내는 도면.
도 2는 제1 방법에 의한 수신 신호의 처리에 대한 개략적인 표현을 나타내는 도면.
도 3은 제2 방법에 의한 송신 신호의 형성에 대한 개략적인 표현을 나타내는 도면.
도 4는 제2 방법에 의한 수신 신호의 처리에 대한 개략적인 표현을 나타내는 도면.
도 5는 제1 방법에 의한 신호의 형성에서 개략적인 표현의 몇 개의 특징적인 포인트에서 신호의 오실로그램을 나타내는 도면.
도 1 및 도 2는 본 설명의 과정에서 개시된 제1 데이터 송신 방법에 의해 구 현된 디바이스 시스템의 송신 부분 및 수신 부분 각각을 도시한다.
도 1은 입력 비트 시퀀스(19)로부터 송신용 신호(21)를 형성하기 위한 디바이스를 도시한다.
ft인 클럭 주파수(20)(도 5a)를 갖는 정보 비트 시퀀스(19)(도 5b)가 유닛(1)의 입력에 들어오는데, 이 유닛 내에서 유닛(2)을 이용해 수신된, 클럭 주파수(ft/k, 여기서 k = log2m, m = 2, k = 1)를 갖는 m-레벨 시퀀스(m=2에 대해 도 5c 참조)로 변환된다. 유닛(4)에서 m-레벨 시퀀스는 짧은 펄스의 m-레벨 시퀀스(도 5d)로 변환되는데, 이 시퀀스는 유닛(6)(도 5e) 및 유닛(7)(도 5f)을 이용해 짝수 및 홀수의 짧은 펄스 시퀀스로 각각 분할되어, 제1 및 제2 채널 각각을 형성한다. 이를 위해 서로에 대해 180°로 이동된 유닛(3)의 출력으로부터의 클럭 주파수(ft/k)의 신호가 사용된다. 이후 유닛(8)을 이용해 클럭 주파수(ft/2k)의 신호로부터 신호
Figure 112006070006597-pct00001
(도 5g) 및 COS
Figure 112006070006597-pct00002
(도 5h)가 형성되는데,
Figure 112006070006597-pct00003
이다.
유닛(6)의 출력으로부터 제1 채널의 시퀀스가 유닛(5)에 의해 형성된 상수 요소를 이용해 유닛(9)에서 합산된다. 이후 제1 채널의 신호가 신호
Figure 112006070006597-pct00004
를 이용해 유닛(10)(도 5i)에서 곱해지며, 유닛(7)의 출력으로부터 제2 채널 신호 가 신호
Figure 112006070006597-pct00005
를 이용해 유닛(11)(도 5j)에서 곱해진다. 이에 따라 수신된 신호가 유닛(12)(도 5k) 및 유닛(13)(도 5l) 각각에서 통과대역 에지(ft/4k)를 이용해 필터링된다. 유닛(12)의 출력 내의 제1 채널의 신호에서 정보 시퀀스에 의해 형성된 요소뿐만 아니라,
Figure 112006070006597-pct00006
유형의 신호가 존재하는데, 이것의 레벨은 유닛(5)에 의해 형성된 유도된 상수 요소의 레벨에 의해 정해진다. 이후 유닛(12)의 출력으로부터의 신호가 신호
Figure 112006070006597-pct00007
를 이용해 유닛(15) 내에서 곱해지는데, 여기서
Figure 112006070006597-pct00008
는 유닛(14)에서 형성된 반송파 주파수의 주파수이며, 유닛(16) 내에서 유닛(13)의 출력으로부터의 신호가 신호
Figure 112006070006597-pct00009
로부터 유닛(17)에 의해 형성된, 신호
Figure 112006070006597-pct00010
와 곱해진다. 곱셈 결과 수신된 신호는 유닛(18)에서 합산되며, 이에 따라 송신을 위한 출력 신호(21)를 형성한다.
이 신호에서 정보 시퀀스에 의해 형성된 요소뿐만 아니라, 주파수
Figure 112006070006597-pct00011
의 추가적인 요소가 존재하는데, 이들의 레벨이 추가적인 전력 손실을 정할 것이다. 전력이 주 신호의 전력의 5 - 7 %인 경우, 추가 적인 요소와 연관된 손실은 0.2 - 0.3 dB일 것이다.
도 2는 정보 시퀀스(45)의 수신 및 복구시에 수신 신호(22)를 처리하기 위한 디바이스를 도시한다.
수신 종단에서 정보 신호(22)가 증폭되고, 예비적으로 필터링되어 유닛(23)을 이용해 중간 주파수
Figure 112006070006597-pct00012
로 변한다.
