KR100309372B1 - 이동통신단말시스템의 채널라이징 장치 및 그 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 이동통신단말시스템의 다중 반송주파수신호 신호 처리 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 특히, 이동통신단말시스템에서 수신된 다중 반송주파수수 신호의 일정 대역 신호로부터 원하는 채널의 신호를 분리해 내고 모뎀으로부터 받은 신호를 상기 일정 대역으로 올린 후 아날로그 신호로 바꿔 주기 위한 채널라이징 장치 및 그 방법에 관한 것이다. 이러한 본 발명은, 일정 대역이 여파된 다중 반송주파수 신호를 샘플링하여 디지털신호로 변환하고, 상기 변환된 디지털 신호에 서로 다른 위상차를 갖는 주파수 신호 각각을 혼합한 후, 상기 주파수 신호의 혼합 결과로서 출력된 각각의 신호로부터 인접채널의 신호를 분리하여 출력하는 장치 및 방법을 특징으로 한다.

Description

이동통신단말시스템의 채널라이징 장치 및 그 방법{DIGITAL CHANNELIZING APPARATUS AND METHOD FOR CDMA MOBILE COMMUNICATION TERMINAL EQUIPMENT}
본 발명은 이동통신단말시스템의 다중 반송주파수신호 신호 처리 장치 및 그 방법에 관한 것으로, 특히, 이동통신단말시스템에서 수신된 다중 반송주파수수 신호의 일정 대역 신호로부터 원하는 채널의 신호를 분리해 내고 모뎀으로부터 받은 신호를 상기 일정 대역으로 올린 후 아날로그 신호로 바꿔 주기 위한 채널라이징장치 및 그 방법에 관한 것이다.
통상적으로 이동통신단말시스템에 있어서 채널라이징 장치는 단말기 혹은 기지국의 송신기 및 수신기에 구성되어, 원하는 채널의 신호를 분리해 내는 기능을 수행한다. 이를 통상 채널라이저(Channelizer)라 칭하며, 상기 채널라이저는 통상 중간주파수 대역의 신호를 기저 대역으로 내리도록 하며 내부 구성으로는 오실레이터(Oscillator)와 혼합기(mixer), 그리고 인접 채널의 신호를 제거하기 위한 필터로서이루어진다.
특히, 최근에 있어 CDMA2000 단말기와 같은 고성능의 이동통신단말기에 상기의 채널라이저 적용이 이루어지고 있는데, 이는 CDMA2000 단말기의 경우 다중 반송주파수 신호를 수신하고 수신된 다중 반송주파수 신호에서 각 채널을 분리하여 그에 따른 신호처리를 이루도록 하고 있기 때문이다.
그러나 종래 기술에 따라 상기의 채널라이저를 구현할 경우, 아날로그 방식에 따른 중간주파수 대역의 신호를 처리할 수밖에 없었다. 그러나 아날로그 방식에 따라 구현된 종래의 채널라이저를 CDMA2000 단말기에 적용할 경우 다중 반송파 신호의 처리에 따른 신호 처리 구성 소자의 개수가 늘어날 수밖에 없는 문제를 낳게 되고, 아울러, 구성 소자의 개수 증가와 아날로그 소자로서의 채널라이저 구현은 상대적으로 전력 소모를 증대하는 문제를 낳았다. 또한, 보다 간소화된 칩사이즈로채널라이저를 구현하기 곤란한 문제를 낳는다.
그러한 문제를 종래 기술에 따른 채널라이저의 구성이 도시된 첨부 도면 도 1의 참조로서 살펴본다. 상기 도 1에 있어서의 채널라이저는 CDMA2000 단말기에 있어서 적용될 수 있는 채널라이저의 실 예를 보여주는 도면이다.
먼저, 상기 도 1에 있어 참조 부호 120에 해당하는 상단 부분은 채널라이저에 있어서의 수신부를 나타낸다. 상기 수신부(120)는 5MHz의 중간주파수 대역의 신호를 중심주파수가 1, 2, 3인 1.25MHz 대역폭을 갖는 아날로그 BPF(100)를 통과시킴으로써 분리되어진 각각의 신호들을 입력으로 한다. 분리되어 입력된 신호들은 각각의 중심주파수에 해당하는 VCO(voltage-controlled oscillator) 신호가 곱해진 후 기저대역으로 내려지고, 기저대역으로 내려진 신호는 각각의 ADC를 통해 디지털 신호로 변환하여 이동통신단말기의 모뎀(160)으로 인가된다. 상기 각각의 ADC 앞의 단에 구성된 630kHz 대역의 LPF(Low-pass Filter)는 앞의 BPF에서 제거되지 못한 인접채널의 신호와 혼합(mixing)에 의해 발생된 고주파 성분을 제거하는 역할을 한다.
