KR0153730B1

KR0153730B1 - 전압동조튜닝방식의 채널선국방법

Info

Publication number: KR0153730B1
Application number: KR1019950037404A
Authority: KR
Inventors: 나일구
Original assignee: 김광호; 삼성전자주식회사
Priority date: 1995-10-26
Filing date: 1995-10-26
Publication date: 1998-12-15
Also published as: KR970024549A; US5797086A; CN1102810C; CN1150723A

Abstract

본 발명은 전압동조튜닝방식의 채널선국방법에 관한 것으로서, 종래의 전압동조튜닝방식에 있어서 선국시간이 길어 생산효율이 저하되는 문제점을 해결하기 위하여, 전압동조튜닝방식의 채널선국방법에 있어서: 동조다이오드의 오차에 의해 변화하는 튜닝전압의 오차에 대응할 수 있도록 동조다이오드의 평균값에 대응하는 펄스폭 변조데이타를 미리 설정하는 제1 과정; 상기 제1 과정에 의해 성정된 펄스폭 변조데이타의 평균값으로 최초 채널로부터 선국하여 자동최적튜닝기능을 수행한 후, 튜닝된 펄스폭 변조데이타를 이용하여 미리 설정된 펄스폭 변조데이타의 평균값과 스텝을 기준으로 동조다이오드의 오차를 판단하는 제2 과정; 상기 제2 과정에서 판단된 동조다이오드의 오차값을 자동최적튜닝기능의 인입범위로 선택하여 판단한 후, 동조 다이오드 오차의 상한값과 하한값에 대응할 수 있도록 보정된 펄스폭 변조데이타를 도출하는 제3 과정; 및 상기 제3 과정에 의해 판단된 자동최적튜닝기능의 오차값을 판단한 후, 보정된 펄스폭 변조데이타를 이용하여 최초채널 대비 선국채널의 펄스폭 변조데이타의 차이로 보정된 튜닝채널을 판단하여 선국하는 제4 과정을 수행하도록 하였다.

Description

전압동조튜닝방식의 채널선국방법

제1도는 채널선국의 원리를 나타내는 개략적 블록도.

제2도의 (a) 및 (b)는 채널선국의 원리를 나타내는 동조다이오드의 구조도 및 그에 의한 파형도.

제3도는 튜너의 발진주파수 발생원리를 나타내는 상세회로도.

제4도는 튜너를 구동시키기 위한 튜너구동부의 일실시예를 나타내는 회로도.

제5도는 본 발명에 의한 전압동조튜닝(voltage synthesize tuning)방식의 채널선국방법을 수행하기 위한 개략적 블록도.

제6도는 동조다이오드의 오차에 따른 튜닝전압의 변화상태를 나타내는 파형도.

제7도는 동조다이오드의 용량성 부하특성과 튜닝전압의 관계를 나타내는 파형도.

제8도는 펄스폭 변조데이타와 튜닝전압의 관계를 나타내는 파형도.

제9도는 제5도에 도시된 마이크로 컴퓨터의 동작흐름도이다.

* 도면의 주요부분에 사용된 부호의 설명

1 : 안테나 2 : 튜너

3 : 프리앰프 4 : 표면탄성파 필터

5 : 복조부 6 : 비데오신호 처리부

7 : 동기신호 검출부 8 : 마이크로 컴퓨터

9 : 튜너구동부

본 발명은 전압동조튜닝방식의 채널선국방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 전압동조튜닝방식에 주파수동조튜닝방식의 개념을 도입하여 선국시간을 감소시킨 전압동조방식의 채널선국방법에 관한 것이다.

일반적으로 채널선국방법에는 전압동조튜닝(voltage synthesize tuning)방식과 주파수동조튜닝(frequency synthesize tuning)방식으로 구분된다.

이러한 채널선국방법 중 전압동조튜닝방식(VS)은 발진주파수(fosc)를 제어하는 튜너구동부의 출력전압(VT)을 직접 튜너에 인가하여 채널을 선국하도록 한 것이며, 주파수동조튜닝방식(FS)은 위상폐루프(phase-locked loop : PLL)원리를 이용하여 주파수로 제어하는 방식을 말한다.