유닛(23)의 출력으로부터 중간 주파수의 정보 신호가 유닛(33) 및 유닛(34) 각각에서 신호
Figure 112006070006597-pct00013
및
Figure 112006070006597-pct00014
와의 곱셈에 의해 복조되어, 제1 및 제2 채널 각각을 형성한다. 제1 및 제2 채널의 신호가 유닛(35 및 36)에서 필터링되어, 0에서
Figure 112006070006597-pct00015
까지의 주파수 요소를 추출한다. 유닛(12, 35 및 13, 36)내에서의 필터링이 서로 간에 연결되고 이러한 방식으로 수행되어 유닛(12 및 35)(유닛(13 및 36)도 동일함)의 고-쓰루(go-through) 펄스 특성이 최소 인터심볼 왜곡을 제공할 수 있는 있는 그러한 방식으로 수행된다(예컨대, 나이퀴스트 표준[2]을 만족시킬 수 있다). 뿐만 아니라, m-레벨 정보 시퀀스의 짧은 펄스의 최종 지속기간에 의해 야기된 신호 스펙트럼의 왜곡을 고려할 수 있다.
이후 제1 채널의 신호가 클럭 주파수(ft/k) 신호 및 신호
Figure 112006070006597-pct00016
및 신호
Figure 112006070006597-pct00017
를 추출하기 위해, 유닛(24, 25, 26,27, 28)에 의해 형성되는 제1 시스템 PLL(위상 동기 루프)에서 사용된다. 이를 위해, 유닛(27)에서, 형성기(24)의 신호
Figure 112006070006597-pct00018
의
Figure 112006070006597-pct00019
에 의한 위상 이동을 이용해 수신된 신호
Figure 112006070006597-pct00020
가 필터(35)의 출력으로부터의 제1 채널의 신호와 곱해진다. 필터(28)에 의해 처리된 유닛(27)의 출력 신호가 클럭 주파수(ft/k)의 생성기(24)의 조정을 위해 사용되는데, 이로부터 형성기(25)를 이용해 신호
Figure 112006070006597-pct00021
가 형성된다.
유닛(29, 30, 31, 32,34 및 36)에 의해 형성된 제2 시스템 PLL을 이용해, 신신호
Figure 112006070006597-pct00022
및
Figure 112006070006597-pct00023
가 추출된다. 이를 위해 유닛(36)의 출력시의 제2 채널의 신호가 유닛(31) 내에서 형성기(25)의 신호
Figure 112006070006597-pct00024
와 곱해진다. 필터(32)에 의해 처리된 유닛(31)의 출력 신호가 생성기(29)의 조정을 위해 사용된다.
제1 및 제2 시스템 PLL의 동기화를 위해, 송신 종단에서 유도된 스펙트럼 요 소
Figure 112006070006597-pct00025
및
Figure 112006070006597-pct00026
가 사용된다. 유닛(37) 내의 제1 채널의 신호로부터, 신호
Figure 112006070006597-pct00027
가 유닛(38)을 이용해 할당되고 짝수의 짧은 펄스의 m-레벨 시퀀스의 채널로의 송신 종단에서 추가된 상수 요소의 값에 의해 정해지는 비율로 공제된다. 이후 제1 채널의 신호가 신호
Figure 112006070006597-pct00028
를 이용해 유닛(39) 내에서 곱해지며, 유닛(40) 내의 제2 채널 신호가 신호
Figure 112006070006597-pct00029
와 곱해진다. 곱셈 결과가 유닛(41)에서 합산된다. 수신 신호가 출력 m-레벨 정보 시퀀스로 수신하는, 클럭 주파수(ft/k)로 유닛(42)에서 아날로그 디지털 변환되는데, 이는 유닛(43)에서 형성된 클럭 주파수(ft) 신호를 이용해 변환기(44)를 이용해 출력 신호인 비트 정보 시퀀스(45)로 변환된다. 위에서 설명된 방법은 오프셋 QAM(O-QAM) 신호에 적용될 수 있다. 사용하는 경우에, 송신시에 비-오프셋 QAM 신호인데, 다른 하나 위에서는 조금 형성된다. 유닛(6)(도 1)의 출력으로부터의 제1 채널 시퀀스가 유닛(10)에서 신호
Figure 112006070006597-pct00030
와 곱해진 후, 신호
Figure 112006070006597-pct00031
(여기서, A는 유닛(5)에 의해 생성된 상수 요소임)와 합산되며, 나아가 유닛(12)에 의해 필터링된다. 이 경우에 추가적인 신호가 수신 종단 상에서 정보 샘플과 분리(untie)되지 않기 때문에 유닛(37)(도 2) 내에서의 공제가 요구되지 않는다.
도 3 및 도 4는 제2 데이터 송신 방법에 의해 구현된 디바이스 시스템의 송신 및 수신 부분 각각을 도시한다.
도 3은 입력 비트 시퀀스(17)로부터 송신(19)용 신호를 형성하기 위한 디바이스를 도시한다.
ft인 클럭 주파수(18)(도 5a)를 구비하는 정보 비트 시퀀스(17)(도 5b)가 유닛(1)의 입력으로 들어오고, 이 유닛 내에서 클럭 주파수(ft/k)를 갖는 m-레벨 시퀀스(m=2에 대해 도 5c 참조)로 변환되어( 여기서 k=log2m( m=2, k=1에 대해서 임)), 유닛(2)을 이용해 수신된다. 유닛(4)에서 m-레벨 시퀀스가 제1 및 제2 채널을 형성하는 클럭 주파수(ft/2k)를 갖는 2 병렬 m-레벨 시퀀스로 변환된다.