그리고 상기 도 1에 있어서 참조 부호 140에 해당하는 하단 부분은 송신부를 나타내며, 이는 상기 모뎀(160)에서 나온 디지털 신호를 DAC(Digital-to-Analog Converter)를 이용하여 아날로그 신호로 변환하고, 변환된 신호를 혼합기(mixer)를 통하여 중심주파수를 ω4(2.5MHz)로 올려준다.
앞서 살펴본 바와 같이, 종래 기술에 따른 아날로그 방식의 채널라이저에서는 수신부(120)의 입력신호가 각각 1.25MHz 대역폭을 갖는 신호가 되어야 하므로, 수신부(120) 앞단에 1.25MHz 대역폭을 갖는 BPF(100) 3개를 필요로 하게 된다. 그리고, 각 채널을 기저대역으로 내린 후 이를 디지털 신호로 변환함에 있어 I, Q채널에 따른 6개의 ADC를 필요로 하게 된다. 다시 말하면 구성 소자의 개수가 수신부의 입력 신호에 대응하여 증가될 수밖에 없으며, 이에 따른 전력소모가 커질 수밖에 없다.
또한, 앞서의 종래 기술에 따른 아날로그 방식의 채널라이저는 모두 아날로그 소자들로 구성되기 때문에 아무리 반도체 공정기술의 발전이 이루어진다 해도 상대적으로 큰 전력소모를 이룰 수밖에 없다. 이러한 사실은 저전력 소모와 구성의 간소화를 요하는 이동통신단말기에 있어서 적합하지 않게 되는 문제를 낳는다.
한편으로, 기지국 시스템에 있어서 종래 기술에 따른 아날로그 방식의 채널라이저 구현을 이루는 경우에 있어서도 동일한 문제를 낳을 것이며, 중간주파수 대역의 신호 처리 대신 기저대역의 신호 처리에 있어 채널라이저의 구현이 이루어지더라도 동일한 문제를 낳게 된다.
결론적으로, 종래에는 다중반송파 신호의 수신에 따라 원하는 채널의 분리를 이루는 채널라이저가 아날로그 방식에 따라 구현될 수밖에 없어, 차세대 이동통신시스템에 있어 적합한 보다 간소화된 구성 및 저전력 소모를 이루기가 곤란 하였다.
따라서, 본 발명의 목적은 다중 반송파 신호의 수신에 따른 채널의 분리를 이루는 차세대이동통신시스템에 있어서 보다 간소화된 구성과 저전력 소모를 이룰 수 있는 채널라이징 장치 및 그 방법을 제공함에 있다 .
또한, 본 발명의 목적은 이동통신단말기의 중간주파수 대역 신호의 처리에 있어서 종래에 있어 사용되는 아날로그 방식을 대신 하여, 보다 더 적은 개수의 소자 구성과 그에 따른 저전력 소모를 이룰 수 있도록 하는 디지털 방식을 통한 중간주파수 대역 신호의 처리를 요하는 채널라이징 장치 및 그 방법을 구현함에 있다.
이러한 목적을 달성하기 위해 본 발명은, 일정 대역이 여파된 다중 반송주파수 신호를 샘플링하여 디지털신호로 변환하고, 상기 변환된 디지털 신호에 서로 다른 위상차를 갖는 주파수 신호 각각을 혼합한 후, 상기 주파수 신호의 혼합 결과로서 출력된 각각의 신호로부터 인접채널의 신호를 분리하여 출력함을 특징으로 하는 장치 및 방법을 제안한다.
도 1은 이동통신단말시스템 단말기에 있어서의 종래 기술에 따른 아날로그 채널라이징 장치의 블록 구성도.
도 2는 본 발명의 바람직한 제1실시 예에 따른 디지털 채널라이징 장치의 블록 구성도.
도 3은 본 발명의 바람직한 제2실시 예에 따른 디지털 채널라이징 장치의 블록 구성도.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면들을 참조하여 상세히 설명한다. 우선 각 도면의 구성 요소들에 부가된 참조 부호를 통해 본 발명을 설명함에 있어, 비록 다른 도면상에 표시된 참조 부호일 지라도 동일한 구성 요소를 나타내는 경우에는 동일한 참조부호를 사용하고 있음에 유의해야 한다.