일반적인 채널선국의 원리는 제1도에 도시된 바와 같이, 청취하고자 하는 방송주파수를 중간주파수(intermediate frequency : IF)로 변환할 수 있도록 소정의 발진주파수(fosc)를 합성하는 것이다. 따라서, 출력되는 중간주파수(IF)의 방송신호는 다음과 같은 공식이 성립된다.

중간주파수(IF)= 발진주파수(fosc) - 고주파수(RF)

이러한 채널선국의 원리를 실용화하기 위하여 제2도의 (a)에 도시된 바와 같이 PN접합 동조다이오드를 사용하였다. 즉, 동조다이오드의 역전압을 인가하면, 동조다이오드는 제2도의 (b)에 도시된 바와 같이 용량성 부하값이 변화하게 되며, 이를 이용한 것이 튜너의 원리이다. 이러한 튜너의 등가회로가 제3도에 도시되어 있다.

제3도에 도시된 튜너에 의하면, 발진주파수(fosc)는 다음과 같은 공식이 성립된다.

한편, 전술한 전압동조튜닝방식(VS)과 주파수동조튜닝방식(FS)의 차이점은 아래의 표1과 같다.

표1에 나타난 바와 같이, 전압동조튜닝방식(VS)은 생산성면에서 주파수동조튜닝방식(FS)보다 매우 월등하나, 채널선국시간이 길어 사용하기에 불편한 문제점이 있었다.

또한, 초기 생산시 방송채널을 동조시키는데 많은 시간이 소요됨에 따라 생산에 소요되는 시간이 증가하여 생산효율이 저하되는 문제점이 있었다.

따라서, 본 발명은 전술한 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 전압동조튜닝방식의 채널선국방법을 채용함에 있어서, 선국시간을 단축하기 위하여 주파수동조튜닝방식의 개념을 도입한 전압동조튜닝방식의 채널선국방법을 제공함에 있다.

전술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 특징은, 전압동조튜닝방식의 채널선국방법에 있어서; 동조다이오드의 오차에 의해 변화하는 튜닝전압의 오차에 대응할 수 있도록 동조다이오드의 평균값에 대응하는 펄스폭 변조데이타를 미리 설정하는 제1 과정; 상기 제1 과정에 의해 설정된 펄스폭 변조데이타의 평균값으로 최초 채널로부터 선국하여 자동최적튜닝기능을 수행한 후, 튜닝된 펄스폭 변조데이타를 이용하여 미리 설정된 펄스폭 변조데이타의 평균값과 스텝을 기준으로 동조다이오드의 오차를 판단하는 제2 과정; 상기 제2 과정에서 판단된 동조다이오드의 오차값을 자동최적튜닝기능의 인입범위로 선택하여 판단한 후, 동조 다이오드 오차의 상한값과 하한값에 대응할 수 있도록 보정된 펄스폭 변조데이타를 도출하는 제3 과정; 및 상기 제3 과정에 의해 판단된 자동최적튜닝기능의 오차값을 판단한 후, 보정된 펄스폭 변조데이타를 이용하여 최초채널 대비 선국채널의 펄스폭 변조데이타의 차이로 보정된 튜닝채널을 판단하여 선국하는 제4 과정을 수행하도록 한 전압동조튜닝방식의 채널선국방법에 있다.

이하, 본 발명에 의한 전압동조튜닝방식의 채널선국방법의 바람직한 실시예에 대하여 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.

제5도에는 본 발명에 의한 전압동조튜닝방식의 채널선국방법을 수행하기 위한 개략적 블록도가 도시되어 있다.