이후 유닛(5)을 이용해 클럭 주파수 신호
Figure 112006070006597-pct00032
로부터 신호
Figure 112006070006597-pct00033
(이는 짧은 펄스 시퀀스(1,0,-1,0...,)임) 및 신호
Figure 112006070006597-pct00034
(이는 짧은 펄스 시퀀스(0,A,0-A,...)임)가 형성된다. 진폭(A)이 송신용 출력 신호 내의 추가적인 요소의 레벨을 정한다.
제1 및 제2 채널의 M-레벨 시퀀스가 유닛(6 및 7) 각각에서 신호
Figure 112006070006597-pct00035
와 곱해져, m-레벨 짧은 펄스 시퀀스를 수신한다. 유닛(8 및 9) 내의 양 채널의 신호가 신호
Figure 112006070006597-pct00036
와 합산된다. 이에 따라 수신 신호가 유닛(10 및 11) 각각에서 에지 주파수
Figure 112006070006597-pct00037
를 이용해 필터링된다. 정보 시퀀스에 의해 형성된 요소뿐만 아니라 필터(10, 11)의 출력에서의 양 채널의 신호에서, 신호
Figure 112006070006597-pct00038
가 존재하는데 신호의 레벨은 할당값(A)의 레벨에 의해 정해진다.
이후 필터(10)의 출력으로부터의 신호가 신호
Figure 112006070006597-pct00039
와 유닛(13)에서 곱해지는데, 여기서
Figure 112006070006597-pct00040
가 유닛(14)에서 형성된 반송파 변동 주파수이다. 필터(11)의 출력으로부터의 신호가 유닛(14) 내에서, 유닛(15)에 의해 신호
Figure 112006070006597-pct00041
로부터 형성된 신호
Figure 112006070006597-pct00042
와 곱해진다. 곱셈 결과로서 수신된 신호가 유닛(16) 내에서 합산되어 송신용 출력 신호(19)를 형성한다.
정보 시퀀스에 의해 형성된 요소뿐만 아니라 이 신호가 주파수
Figure 112006070006597-pct00043
에서 추가적인 요소를 갖는데, 신호의 레벨이 추가적인 전력 손실을 정할 것이다.
도 4는 정보 시퀀스(48)의 수신 및 복구시에 수신 신호(20)를 처리하기 위한 디바이스를 도시한다.
수신 종단에서 정보 신호(20)가 증폭되고, 예비적으로 필터링되어 유닛(21)을 이용해 중간 주파수
Figure 112006070006597-pct00044
로 변한다.
유닛(21)의 출력으로부터의 중간 주파수의 정보 신호가 제1 및 제2 채널 각각을 형성하는 유닛(36 및 37) 각각에서 신호
Figure 112006070006597-pct00045
및
Figure 112006070006597-pct00046
와의 곱셈에 의해 복조된다. 제1 및 제2 채널의 신호가 저역 통과 주파수 필터(38, 39)를 이용해 주파수 에지
Figure 112006070006597-pct00047
로 예비적으로 필터링되며, 유닛(40, 41) 내에서 클럭 주파수
Figure 112006070006597-pct00048
로 아날로그 디지털 변환을 수행한다. 이후, 양 채널의 신호가 필 터(42 및 43)을 이용해 최적의 방식으로 필터링되어, 0에서
Figure 112006070006597-pct00049
까지의 주파수 요소를 추출한다. 유닛(10)(도 3), 유닛(42) 및 유닛(11)(도 3), 유닛(43)내에서의 필터링이 그들 사이에 연결되고 이러한 방식으로 수행되어 유닛(10 및 42)(유닛(11 및 43)도 동일함)의 고-쓰루 펄스 특성이 최소 인터심볼 왜곡을 제공할 수 있는 그러한 방식으로 수행된다(예컨대, 나이퀴스트 표준[2]을 만족시킬 수 있다). 뿐만 아니라, m-레벨 정보 시퀀스의 짧은 펄스의 유한한 지속기간에 의해 야기된 신호 스펙트럼의 왜곡을 고려할 수 있다.
PLL시스템에서 사용하기 위해, 제1 및 제2 채널의 신호가 유닛(26 및 32) 각각에서 필터링된다. 필터(26 및 32)는 고대역 통과 주파수 필터 또는 주파수
Figure 112006070006597-pct00050
를 위해 조정된 그리고 신호
Figure 112006070006597-pct00051
의 추출을 위해 필요한 통과 필터이며 정보 스펙트럼의 영향을 감소시킨다.
클럭 주파수 신호
Figure 112006070006597-pct00052
,
Figure 112006070006597-pct00053
및 신호
Figure 112006070006597-pct00054
,
Figure 112006070006597-pct00055
를 추출하기 위해, 유닛(22-29, 32, 40-43)에 의해 형성되는 제1 PLL 시스템이 사용된다. 이를 위해, 필터(26 및 32)의 출력 신호가 유닛(27)에서 합산되고, 유닛(28)에서 형성기(24)의 신호
Figure 112006070006597-pct00056
와 곱해진다. 루프 필터(29)에 의해 처리된 유닛(28)의 출력 신호가 클럭 주파수
Figure 112006070006597-pct00057
의 생성기(22)의 조정을 위해 사용되는데, 이로부터 분배기(23)를 이용해 클럭 주파수
Figure 112006070006597-pct00058
가 수신되고, 이로부터 계속해서 형성기(24)를 이용해 신호
Figure 112006070006597-pct00059
가 수신된다.