또한 하기 설명에서는 구체적인 회로의 구성 소자 등과 같은 많은 특정(特定) 사항들이 나타나고 있는데, 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐 이러한 특정 사항들 없이도 본 발명이 실시될 수 있음은 이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 자명하다 할 것이다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
특히, 하기 설명에 있어서의 채널라이징 장치는 다중 반송파 신호의 수신과 그에 따라 채널의 분리를 이루어 신호 처리를 행하는 CDMA200 방식의 이동통신단말기에 적용되는 경우로서 본 발명을 설명한다. 그러나 본원 발명의 실시에 따른 채널라이징 장치는 기타의 이동통신단말기나 기지국 시스템에 있어서 적용될 수 있다.
도 2는 본 발명의 바람직한 제1실시 예에 따른 디지털 채널라이징 장치의 블록 구성도이다.
상기 도 2를 참조하여 본 발명에 따른 채널라이징 장치를 설명한다.
우선, 본 발명의 실시에 따른 채널라이징 장치는 아날로그 방식이 아니라 디지털 방식에 따른 구성을 갖는다.
상기 도 2는 바로 본 발명에 따른 채널라이징 장치가 되는 디지털 방식의 채널라이저 내부 구성을 도시한 도면이다. 상기 도 2에 있어 도시된 본 발명에 따른 채널라이저는 수신부(220)에 있어서 ADC가 맨 앞단에 위치하여 일정 대역 여파된 다중 반송파 신호를 디지털 신호로 변환하도록 되어 있으며, 송신부(240)에서는 DAC가 신호 처리 단의 맨 뒷단에 위치하여 모뎀(260)으로부터의 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하게 된다.
이를 보다 상세히 살펴보면, 먼저, 본 발명에 따른 채널라이저의 구조는 수신부로서 5MHz 대역폭의 신호를 9.8304MHz로 샘플링하여 디지털 신호로 변환시킨 후에 각 반송주파수에 해당하는 NCO(Numerically-Controlled Oscillator) 출력 신호를 곱해서 기저대역으로 내리도록 한다. 상기 내려진 기저대역의 신호는 저대역 통과 디지털 필터(LPF)를 통해 인접채널 신호와 분리되어진 후 모뎀으로 들어가서 해당 신호 처리가 이루어지게 된다. 상기 NCO는 아날로그 구조에서 VCO에 대응하는 본 발명의 구성으로, 디지털 변환된 다중 주파수 신호에 있어 적절한 중심 주파수의 발생을 이룬다.
이의 동작을 보다 상세히 설명하면,
먼저, 중간주파수(IF)에서 샘플링 하는 경우는 5MHz 대역의 BPF(200)를 통과한 신호를 직접 샘플링하게 된다. 샘플링 후의 신호는 IF주파수 IF와 샘플링 주기 Ts에 의해 결정되는 ωc를 중심주파수로 가지게 되며 하기 수식 1과 같이 나타내어진다. 이 방식의 기본적인 구조가 바로 상기 도 2와 같으며 다음과 같은 과정으로 신호를 얻어내게 된다.
다중 반송주파수로서 수신되어 필터부를 통과한 아날로그 신호 ra(t)를 샘플링 하면 다음과 같은 수학식 1의 r(n)이 얻어진다.
ｒ(n) = Re{s1(n)exp(j(ωc-ω0)n)+s2(n)exp(j(ωc)n)+s3(n)exp(j(ωc+ω0)n)}
= I1(t)cos((ωc-ω0)n) + Q1(t)sin((ωc-ω0)n)
+ I2(t)cos((ωc)n) + Q2(t)sin((ωc)n)
+ I3(t)cos((ωc+ω0)n) + Q3sin((ωc+ω0)n))
그리고, 상기 도 2에 있어서 모뎀(160)으로의 신호 출력 I1(n), Q1(n), I2(n), Q2(n), I3(n), Q3(n)은 다음 수학식 2와 같이 얻어진다.
I1(n)=LPF{R(n)cos((ωc-ω0)n)}
Q1(n)=LPF{R(n)sin((ωc-ω0)n)}
I2(n)=LPF{R(n)cos(ωcn)}
Q2(n)= LPF{R(n)sin(ωcn)}
I3(n)=LPF{R(n)cos((ωc+ω0)n)}
Q3(n)=LPF{R(n)sin((ωc+ω0)n)}
따라서, 상기 도 2에 있어 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 채널라이저는 3개의 NCO와 6개의 곱셈기가 필요하게 된다.
하지만 이것은 2개의 NCO, 6개의 곱셈기를 사용하는 구조로 바꿀 수 있다. 그러한 구조는 첨부된 도면 도 3에 있어 도시된 바와 같이 실시된다. 즉, 도 3은상기 도 2에서 보인 본 발명에 따른 채널라이저의 내부 구성을 2개의 NCO, 6개의 곱셈기로서 변형시킨 채널라이저의 내부구성으로, 본 발명의 또 다른 실시 예에 따른 채널라이저의 내부 구성을 보여주는 도면이다.