제5도를 보면, 안테나(1)에 의해 수신된 고주파수(RF)의 방송신호를 튜닝하고 중간주파수(IF)로 변환하는 튜너(tuner: 2)와, 튜너(2)에 의해 중간주파수(IF)로 변환된 방송신호를 신호처리에 적합한 소정크기로 증폭하는 프리앰프(pre-amplifier: 3)와, 프리앰프(3)에 의해 증폭된 중간주파수(IF)의 방송신호 중 표면탄성파(surface acoustic wave: SAW)를 제거하는 표면탄성파 필터(SAW filter: 4)와, 표면탄성파 필터(4)에서 출력된 방송신호를 검파하여 비데오신호(video signal)를 출력하는 복조부(demodulator: 5)와, 복조부(5)에서 출력된 비데오신호를 신호처리하여 신호처리된 비테오신호를 최종 출력하는 비데오신호 처리부(video signal processdr: 6)와, 비데오신호 처리부(6)에서 출력되는 비데오신호 중 동기신호를 검출하는 동기신호 검출부(sync detector: 7)와, 동기신호 검출부(7)에서 검출된 동기신호와 복조부(5)로부터 자동최적튜닝기능(atomatic fine tuning: 이하, 'AFT'라 약칭함)신호를 인가받아 전압동조튜닝(VS)회로의 전체동작을 제어하는 마이크로 컴퓨터(micro computer: 8)와, 마이크로 컴퓨터(8)로부터 출력된 펄스폭 변조신호(PWM)를 인가받아 이 펄스폭 변조신호(PWM)에 대응하는 소정전압을 튜너(2)에 출력하는 튜너구동부(9)로 구성되어 있다.

전술한 바와 같은 본 발명의 동작에 대하여 제6도 내지 제9도를 참조하여 상세히 설명한다.

초기에 마이크로 컴퓨터(8)는 채널선국에 필요한 발진주파수(fosc)를 발생시키도록 펄스폭 변조신호(PWM)를 튜너구동부(9)에 출력한다. 마이크로 컴퓨터(8)로부터 펄스폭 변조신호(PWM)를 인가받은 튜너구동부(9)(제4도 참조)는 펄스폭 변조신호에 대응하는 튜닝전압(VT)을 튜너(2)에 출력하여 튜너(2)를 동조시킨다.

이때, 튜너(2)에서 발진된 발진주파수(fosc)에 동기되는 고주파수(RF)의 방송신호가 존재하면 튜너(2)에서 이 고주파수(RF)의 방송신호를 중간주파수(IF)로 변환하여 출력하고, 이 중간주파수(IF)의 방송신호는 프리앰프(3)와 표면탄성파 필터(4)를 거쳐 복조부(5)에 인가된다. 복조부(5)는 인가된 중간주파수의 방송신호를 검파하여 비데오신호(CVBS: color video baseband signal)로 변환 출력한다. 이렁게 변환된 비데오신호는 비데오신호 처리부(6)를 통하여 신호처리된 후 최종 비데오신호가 출력된다.

한편, 비데오신호 처리부(6)로부터 출력된 비데오신호는 동기신호 검출부(7)에 인가되어 비데오신호에 포함된 동기신호가 검출되고, 검출된 동기신호는 마이크로 컴퓨터(8)에 제공된다.

마이크로 컴퓨터(8)는 동기신호 검출부(7)로부터 동기신호가 입력되면 방송신호가 수신되는 것으로 판단하고, 복조부(5)로부터 AFT신호를 인가받아 최적의 상태로 튜닝(tuning)될 때까지 펄스폭 변조신호(PWM)를 제어하여 채널선국과정을 종료하게 된다.

여기서, 전술한 마이크로 컴퓨터(8)가 튜너구동부(9)에 출력하는 펄스폭 변조데이타의 예는 다음의 표2와 같다.

따라서, 위의 표2에 나타낸 바와 같이, 마이크로 컴퓨터(8)에서 출력되는 펄스폭 변조신호는 ΔPWM(L1) × STEP(L1) + ΔPWM(L2) × STEP(L2) + ΔPWM(L3) × STEP(L3) = ΔPWM(H1) × STEP(H1) + ΔPWM(H2) × STEP(H2) + ΔPWM(H3) × STEP(H3) = ΔPWM(U1) × STEP(U1) + ΔPWM(U2) × STEP(U2) + ΔPWM(U3) × STEP(U3)의 공식이 성립된다.