신호
Figure 112006070006597-pct00060
및
Figure 112006070006597-pct00061
의 추출을 위해, 유닛(26, 30-43)에 의해 형성된 제2 PLL 시스템이 사용된다. 이를 위해 필터(26)의 출력 신호로부터 필터(32)의 출력 신호가 유닛 내에서 공제되며, 형성기(24)의 신호
Figure 112006070006597-pct00062
의
Figure 112006070006597-pct00063
를 위한 위상 이동을 이용해 수신된 신호
Figure 112006070006597-pct00064
와 유닛(34) 내에서 곱해진다. 루프 필터(35)에 의해 처리된 유닛(34)의 출력 신호가 신호
Figure 112006070006597-pct00065
를 형성하는 생성기(30)의 조정을 위해 사용되고 신호
Figure 112006070006597-pct00066
의 위상 회전기(31)를 이용해
Figure 112006070006597-pct00067
를 위한 위상만큼 이동된다.
이후 필터(42 및 43)의 출력으로부터의 제1 및 제2 채널의 신호가 유닛(44 및 45) 각각에서 신호
Figure 112006070006597-pct00068
와 곱해지는데, 이는 반송파 추출시에 위상 다의를 제거하기 위한, 클럭 주파수
Figure 112006070006597-pct00069
를 구비하는 시퀀스(1, 0, -1, 0,...)이다. 이에 따라 수신된 두 개의 m-레벨 시퀀스가 변환기(46)를 이용해 클럭 주파수
Figure 112006070006597-pct00070
를 구비하는 하나의 m-레벨 시퀀스 내에서 결합되고, 계속해서 유닛(47)을 사용해서 출력 신호인, 클럭 주파수
Figure 112006070006597-pct00071
를 구비하는 비트 정보 시퀀스(48)로 변환한다.
그러므로, 데이터 송신 및 수신에 대한 제공된 방법에서, 주파수
Figure 112006070006597-pct00072
를 갖는 반송파 주파수가 일반적인 PLL을 이용해 선형 방법에 의해 수신 종단에서 추출되는데, 이 PLL은 주파수
Figure 112006070006597-pct00073
및
Figure 112006070006597-pct00074
를 갖는 조정된 생성기를 사용하며, QPSK 신호에 대한 복조 임계를 6dB에 대한 최소치로서 감소시키게 하고 8PSK 신호에 대해서는 훨씬 크게 감소시키게 한다. 이때 복조기는 0.5dB보다 더 크지 않은 손실을 갖는데, 이는 기존 복조기의 손실과 비교할 만하며 -3dB 및 더 작은 신호대 잡음비에서의 작동을 허용한다. 송신 부분이 이러한 방식으로 구성되어 수신 종단 에서 4, 8 및 16차의 비-선형 변환의 사용이 반송파 주파수를 추출하도록 요구되지 않는데, 기존 복조기에서는 이러한 추출이 요구된다. 제공된 방법의 복조기는 임의의 QAM 신호의 복조를 위해 보편적이며 적당하게 된다. 게다가 복조시의 위상 다의를 면하는데(miss), 이는 제거를 위해 관련 코딩을 유도할 필요가 없으며 전력 손실을 추가적으로 감소시킨다는 것을 의미한다.
QAM 신호의 송신 및 수신에 대해 제공된 방법에서 사용된 모든 유닛은 실제로 인가되었다. 그러므로 상기 방법은 예컨대 모뎀 형태의 터보 코딩과 조합해서 신속하게 구현될 수 있는데, 이는 이미 기존의 무선 통신 하부구조에서 용이하게 배치될 수 있으며 기술적 특징이 기존의 데이터 송신 속도의 유지시에 전력 및 주파수 자원의 절약을 허용한다.
참고 문헌:
1. Webb W., Hanzo L. Modern Quadrature Amplitude Modulation. Principles and Applications Fixed and Wireless Communications. - London: Pentech Press, IEEE PRESS - 1994. p.115-128.
2. Webb W., Hanzo L. Modern Quadrature Amplitude Modulation. Principles and Applications Fixed and Wireless Communications. - London: Pentech Press, IEEE PRESS - 1994. p.101-115.
본 발명은 낮은 신호대잡음비에서 QAM 신호의 송신 및 수신을 위한 시스템 및 방법에 이용 가능하다.