상기 도 3에 있어서의 채널라이저는, 수신부(320)의 입력 신호가 각각 1.25MHz, 2.5MHz, 3.75MHz를 중심주파수로 하는 다중 반송주파수 신호임을 이용하여 NCO 수를 2개로 줄이는 특징을 가진다. 즉, 먼저 2.5 MHz 만큼 내려서 LPF를 통해 중심주파수가 2.5MHz였던 신호를 분리해 내고 다시 1.25 MHz 만큼 올리고 내려서 LPF를 통과시킴으로써 중심주파수가 1.25MHz, 3.75MHz였던 신호들을 분리해 내는 것이다.
이를 앞서의 수학식 1의 참조 하에 설명하면 다음과 같다.
먼저, 앞서 설명한 수학식 2에 따른 출력 신호 각각은 다음 수학식 3과 같이 쓸 수 있게 된다.
R1(n)= r(n)exp(j(ωc-ω0)n)
= r(n)exp(jωcn)exp(-jω0n)
= R2(n)exp(-jω0n)
R2(n)= r(n)exp(jωcn)
R3(n)= r(n)exp(j(ωc+ω0)n)
= r(n)exp(jωcn)exp(jω0n)
= R2(n)exp(jω0n)
{I1(n)+jQ1(n)}=LPF{R1(n)}
{I2(n)+jQ2(n)}=LPF{R2(n)}
{I3(n)+jQ3(n)}=LPF{R3(n)}
상기 수학식 3을 통해 R1(n), R2(n), R3(n)은 R2(n)에 1.25MHz의 정현파를 곱해서 얻어낼 수 있다. 즉, ωc+ω0, ωc, ωc-ω0의 3개의 정현파를 따로 생성하던 것을, 주파수가 ωc,ω0인 2개의 정현파의 곱으로 얻어내는 것이다.
그리고, 곱셈기의 수는 다음과 같은 과정을 통해 구해질 수 있다.
먼저, R2(n)를 구하는 과정은, 하기 수학식 4와 같다.
R2(n)=r(n)cos(jωcn)+jr(n)sin(jωcn)
상기 수학식 4를 참조하면, 본 발명의 또 다른 실시 예로서의 채널라이저는 2개의 곱셈기가 사용됨을 알 수 있다.
이의 설명의 위해, 우선 R2(n) = IR2+ jQR2라고 나타내고, 이를 통해 R1(n), R3(n)을 구할 수 있다. 이는 하기 수학식 5와 같이 구해진다.
R1(n)=R2(n)exp(-jω0n)=(IR2+jQR2)(cos(-ω0n)+jsin(-ω0n))
= {IR2cos(ω0n)+QR2sin(ω0n)}+j{QR2cos(ω0n)-IR2sin(ω0n)}
R3(n)=R2(n)exp(jω0n)= (IR2+jQR2)(cos(ω0n)+jsin(ω0n))
= {IR2cos(ω0n)-QR2sin(ω0n)}+j{QR2cos(ω0n)+IR2sin(ω0n)},
상기 수식 5의 참조로서 알 수 있는 사실은, 곱셈기는 IR2cos(ω0n), QR2sin(ω0n), IR2sin(ω0n), QR2cos(ω0n)를 구하는 부분에서 4개가 사용됨의 사실이다.
따라서 전체적으로 6개의 곱셈기와 2개의 NCO를 사용해 또 다른 실시 예로서의 본 발명에 따른 채널라이저의 구현이 가능하게 되는 것이다.
결국, 상기 도 3에 있어서 도시된 채널라이저의 경우, 수신부(320)의 입력 신호가 각각 1.25MHz, 2.5MHz, 3.75MHz를 중심주파수로 하는 다중 반송주파수 신호임을 이용하여 NCO 수를 2개로 줄이는 것이다. 즉, 먼저 2.5 MHz 만큼 내려서 LPF를 통해 중심주파수가 2.5MHz였던 신호를 분리해 내고 다시 1.25 MHz 만큼 올리고 내려서 LPF를 통과시킴으로써 중심주파수가 1.25MHz, 3.75MHz였던 신호들을 분리해 내는 것이다.
그리고, 상기 도 3의 하단 부분의 경우는 송신부(340)가 되며, 이는 모뎀(360)에서 나온 3.75MHz 대역 폭 신호의 중심주파수를 ωIF(22.5/14.7456 rad)로 올린 후 아날로그 신호로 바꿔주는 역할을 한다.