단, 전술한 표2에서 각 밴드(band)당 PWM을 3종류로 분리한 이유는 튜닝에 사용되는 동조다이오드의 비선형적 용량성 부하특성에 대하여 선형적인 튜닝동작을 구현하기 위함이다. 또한, PWM은 실험적으로 데이터값을 결정하게 되며, 그 의미는 동조다이오드의 평균값에 대응한 튜닝동작의 최적화에 있다.

한편, 전술한 바와 같이 본 발명은 전압동조튜닝방식(VS)을 사용함에 있어서, 주파수동조튜닝방식(FS)과 동일하게 채널을 선국할 수 있도록 구성하는데 그 목적이 있으므로, 먼저, 주파수동조튜닝방식(FS)의 채널선국동작을 살펴보면 다음의 식과 같다.

fosc = fr × 8(32M + S)

여기서, fr은 기준주파수(NTSC = 4.0㎒/512, PAL = 3.2㎒/512),

M은 9비트(bit) 메인 카운터(main counter),

S는 5비트(bit) 스왈로우 카운터(swallow counter)이다.

즉, 주파수동조튜닝방식(FS)에서는 메인 카운터와 스왈로우 카운터의 데이터로서 튜닝에 필요한 발진주파수(fosc)를 한 번에 얻을 수 있게 된다.

반면, 전압동조튜닝방식(VS)에서 주파수동조튜닝방식(FS)의 메인 카운터와 스왈로우 카운터에 해당하는 것이 바로 펄스폭 변조데이타(PWM DATA)(ΔPWM과 STEP으로 구성)이다. 즉, 펄스폭 변조데이타에 의해 제4도의 튜너구동부(9)가 발진주파수(fosc)를 발생하도록 튜닝전압(VT)을 출력한다.

그런데, 전압동조튜닝방식(VS)에서는 발진주파수(fosc)를 발생하는 동조다이오드의 단품오차, 튜너구동부(9)내의 로우패스필터(low pass filter)오차 등에 의해 주파수동조튜닝방식(FS)과 달리 튜닝에 필요한 발진주파수(fosc)를 한 번에 얻을 수가 없다. 따라서, 본 발명은 전압동조튜닝방식(VS)에 의해 튜닝동작을 주파수동조튜닝방식(FS)으로 동작시키는데 그 요지가 있는 것이다.

전술한 바와 같이, 동일한 특성의 튜너구동부(9)를 사용하여 전압동조튜닝동작을 수행하는 겨우, 가장 주요한 변수는 제6도에 도시된 바와 같이 동조다이오드의 단품오차이다. 즉, 하나의 펄스폭 변조데이타에 의해 발생된 제1 전압(VT1)이 동조다이오드에 역바이어스상태로 인가되면, 각 단품오차에 의해 얻어지는 발진주파수(fosc)는 아래의 식에서와 같이 서로 상이하게 된다.

제6도에 도시된 동조다이오드의 특성에 있어서,

이며, 발진주파수의 크기는, fosc(A)＜ fosc(B) ＜fosc(C)가 되어 B특성 동조다이오드에 의해 발진주파수(fosc(B))에서 튜닝시 튜너(2)에 출력되는 중간주파수(IF)의 크기는 IF(A)＜IF(B)＜IF(C)가 된다.

부연 설명하면, 동조다이오드의 오차에 의해 튜너(2)에서 출력되는 중간주파수(IF(A), IF(C))와 중간주파수(IF(B))간의 오차가 중간주파수(IF(B))에서의 분포범위를 벗어나기 때문에 전압동조튜닝방식(VS)에서 필요한 발진주파수(fosc)를 주파수동조튜닝방식(FS)에서와는 달리 한 번에 얻을 수 없게 되는 것이다.

이를 해결하기 위하여 아래의 표3에 나타난 바와 같은 포맷으로 각 채널당 펄스폭 변조데이타를 설정하는 것이 바람직하다.

단, 여기서, A∼Ⅰ는 상수이다.