Claims (4)

  1. 0dB 이하의 신호대 잡음비에서 임의의 데이터 속도를 위해 텔레커뮤니케이션 네트워크에서 사용될 QAM(직교 진폭 변조) 신호의 송신 및 수신 방법으로서,
    -- 송신을 위해,
    - 클럭 주파수(ft)를 갖는 초기 정보 비트 시퀀스를 클럭 주파수(ft/k, 여기서 k=log2(m))를 갖는 m-레벨 시퀀스로 변환하는 단계,
    - m-레벨 시퀀스를 m-레벨의 짧은(오프-듀티 인수>>2) 펄스 시퀀스로 변환하는 단계,
    - 클럭 주파수(ft/2k)를 갖는 m-레벨의 짧은 펄스의 짝수 및 홀수 시퀀스로 분할해서, 제1 및 제2 채널 각각을 형성하는 단계,
    - 상수 요소를 갖는 제1 채널의 신호를 합산하는 단계,
    - 제1 채널의 신호를 신호
    Figure 112006070006597-pct00075
    와, 그리고 제2 채널의 신호를 신호
    Figure 112006070006597-pct00076
    와 각각 곱하는 단계,
    - 각 채널의 신호를 필터링해서, 0에서
    Figure 112006070006597-pct00077
    까지의 주파수 요소를 추출 하는 단계,
    제1 채널의 신호를
    Figure 112006070006597-pct00078
    와, 그리고 제2 채널의 신호를 신호
    Figure 112006070006597-pct00079
    와 곱하는 단계(여기서
    Figure 112006070006597-pct00080
    가 반송파 주파수의 주파수임),
    - 양 채널의 결과 신호를 합산해서 송신용 신호를 형성하는 단계;
    -- 수신을 위해,
    - 중간 주파수
    Figure 112006070006597-pct00081
    로 변하는 단계,
    - 입력 스펙트럼에 존재하는 신호
    Figure 112006070006597-pct00082
    및
    Figure 112006070006597-pct00083
    로부터, 제1 시스템 PLL(위상 동기 루프)을 이용해 신호
    Figure 112006070006597-pct00084
    ,
    Figure 112006070006597-pct00085
    및 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00086
    의 신호를 그리고 제2 시스템 PLL을 이용해 신호
    Figure 112006070006597-pct00087
    ,
    Figure 112006070006597-pct00088
    를 추출하는 단계,
    - 신호
    Figure 112006070006597-pct00089
    및,
    Figure 112006070006597-pct00090
    과의 곱셈에 의해 중간 주파수의 신호를 복조해서, 제1 및 제2 채널 각각을 형성하는 단계,
    - 각각의 채널의 신호를 필터링해서 0에서
    Figure 112006070006597-pct00091
    까지의 주파수 요소를 추출하는 단계,
    - 제1 채널로의 송신 종단에 추가된 상수 요소의 값에 의해 정해진 비율로 신호
    Figure 112006070006597-pct00092
    를 제1 채널 신호로부터 추출하는 단계,
    - 제1 채널의 신호를 신호
    Figure 112006070006597-pct00093
    와, 그리고 제2 채널의 신호를 신호
    Figure 112006070006597-pct00094
    와 곱하는 단계,
    - 양 채널의 결과 신호를 합산하는 단계,
    - 신호를 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00095
    를 갖는 디지털 형태로 변환해서, m-레벨 정보 시퀀스를 수신하는 단계,
    - 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00096
    를 갖는 m-레벨 정보 시퀀스를 출력 신호인, 클럭 주파수(ft)를 갖는 비트 정보 시퀀스로 변환하는 단계
    를 포함하는, QAM 신호의 송신 및 수신 방법.
  2. 0dB 이하의 신호대 잡음비에서 임의의 데이터 속도를 위해 텔레커뮤니케이션 네트워크에서 사용될 QAM(직교 진폭 변조) 신호의 송신 및 수신 방법으로서,
    -- 송신을 위해,
    - 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00097
    를 갖는 초기 정보 비트 시퀀스를 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00098
    를 갖는 m-레벨 시퀀스로 변환하는 단계(여기서 k=log2(m)),
    - 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00099
    를 갖는 m-레벨 시퀀스를 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00100
    를 갖는 두 개의 병렬 시퀀스로 변환해서, 제1 및 제2 채널 각각을 형성하는 단계,
    - 제1 및 제2 채널의 신호를, 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00101
    를 갖는 짧은 펄스 시퀀스(1,0,-1,0,...)인, 신호
    Figure 112006070006597-pct00102
    와 곱하는 단계,
    - 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00103
    를 갖는 짧은 펄스 시퀀스(0,A,0,-A,...)인 신호
    Figure 112006070006597-pct00104
    를 갖는 제1 및 제2 채널의 신호를 합산하는 단계,
    - 각각의 채널의 신호를 필터링해서 0에서
    Figure 112006070006597-pct00105
    까지의 주파수 요소를 추출하는 단계,
    - 제1 채널의 신호를 신호
    Figure 112006070006597-pct00106
    와, 그리고 제2 채널의 신호를 신호
    Figure 112006070006597-pct00107
    와 곱하는 단계(여기서
    Figure 112006070006597-pct00108
    가 반송파 변동의 주파수임),
    - 양 채널의 결과 신호를 합산해서 송신용 신호를 형성하는 단계;