한편, 본원 발명의 실시에 따른 채널라이저에 있어, 상기의 디지털 혼합기를 아날로그 혼합기로 교체하게 되면 기저 대역의 신호를 처리할 수 있게 된다.
즉, 기저대역의 신호처리에 따른 채널라이저는 IF에서의 수신된 신호 ra(t)를 통해 Baseband에서 샘플링을 함으로서 구현될 수 있다. 실 예로서, 수신된 5MHz대역의 3개 채널 신호에 analog mixer를 사용, exp(jΩIFt) (=cosΩIFt+sinΩIFt)를 곱해 baseband의 신호를 얻고, 다음으로, LPF를 거쳐 I-channel, Q-channel에서 샘플링해서 rI(n), rQ(n)과 같은 I_channel, Q_channel의 기저대역 신호를 얻음으로서 이루어질 수 있다. 이는 앞서의 중간주파수 대역의 신호 처리과정과 처리 동작의 원리 면에서는 동일하게 된다. 그리고 상술한 기저대역의 신호 처리에 있어서 Ω는 analog frequency, ω는 digital frequency를 나타낸다.
한편, 상술한 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예를 통해 설명하였으나, 실시자 혹은 제조자의 의도에 따라 여러 가지 응용에 의한 동작 수행이 가능함은 당연하다 할 것이다. 따라서, 본 발명의 권리범위는 상술한 실시 예에 국한되어서는 안되며, 후술되는 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은 아날로그 방식의 채널라이저에 비하여 아날로그 BPF(Bandpass Filter)와 ADC(Analog-to-Digital Converter), DAC(Digital-to- Analog Converter) 등의 아날로그 소자가 적게 사용되는 이점이 있다.
그리고 디지털 방식으로 채널라이저의 구현이 이루어지므로 반도체 공정기술의 발전에 따라 전력소모를 크게 줄일 수 있어 전력소모가 중요한 요소인 단말기에 있어서 매우 유용하게 적용될 수 있는 이점이 있다.

Claims (35)

  1. 이동통신단말시스템 수신기의 다중 반송주파수 신호 처리 장치에 있어서,
    일정 대역이 여파된 다중 반송주파수 신호를 샘플링하여 디지털신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환부와,
    변환된 디지털 신호에 서로 다른 위상차를 갖는 주파수 신호 각각을 혼합하는 주파수 혼합부와,
    상기 주파수 신호의 혼합 결과로서 출력된 각각의 신호로부터 인접채널의 신호를 분리하여 출력하는 채널 분리부로 이루어짐을 특징으로 하는 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 혼합되는 주파수 신호는,
    상기 일정 대역과 상기 다중 반송주파수 신호의 샘플링 주기에 따라 결정되는 중심주파수 신호로 이루어짐을 특징으로 하는 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 중심주파수 신호는,
    디지털 변환된 다중 반송주파수 신호에 있어 다중화된 각각의 반송주파수 신호에 해당하여 적절히 정해진 수치제어발진(NCO)신호임을 특징으로 하는 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 주파수 신호의 혼합은,
    I채널 및 Q채널로 분리되어 혼합됨을 특징으로 하는 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 채널 분리부는,
    상기 주파수 신호의 혼합 결과로서 출력된 각각의 신호에 있어 일정 대역을 여파하는 필터부로 이루어짐을 특징으로 하는 장치.
  6. 이동통신단말시스템 송신기의 송신 디지털 신호 처리 장치에 있어서,
    송신 출력되는 디지털 신호에 서로 다른 위상차를 갖는 주파수 신호 각각을 혼합하는 주파수 혼합부와,
    혼합된 디지털 신호를 합성한 후 아날로그 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환부와,
    변환된 아날로그 신호의 일정 대역을 여파하여 출력하는 필터부로 이루어짐을 특징으로 하는 장치.
  7. 제6항에 있어서, 송신 출력되는 디지털 신호는,
    I채널과 Q채널로 구분되어 모뎀으로부터 출력됨을 특징으로 하는 장치.
  8. 제6항에 있어서, 상기 혼합되는 주파수 신호는,
    수신기에서 수신되어 디지털 신호로 변환 처리되는 주파수 신호의 일정 대역과 디지털 신호로의 변환에 따른 샘플링 주기에 따라 결정되는 중심주파수 신호로 이루어짐을 특징으로 하는 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 중심주파수 신호는,
    수치제어발진(NCO)신호임을 특징으로 하는 장치.