전술한 표3에서 알수 있는 바와 같이, 각 채널당 펄스폭 변조데이타를 계수화하며, 이렇게 계수화된 펄스폭 변조데이타는 표3에서의 펄스폭 변조데이타 구성과 같다. 또한, 펄스폭 변조데이타는 평균적인 동조다이오드의 특성으로 실험값을 이용한다.

전술한 바와 같은 본 발명의 동작에 대하여 일예를 들어 보다 상세히 설명하면 다음과 같다.

예컨대, 텔레비젼을 생산하는 어느 생산공장에서, 텔레비젼 생산시 필요한 선국채널이 E02, E06, 69라 가정하면,

Ⅰ) 먼저, 평균적인 동조다이오드가 적용된 튜너(2)로 필요채널을 선국할 경우,

1) 마이크로 컴퓨터(8)에서 표3에서의 펄스폭 변조데이타(PWM(E02))를 송출한 후 AFT를 수행한다. 이후, 선국된 채널을 메모리한다.

2) 마이크로 컴퓨터(8)에서 표3에서의 펄스폭 변조데이타(PWM(E06))를 송출한 후 AFT를 수행한다. 이후, 선국된 채널을 메모리한다.

3) 마이크로 컴퓨터(8)에서 표3에서의 펄스폭 변조데이타(PWM(69))를 송출한 후 AFT를 수행한다. 이후, 선국된 채널을 메모리한다.

Ⅱ) 다음으로, 오차상한치의 동조다이오드가 적용된 튜너(2)로 필요한 채널을 선국할 경우, 앞서 언급한 Ⅰ)의 경우와 같이 마이크로 컴퓨터(8)에서 표3에서의 펄스폭 변조데이타(PWM(E02))를 송출한 후 AFT를 수행하여도 E02채널을 선국하지 못한다. 그 이유는 앞서 설명한 바와 같이 펄스폭 변조데이타(PWM(E02))에 대한 발진주파수(fosc(E02))값이 동조다이오드의 오차특성에 의해 변하기 때문이다. 이를 해결하기 위하여,

1) E02채널을 선국할 때까지 기존의 방법과 동일하게 펄스폭 변조데이타를 초기부터 증가시켜 채널을 선국한다.

2) E02채널에 대하여 AFT를 수행한 후, 이때의 펄스폭 변조데이타값을 표3에서의 펄스폭 변조데이타(PWM(E02))값과 비교한다. 이때, 펄스폭 변조데이타(PWM(E02))의 상한치 ＞ 펄스폭 변조데이타(PWM(E02))+α의 공식이 성립한다. 왜냐하면, 펄스폭 변조데이타(PWM(E02))에서 AFT를 수행하여도 E02채널을 선국하지 못할 정도의 동조다이오드 오차가 발생하기 때문이다.

3) 마이크로 컴퓨터(8)에서 표3에서의 펄스폭 변조데이타(PWM(E06))에 α를 더한 값(PWM(E06))+α)을 송출한 후 AFT를 수행한다. 이후 선국된 채널을 메모리한다.

4) 마이크로 컴퓨터(8)에서 표3에서의 펄스폭 변조데이타(PWM(69))에 α를 더한 값(PWM(E06))+α)을 송출한 후 AFT를 수행한다. 이후, 선국된 채널을 메모리한다.

따라서, 기존의 방법과 동일하게 채널을 선국하여 소망하는 채널선국시보다 작업시간을 대폭 감소시킬 수 있게 된다.

Ⅲ) 마지막으로, 오차하한치의 동조다이오드가 적용된 튜너(2)로 필요채널을 선국할 경우, Ⅱ)의 경우와 동일한 과정을 진행한다. 즉,

2) E02채널에 대하여 AFT를 수행한 후, 이때의 펄스폭 변조데이타값을 표3에서의 펄스폭 변조데이타(PWM(E02))값과 비교한다. 이때, 펄스폭 변조데이타(PWM(E02))의 하한치 ＜ 펄스폭 변조데이타(PWM(E02))-β의 공식이 성립한다. 왜냐하면, 펄스폭 변조데이타(PWM(E02))에서 AFT를 수행하여도 E02채널을 선국하지 못할 정도의 동조다이오드 오차가 발생하기 때문이다.