    -- 수신을 위해,
    - 중간 주파수
    Figure 112006070006597-pct00109
    로 변하는 단계,
    - 주파수
    Figure 112006070006597-pct00110
    및
    Figure 112006070006597-pct00111
    의 입력 신호 스펙트럼 내의 요소를 사용하는, 제1 PLL 시스템을 이용해 신호
    Figure 112006070006597-pct00112
    ,
    Figure 112006070006597-pct00113
    및 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00114
    ,
    Figure 112006070006597-pct00115
    를 그리고 제2 PLL 시스템을 이용해 신호,
    Figure 112006070006597-pct00117
    를 추출하는 단계,
    - 신호
    Figure 112006070006597-pct00118
    및,
    Figure 112006070006597-pct00119
    과의 곱셈에 의해 중간 주파수의 신호를 복조해서, 제1 및 제2 채널 각각을 형성하는 단계,
    - 제1 및 제2 채널의 신호를 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00120
    를 갖는 디지털 형태로 변환하는 단계,
    - 각각의 채널의 신호를 필터링해서 주파수 요소 0에서
    Figure 112006070006597-pct00121
    까지의 주파수 요소를 추출하는 단계,
    - 복구된 메시지의 다의성의 제거를 위해, 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00122
    를 갖는 시퀀스(1,0,-1,0,...)인, 신호
    Figure 112006070006597-pct00123
    를 제1 및 제2 채널의 신호와 곱하는 단계,
    - 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00124
    를 갖는 제1 및 제2 채널의 두 개의 m-레벨 신호를 하나의 m-레벨 정보 시퀀스로 변환하는 단계,
    - 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00125
    를 갖는 m-레벨 정보 시퀀스를 출력 신호인, 클럭 주파수
    Figure 112006070006597-pct00126
    를 갖는 비트 정보 시퀀스로 변환하는 단계
    를 포함하는, QAM 신호의 송신 및 수신 방법.
  3. 0dB 이하의 SNR에서 임의의 데이터 속도를 위해 텔레커뮤니케이션 네트워크에서 사용하기 위한 QAM(직교 진폭 변조) 신호의 송신 및 수신 시스템으로서,
    -- 송신용 신호를 형성하기 위한 제1 디바이스이되,
    - 클럭 주파수(ft)를 갖는 정보 비트 시퀀스를 클럭 주파수(ft/k, 여기서 k=log2(m))를 갖는 m-레벨 시퀀스로의 변환기(1),
    - 클럭 주파수(ft)의 신호로부터 클럭 주파수(ft/k)의 신호를 수신하기 위한 k로의 주파수 분할기(2),
    - 유닛(6 및 7) 각각을 제어하기 위한, 클럭 주파수(ft/2k)의 두 개의 신호(하나는 위상이 0이고, 나머지 하나는 위상이 π) 형성기(3),
    - m-레벨 시퀀스의 m-레벨의 짧은 펄스(오프-듀티 인수>>2) 시퀀스로의 변환기(4),
    - 상수 요소 형성기(5),
    - 클럭 주파수(ft/2k)를 갖는 짝수 및 홀수 샘플 시퀀스를 추출해서 제1 및 제2 채널 각각을 형성하기 유닛(6 및 7),
    - 클럭 주파수(ft/2k) 신호로부터의 신호
    Figure 112007090512817-pct00127
    및
    Figure 112007090512817-pct00128
    형성기(8),
    - 상수 요소를 갖는 제1 채널의 신호를 합산하는 합산기([8] 9 ),
    - 제1 및 제2 채널의 신호의 신호
    Figure 112007090512817-pct00129
    및
    Figure 112007090512817-pct00130
    각각과의 곱셈을 위한 곱셈기(10 및 11),
    - 제1 및 제2 채널 각각의 필터링, 0에서
    Figure 112007090512817-pct00131
    까지의 주파수 요소의 추출, 및 송신용 최적 스펙트럼 형성을 위한 필터(12 및 13),
    - 제1 채널의 신호를
    Figure 112007090512817-pct00132
    와 곱하기 위한 곱셈기(15)(여기서
    Figure 112007090512817-pct00133
    가 반송파 주파수임),
    - 제2 채널의 신호를 신호
    Figure 112007090512817-pct00134
    와 곱하기 위한 곱셈기(16)(여기서
    Figure 112007090512817-pct00135
    가 반송파 주파수임),
    - 반송파 신호
    Figure 112007090512817-pct00136
    생성기(14),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00137
    를 형성하도록 -π/2를 위한 위상 회전기(17),
    - 제1 및 제2 채널의 결과 신호를 합산해서 송신용 신호(21)를 형성하는 합산기(18)
    를 포함하는, 제1 디바이스;
    -- 수신시에 신호를 처리할 제2 디바이스이되,
    - 입력 신호의 스펙트럼을 증폭하고, 예비적으로 필터링해서, 중간 주파수
    Figure 112007090512817-pct00138
    로 변화시키는 사전선택기(23),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00139
    의 주파수에 의해 제어되는 생성기(29),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00140
    로부터 신호
    Figure 112007090512817-pct00141
    를 수신하도록 -π/2에 대한 위상 회전기(30),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00142