  10. 이동통신단말시스템 수신기의 다중 반송주파수 신호 처리 방법에 있어서,
    일정 대역이 여파된 다중 반송주파수 신호를 샘플링하여 디지털신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환과정과,
    변환된 디지털 신호에 서로 다른 위상차를 갖는 주파수 신호 각각을 혼합하는 주파수 혼합 과정과,
    상기 주파수 신호의 혼합 결과로서 출력된 각각의 신호로부터 인접채널의 신호를 분리하여 출력하는 채널 분리과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 주파수 혼합 과정은,
    상기 일정 대역과 상기 다중 반송주파수 신호의 샘플링 주기에 따라 결정되어 발생되는 중심주파수 신호를 통해 혼합함을 특징으로 하는 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 중심주파수 신호 발생은,
    디지털 변환된 다중 반송주파수 신호에 있어 다중화된 각각의 반송주파수 신호에 해당하여 적절히 정해진 수치제어발진(NCO)신호 발생을 통해 이루어짐 특징으로 하는 방법.
  13. 제10항에 있어서, 상기 주파수 혼합과정은,
    I채널과 Q채널로 분리하여 수행됨을 특징으로 하는 방법.
  14. 제10항에 있어서, 상기 채널 분리 과정은,
    상기 주파수 신호의 혼합 결과로서 출력된 각각의 신호에 있어 일정 대역을여파하는 필터링 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 방법.
  15. 이동통신단말시스템 송신기의 송신 디지털 신호 처리 방법에 있어서,
    송신 출력되는 디지털 신호에 서로 다른 위상차를 갖는 주파수 신호 각각을 혼합하는 주파수 혼합과정과,
    상기 혼합된 디지털 신호를 합성한 후 아날로그 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환과정과,
    상기 변환된 아날로그 신호의 일정 대역을 여파하여 출력하는 필터링 과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 방법.
  16. 제15항에 있어서, 상기 주파수 혼합과정은,
    I채널과 Q채널로 구분되어 모뎀으로부터 출력되는 디지털 신호 각각을 혼합함을 특징으로 하는 방법.
  17. 제15항에 있어서, 상기 주파수 혼합 과정은,
    수신기에서 수신되어 디지털 신호로 변환 처리되는 주파수 신호의 일정 대역과 디지털 신호로의 변환에 따른 샘플링 주기를 통해 결정되는 중심주파수 신호로서 혼합함을 특징으로 하는 방법.
  18. 제17항에 있어서, 상기 중심주파수 신호는,
    수치제어발진(NCO)신호로서 발생됨을 특징으로 하는 방법.
  19. 이동통신단말시스템 수신기의 디지털 채널라이징 장치는,
    다중화된 반송주파수 신호의 중간주파수 대역 신호를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하는 아날로그/디지털 변환부를 맨 앞단으로 구성하며,
    상기 변환된 디지털 신호에 각기 다른 위상차의 주파수신호를 혼합하여 기저대역 신호를 발생한 후, 발생된 기저대역 신호로부터 인접채널의 신호를 분리하여 출력하는 채널분리부를 포함함을 특징으로 하는 장치.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 아날로그/디지털 변환부는, 상기 다중화된 반송주파수 신호에 대응하는 개수로 구성됨을 특징으로 하는 장치.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 채널분리부는, 상기 다중화된 반송주파수 신호에 있어 포함된 반송주파수 신호 개수에 대응하는 적절한 개수로 구성됨을 특징으로 하는 장치.
  22. 이동통신단말시스템 송신기의 디지털 채널라이징 장치는,
    발생된 중간주파수 대역 신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털/아날로그 변환부를 맨 뒷단으로 구성하며,
    서로 다른 위상차로 구분된 기저대역 신호에 소정 중심주파수를 혼합하여 상기 중간주파수 대역의 신호를 발생하는 중간주파수 대역 신호 발생부를 포함함을 특징으로 하는 장치.
  23. 제22항에 있어서,
    상기 디지털/아날로그 변환부는,
    발생된 중간주파수 대역 신호에 대응하는 개수로 구성됨을 특징으로 하는 장치.
  24. 이동통신단말시스템의 디지털 채널라이징 장치에 있어서,
    다중 반송주파수 신호 s1(t), s2(t), s3(t)가 포함된 상태에서 일정 대역 여파된 신호를 샘플링 하여, 하기 수학식 6에 따라 처리하여 출력하는 아날로그/디지털 변환부와,
    r(n) = Re{s1(n)exp(j(ωc-ω0)n)+s2(n)exp(j(ωc)n)+s3(n)exp(j(ωc+ω0)n)}
    = I1(t)cos((ωc-ω0)n) + Q1(t)sin((ωc-ω0)n)
    + I2(t)cos((ωc)n) + Q2(t)sin((ωc)n)
    + I3(t)cos((ωc+ω0)n) + Q3sin((ωc+ω0)n))
    ωc; 일정 대역의 중심주파수
    ra(t) ; 다중 반송주파수 신호로서 수신되어 필터부를 통과한 아날로그 신호
    r(n) ; ra(t)가 샘플링된 디지털 신호
    상기 아날로그/디지털 변환부의 출력 신호 r(n)을 하기 수학식 7에 따라 처리하여 처리된 각각의 신호를 모뎀으로 출력하는 채널분리부로 이루어짐을 특징으로 하는 장치.