3) 마이크로 컴퓨터(8)에서 표3에서의 펄스폭 변조데이타(PWM(E06))에 β를 뺀 값(PWM(E06))-β)을 송출한 후 AFT를 수행한다. 이후 선국된 채널을 메모리한다.

4) 마이크로 컴퓨터(8)에서 표3에서의 펄스폭 변조데이타(PWM(69))에 β를 뺀 값(PWM(E06))-β)을 송출한 후 AFT를 수행한다. 이후, 선국된 채널을 메모리한다.

한편, 전술한 α와 β는 제7도 및 제8도에 도시된 바와 같이, 40스텝에 해당하는 펄스폭 변조데이타로 상수이며, 여기서, 40스텝의 의미는 하나의 채널을 선국한 후 AFT를 수행할 때 최대 ±40스텝까지 펄스폭 변조데이타를 가변시키는 것을 말한다.

이상에서 상세히 살펴본 바와 같이, 마이크로 컴퓨터(8)는 제9도에 도시된 바와 같이,

1) 최초채널을 선국할 때까지 기존의 방법과 동일하게 펄스폭 변조데이타를 초기부터 증가시켜 채널을 선국한다. (S1)

2) 최초채널을 선국하고, AFT를 종료한 후, 표3에 나타난 바와 같이, 펄스폭 변조데이타값을 평균적인 동조다이오드를 사용한 경우의 펄스폭 변조데이타값과 비교한다. 즉, '최초채널의 펄스폭 변조데이타＞최초채널의 평균 펄스폭 변조데이타+α인가? 또는 최초채널의 펄스폭 변조데이타＜ 최초채널의 평균 펄스폭 변조데이타-β인가?'를 비교한다(S2, S3)

3) 이후, 전술한 과정에서 판단된 결과에 따라 해당채널의 펄스폭 변조데이타(해당채널의 평균값)에 α를 더한 값 또는 해당채널의 펄스폭 변조데이타(해당채널의 평균값)에 β를 뺀 값을 마이크로 컴퓨터(8)에 송출하여 선국한다(S3, S4, S5).

전술한 바와 같이 본 발명에 의한 전압동조튜닝방식의 채널선국방법에 다르면, 전압동조튜닝방식을 적용한 방송수신기 생산공정에서 생산에 필요한 채널을 자동으로 튜닝할 수 있으므로, 생산에 소요되는 시간이 감소되어 생산효율을 증대할 수 있는 이점이 있다.

Claims

전압동조튜닝방식의 채널선국방법에 있어서; 동조다이오드의 오차에 의해 변화하는 튜닝전압의 오차에 대응할 수 있도록 동조다이오드의 평균값에 대응하는 펄스폭 변조데이타를 미리 설정하는 제1 과정; 상기 제1 과정에 의해 설정된 펄스폭 변조데이타의 평균값으로 최초 채널로부터 선국하여 자동최적튜닝기능을 수행한 후, 튜닝된 펄스폭 변조데이타를 이용하여 미리 설정된 펄스폭 변조데이타의 평균값과 스텝을 기준으로 동조다이오드의 오차를 판단하는 제2 과정; 상기 제2 과정에서 판단된 동조다이오드의 오차값을 자동최적튜닝기능의 인입범위로 선택하여 판단한 후, 자동최적튜닝기능의 오차의 상한값과 하한값에 대응할 수 있도록 보정된 펄스폭 변조데이타를 도출하는 제3 과정; 및 상기 제3 과정에 의해 판단된 자동최적튜닝기능의 오차값을 판단한 후, 보정된 펄스폭 변조데이타를 이용하여 최초채널 대비 선국채널의 펄스폭 변조데이타의 차이로 보정된 튜닝채널을 판단하여 선국하는 제4 과정을 수행하도록 한 전압동조튜닝방식의 채널선국방법.