    를 중간 주파수에 있는 입력 신호와 곱해서 제1 채널을 형성하는 곱셈기(33),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00143
    를 중간 주파수에 있는 입력 신호와 곱해서 제2 채널을 형성하는 곱셈기(34),
    - 제1 및 제2 채널 각각의 최적 필터링을 위해 통과대역 에지
    Figure 112007090512817-pct00144
    를 갖는 필터(35, 36),
    - 클럭 주파수(ft/k)의 제어 생성기(24),
    - 클럭 주파수 신호(ft/k)로부터 신호
    Figure 112007090512817-pct00145
    의 형성기(25)(여기서,
    Figure 112007090512817-pct00146
    ),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00147
    로부터 신호
    Figure 112007090512817-pct00148
    를 수신하기 위한 -π/2만큼의 위상 회전기(26),
    - 필터 출력(35)으로부터의 제1 채널의 신호와 신호
    Figure 112007090512817-pct00149
    를 곱하기 위한 곱셈기(27),
    - 클럭 주파수 신호
    Figure 112007090512817-pct00150
    및 신호
    Figure 112007090512817-pct00151
    및
    Figure 112007090512817-pct00152
    를 추출하기 위해 상기 생성기(24), 상기 형성기(25), 상기 위상 회전기(26) 및 상기 곱셈기(27)와 함께 제1 시스템 PLL을 형성하는 루프 필터(28),
    - 필터(36)의 출력으로부터의 제2 채널의 신호와 신호
    Figure 112007090512817-pct00153
    를 곱하기 위한 곱셈기(31),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00154
    및
    Figure 112007090512817-pct00155
    를 추출하기 위해 상기 생성기(29), 상기 위상 회전기(30), 상기 곱셈기(31, 34), 및 상기 필터(36)와 함께 제2 시스템 PLL을 형성하는 루프 필터(32),
    - 송신을 위해 유도된, 상수 요소값에 의해 정해진, 제1 채널 내의 신호
    Figure 112007090512817-pct00156
    의 요소를 보상하기 위한 합산기(37),
    - 유닛(37) 내에서 보상용 신호
    Figure 112007090512817-pct00157
    값을 할당하기 위한 감쇠기(38),
    - 제1 채널의 신호를 신호
    Figure 112007090512817-pct00158
    와 곱하는 곱셈기(39),
    - 제2 채널의 신호를 신호
    Figure 112007090512817-pct00159
    와 곱하는 곱셈기(40),
    - 제1 및 제2 채널의 결과 신호를 합산하는 합산기(41),
    - m-레벨 정보 시퀀스의 형성을 위해, 아날로그 신호를 클럭 주파수(ft/k)를 갖는 디지털 코드로 변환하는 아날로그 디지털 변환기(42),
    - 클럭 주파수(ft)를 수신하기 위한 클럭 주파수(ft/k)의 k와의 곱셈기(43)
    - 클럭 신호의 수신 및 클럭 주파수(ft/k)를 갖는 m-레벨 정보 시퀀스의 클럭 주파수(ft)를 갖는 비트 정보 시퀀스(45)로의 변환기(44)
    를 포함하는, 제2 디바이스
    를 포함하는, QAM 신호의 송신 및 수신 시스템.
  4. 0dB 이하의 SNR에서 임의의 데이터 속도를 위해 텔레커뮤니케이션 네트워크에서 사용하기 위한 QAM(직교 진폭 변조) 신호의 송신 및 수신 시스템으로서,
    -- 송신용 신호를 형성하기 위한 제1 디바이스이되,
    - 클럭 주파수
    Figure 112007090512817-pct00160
    를 갖는 정보 비트 시퀀스의 클럭 주파수
    Figure 112007090512817-pct00161
    를 갖는 m-레벨 시퀀스로의 변환기(1)(여기서 k=log2(m)),
    - 클럭 주파수
    Figure 112007090512817-pct00162
    로부터 클럭 주파수
    Figure 112007090512817-pct00163
    의 신호의 수신을 위한 k로의 주파수 분할기(2),
    - 클럭 주파수 신호
    Figure 112007090512817-pct00164
    의 수신을 위한 2로의 주파수 분할기(3),
    - 제1 및 제2 채널의 클럭 주파수
    Figure 112007090512817-pct00165
    를 갖는 두 개의 m-레벨 시퀀스 형성기(4),
    - 클럭 주파수 신호
    Figure 112007090512817-pct00166
    로부터의 신호
    Figure 112007090512817-pct00167
    및
    Figure 112007090512817-pct00168
    형성기(5),
    - 제1 및 제2 채널의 신호의 신호
    Figure 112007090512817-pct00169
    와의 곱셈기(6 및 7),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00170
    를 갖는 제1 및 제2 채널의 신호를 합산하는 합산기(8 및 9)(여기서, A가 송신용 신호의 출력 스펙트럼 내의 추가적인 요소의 레벨을 정함.),
    - 제1 및 제2 채널 각각의 필터링, 0에서
    Figure 112007090512817-pct00171
    까지의 주파수 요소 추출, 및 송신용 최적 스펙트럼 형성을 위한 필터(10 및 11),
    - 제1 채널 신호를 신호
    Figure 112007090512817-pct00172
    와 곱하기 위한 곱셈기(13)(여기서
    Figure 112007090512817-pct00173
    가 반송파 변동의 주파수임),
    - 제2 채널 신호를 신호
    Figure 112007090512817-pct00174
    와 곱하기 위한 곱셈기(14)(여기서
    Figure 112007090512817-pct00175
    가 반송파 변동의 주파수임),
    - 반송파 신호
    Figure 112007090512817-pct00176