    I1(n)=LPF{R(n)cos((ωc-ω0)n)}
    Q1(n)=LPF{R(n)sin((ωc-ω0)n)}
    I2(n)=LPF{R(n)cos(ωcn)}
    Q2(n)= LPF{R(n)sin(ωcn)}
    I3(n)=LPF{R(n)cos((ωc+ω0)n)}
    Q3(n)=LPF{R(n)sin((ωc+ω0)n)}
    LPF ; Low Pass Filtering
  25. 제24항에 있어서, 상기 중심주파수(ωc)는,
    상기 여파되는 일정 대역 주파수와 샘플링 주기(Ts)에 따라 적절히 결정됨을 특징으로 하는 장치.
  26. 이동통신단말시스템의 디지털 채널라이징 장치에 있어서,
    다중 반송주파수 신호 s1(t), s2(t), s3(t)가 포함된 상태에서 일정 대역 여파된 신호를 샘플링 하여, 하기 수학식 8에 따라 처리하여 출력하는 아날로그/디지털 변환부와,
    r(n) = Re{s1(n)exp(j(ωc-ω0)n)+s2(n)exp(j(ωc)n)+s3(n)exp(j(ωc+ω0)n)}
    = I1(t)cos((ωc-ω0)n) + Q1(t)sin((ωc-ω0)n)
    + I2(t)cos((ωc)n) + Q2(t)sin((ωc)n)
    + I3(t)cos((ωc+ω0)n) + Q3sin((ωc+ω0)n))
    ωc; 일정 대역의 중심주파수
    ra(t) ; 다중 반송주파수 신호로서 수신되어 필터부를 통과한 아날로그 신호
    r(n) ; ra(t)가 샘플링된 디지털 신호
    상기 아날로그/디지털 변환부의 출력 신호 r(n)을 하기 수학식 9에 따라 처리하여 처리된 각각의 신호를 모뎀으로 출력하는 채널분리부로 이루어짐을 특징으로 하는 장치.
    R1(n)= r(n)exp(j(ωc-ω0)n)
    = r(n)exp(jωcn)exp(-jω0n)
    = R2(n)exp(-jω0n)
    R2(n)= r(n)exp(jωcn)
    R3(n)= r(n)exp(j(ωc+ω0)n)
    = r(n)exp(jωcn)exp(jω0n)
    = R2(n)exp(jω0n)
    {I1(n)+jQ1(n)}=LPF{R1(n)}
    {I2(n)+jQ2(n)}=LPF{R2(n)}
    {I3(n)+jQ3(n)}=LPF{R3(n)}
  27. 제26항에 있어서,
    상기 수식 3에 있어서의 R1(n), R2(n), R3(n)은 상기 R2(n)에 소정 주파수의 정현파를 곱함으로 획득됨을 특징으로 하는 장치.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 R2(n)는 하기 수학식 10에 따라 처리되어 구해짐을 특징으로 하는 장치.
    R2(n)=r(n)cos(jωcn)+jr(n)sin(jωcn)
  29. 제27항에 있어서,
    상기 R1(n), R3(n)은 하기 수학식 11에 따라 처리되어 구해짐을 특징으로 하는 장치.
    R1(n)=R2(n)exp(-jω0n)=(IR2+jQR2)(cos(-ω0n)+jsin(-ω0n))
    = {IR2cos(ω0n)+QR2sin(ω0n)}+j{QR2cos(ω0n)-IR2sin(ω0n)}
    R3(n)=R2(n)exp(jω0n)= (IR2+jQR2)(cos(ω0n)+jsin(ω0n))
    = {IR2cos(ω0n)-QR2sin(ω0n)}+j{QR2cos(ω0n)+IR2sin(ω0n)},
    R2(n) = IR2+ jQR2
  30. 이동통신단말시스템의 디지털 채널라이징 방법에 있어서,
    다중 반송주파수 신호 s1(t), s2(t), s3(t)가 포함된 상태에서 일정 대역 여파된 신호를 샘플링 하여, 하기 수학식 12에 따라 처리하여 출력하는 아날로그/디지털 변환과정과,
    r(n) = Re{s1(n)exp(j(ωc-ω0)n)+s2(n)exp(j(ωc)n)+s3(n)exp(j(ωc+ω0)n)}
    = I1(t)cos((ωc-ω0)n) + Q1(t)sin((ωc-ω0)n)
    + I2(t)cos((ωc)n) + Q2(t)sin((ωc)n)
    + I3(t)cos((ωc+ω0)n) + Q3sin((ωc+ω0)n))
    ωc; 일정 대역의 중심주파수
    ra(t) ; 다중 반송주파수 신호로서 수신되어 필터부를 통과한 아날로그 신호
    r(n) ; ra(t)가 샘플링된 디지털 신호
    상기 아날로그/디지털 변환부의 출력 신호 r(n)을 하기 수학식 13에 따라 처리하여 처리된 각각의 신호를 모뎀으로 출력하는 채널분리과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 방법.
    I1(n)=LPF{R(n)cos((ωc-ω0)n)}
    Q1(n)=LPF{R(n)sin((ωc-ω0)n)}
    I2(n)=LPF{R(n)cos(ωcn)}
    Q2(n)= LPF{R(n)sin(ωcn)}
    I3(n)=LPF{R(n)cos((ωc+ω0)n)}
    Q3(n)=LPF{R(n)sin((ωc+ω0)n)}
    LPF ; Low Pass Filtering
  31. 제30항에 있어서, 상기 중심주파수(ωc)는,
    상기 여파되는 일정 대역 주파수와 샘플링 주기(Ts)에 따라 적절히 결정됨을 특징으로 하는 방법.
  32. 이동통신단말시스템의 디지털 채널라이징 방법에 있어서,
    다중 반송주파수 신호 s1(t), s2(t), s3(t)가 포함된 상태에서 일정 대역 여파된 신호를 샘플링 하여, 하기 수학식 14에 따라 처리하여 출력하는 아날로그/디지털 변환과정과,
    r(n) = Re{s1(n)exp(j(ωc-ω0)n)+s2(n)exp(j(ωc)n)+s3(n)exp(j(ωc+ω0)n)}
    = I1(t)cos((ωc-ω0)n) + Q1(t)sin((ωc-ω0)n)
    + I2(t)cos((ωc)n) + Q2(t)sin((ωc)n)
    + I3(t)cos((ωc+ω0)n) + Q3sin((ωc+ω0)n))
    ωc; 일정 대역의 중심주파수
    ra(t) ; 다중 반송주파수 신호로서 수신되어 필터부를 통과한 아날로그 신호
    r(n) ; ra(t)가 샘플링된 디지털 신호
    상기 아날로그/디지털 변환부의 출력 신호 r(n)을 하기 수학식 15에 따라 처리하여 처리된 각각의 신호를 모뎀으로 출력하는 채널분리과정으로 이루어짐을 특징으로 하는 방법.
    R1(n)= r(n)exp(j(ωc-ω0)n)
    = r(n)exp(jωcn)exp(-jω0n)
    = R2(n)exp(-jω0n)
    R2(n)= r(n)exp(jωcn)
    R3(n)= r(n)exp(j(ωc+ω0)n)
    = r(n)exp(jωcn)exp(jω0n)
    = R2(n)exp(jω0n)
    {I1(n)+jQ1(n)}=LPF{R1(n)}
    {I2(n)+jQ2(n)}=LPF{R2(n)}
    {I3(n)+jQ3(n)}=LPF{R3(n)}
  33. 제32항에 있어서, 상기 수학식 15에 있어서의 R1(n), R2(n), R3(n)은,
    상기 R2(n)에 소정 주파수의 정현파를 곱함으로 획득됨을 특징으로 하는 방법.
  34. 제33항에 있어서, 상기 R2(n)은,
    하기 수학식 16에 따라 처리되어 구해짐을 특징으로 하는 방법.
    R2(n)=r(n)cos(jωcn)+jr(n)sin(jωcn)
  35. 제33항에 있어서, 상기 R1(n), R3(n)은,
    하기 수학식 17에 따라 처리되어 구해짐을 특징으로 하는 방법.
    R1(n)=R2(n)exp(-jω0n)=(IR2+jQR2)(cos(-ω0n)+jsin(-ω0n))
    = {IR2cos(ω0n)+QR2sin(ω0n)}+j{QR2cos(ω0n)-IR2sin(ω0n)}
    R3(n)=R2(n)exp(jω0n)= (IR2+jQR2)(cos(ω0n)+jsin(ω0n))
    = {IR2cos(ω0n)-QR2sin(ω0n)}+j{QR2cos(ω0n)+IR2sin(ω0n)},
    R2(n) = IR2+ jQR2
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