    의 생성기(12),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00177
    를 형성하기 위한 -π/2에 대한 위상 회전기(15),
    - 제1 및 제2 채널로부터의 결과 신호를 합산해서 송신용 신호(19)를 형성하기 위한 합산기(16)
    를 포함하는, 제1 디바이스;
    -- 수신시에 신호를 처리하기 위한 제2 디바이스이되,
    - 입력 신호의 스펙트럼의 증폭, 예비적인 필터링 및 중간 주파수
    Figure 112007090512817-pct00178
    로 의 변경을 위한 사전선택기(21),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00179
    의 주파수에 의해 제어되는 생성기(30),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00180
    로부터 신호
    Figure 112007090512817-pct00181
    를 수신하도록 -π/2에 대한 위상 회전기(31),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00182
    를 중간 주파수에 있는 입력 신호와 곱해서 제1 채널을 형성하는 곱셈기(36),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00183
    를 중간 주파수에 있는 입력 신호와 곱해서 제2 채널을 형성하는 곱셈기(37),
    - 아날로그 디지털 변환을 하기 전에 예비적인 필터링을 위해 주파수 에지
    Figure 112007090512817-pct00184
    를 갖는 저주파수 필터(38, 39),
    - 제1 및 제2 채널의 아날로그 신호의 클럭 주파수
    Figure 112007090512817-pct00185
    를 갖는 디지털 신호로의 변환을 위한 아날로그 디지털 변환기(40, 41),
    - 제1 및 제2 채널 각각의 최적 필터링을 위해 주파수 에지
    Figure 112007090512817-pct00186
    를 갖는 필터(42, 43),
    - 클럭 주파수
    Figure 112007090512817-pct00187
    의 제어 생성기(22),
    - 클럭 주파수
    Figure 112007090512817-pct00188
    를 수신하도록 k로의 주파수 분할기(23),
    - 클럭 주파수
    Figure 112007090512817-pct00189
    신호로부터 신호
    Figure 112007090512817-pct00190
    의 형성기(24)(여기서,
    Figure 112007090512817-pct00191
    ),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00192
    로부터 신호
    Figure 112007090512817-pct00193
    를 수신하기 위한 -π/2에 대한 위상 회전기(25),
    - 제1 및 제2 채널 각각의 신호로부터 주파수
    Figure 112007090512817-pct00194
    에서 신호 요소를 추출하기 위한 필터(26, 32),
    - 필터(26 및 32)의 출력으로부터 신호를 합산하는 합산기(27),
    - 필터(26)의 입력으로부터의 신호에서 필터(32)의 출력으로부터의 신호를 공제하는 합산기(33),
    - 합산기(27)의 출력으로부터의 신호를 신호
    Figure 112007090512817-pct00195
    와 곱하는 곱셈기(28),
    - 클럭 주파수 신호
    Figure 112007090512817-pct00196
    ,
    Figure 112007090512817-pct00197
    및 신호
    Figure 112007090512817-pct00198
    및
    Figure 112007090512817-pct00199
    를 추출하기 위해 상기 제어 생성기(22), 상기 주파수 분할기(23), 상기 형성기(24), 상기 위상 회전기(25), 상기 필터(26,32), 상기 합산기(27), 및 상기 곱셈기(28)와 함께 제1 PLL 시스템을 형성하는 루프 필터(29),
    - 합산기(33)의 출력으로부터의 신호를 신호
    Figure 112007090512817-pct00200
    와 곱하기 위한 곱셈기(34),
    - 신호
    Figure 112007090512817-pct00201
    및
    Figure 112007090512817-pct00202
    를 추출하기 위해 상기 생성기(30), 상기 위상 회전기(31), 상기 곱셈기(34,36,37), 상기 저주파수 필터(38,39), 상기 아날로그 디지털 변환기(40,41), 상기 필터(26,32,42,43) 및 상기 합산기(33)와 함께 제2 PLL 시스템을 형성하는 루프 필터(35),
    - 제1 및 제2 채널의 신호를 신호
    Figure 112007090512817-pct00203
    와 곱하기 위한 곱셈기(44, 45),
    - 클럭 주파수
    Figure 112007090512817-pct00204
    를 갖는 제1 및 제2 채널의 m-레벨 시퀀스의 하나의 m-레벨 정보 시퀀스로의 변환기(46),
    - 클럭 주파수
    Figure 112007090512817-pct00205
    를 갖는 m-레벨 정보 시퀀스의 출력 신호의 수신 및 클럭 주파수
    Figure 112007090512817-pct00206
    를 갖는 비트 정보 시퀀스(48)로의 변환기(47)
    를 포함하는, 제2 디바이스
    를 포함하는, QAM 신호의 송신 및 수신 시스템.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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SU866777A1 (ru) * 1979-12-29 1981-09-23 Московский Институт Инженеров Гражданской Авиации Устройство дл цифроаналогового формировани однополосных сигналов с амплитудно-фазовой модул цией
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