JPWO2015107654A1 - 受信装置および受信方法 - Google Patents

Abstract

狭帯域雑音成分の有無およびその大きさを含む情報に応じて復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成し、この信頼性情報を用いて復調信号に対するビタビ復号を行う。

Description

この発明は、直交周波数分割多重（以下、ＯＦＤＭと略す）信号の受信装置および受信方法に関する。

一般に、畳み込み符号化されたデータがＯＦＤＭで伝送された場合、受信装置は、これを受信した信号から求めた各サブキャリアの復調信号に対してビタビ復号処理を行う。
ここで、ビタビ復号とは、畳み込み符号が有する繰り返し構造を利用して、最尤復号を効率的に実行する復号方法である。

例えば、一次変調方式としてＱＰＳＫ（４相位相偏移変調）または多値ＱＡＭ（直角位相振幅変調）が使用されたＯＦＤＭ信号の場合、まず、ビタビ復号器は、位相および振幅を補正したサブキャリア成分の受信点配置と、変調方式に依存して一義的に定まる信号点配置との間の尤度を示すブランチメトリックを求める。そして、可能性のあるトレリスの全ての生き残りパスを求め、それぞれのパスのブランチメトリックを累積加算し、累積加算結果が最も小さいパスを選択する。ビタビ復号器では、この選択されたパスのステートを復号結果として出力し、送信データを再生する。

ブランチメトリックを算出する際に、サブキャリアごとの復調信号の信頼性、すなわち確からしさを加味すると、ビタビ復号器の誤り訂正能力が向上することが知られている。
このため、ＱＰＳＫまたはＱＡＭなどのサブキャリア変調方式を使用したＯＦＤＭ信号の受信装置においては、サブキャリアごとの信頼性情報をブランチメトリック演算に利用する具体的な方法が既に提案されている。

しかし、上述した信頼性情報は、伝送路特性の推定結果から得られたサブキャリアごとの電力情報に基づいて算出されるものである。このため、畳み込み符号化されたデータをＤＱＰＳＫ（差動４相位相偏移変調）で１次変調してＯＦＤＭで伝送された信号（以下、ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号と記載する）のように、復調時に伝送路特性を推定しない信号には適用することができない。
さらに、ＤＱＰＳＫを差動復調する場合に、伝送路特性の急激な時間変動やＡＦＣ（自動周波数制御）誤差、位相雑音などによっては、Ｉ−Ｑ平面上で直線Ｑ＝Ｉ、Ｑ＝−Ｉ（Ｉ，Ｑ軸と４５度の関係にある直線）に対して復調信号点のコンスタレーションが傾く場合があり、サブキャリアごとの電力情報だけでは信頼性情報を生成することができない。

例えば、特許文献１には、上述した問題を解決するための受信技術が開示されている。特許文献１に記載の受信装置は、ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であり、ビタビ復号処理を行うため、受信信号の高速離散フーリエ変換（ＦＦＴ）出力を位相情報に変換して隣接シンボル間の位相差情報から軟判定値を算出する位相軟判定回路と、隣接する２シンボルのＦＦＴ出力の振幅（または電力、あるいはこれらのいずれかに比例するスカラー値）を基に重み付け係数を算出する重み付け係数生成回路とが設けられている。
位相軟判定回路の出力がＤＱＰＳＫ信号の復調信号であって、重み付け係数生成回路が生成したサブキャリアごとの重み付け係数を位相軟判定回路の出力に乗算した上でビタビ復号を行う。このとき、重み付け係数は復調信号の信頼性の高さを表しており、その値が大きいほど信頼性が高いとみなされる。

周波数選択性フェージング伝送路においては、サブキャリアごとにＣ／Ｎ（搬送波電力対雑音電力比）が異なるだけでなく、上述した通り伝送路特性の時間変動やＡＦＣ誤差、位相雑音などによって復調信号の品質が劣化するため、復調信号だけではビタビ復号の性能が十分に得られない。
これに対して、特許文献１の技術によれば、復調信号の位相回転と振幅情報を利用してビタビ復号を行うため、単に位相情報のみを利用した軟判定復号よりも受信性能を向上させることができる。

特開平１１−１９６１４１号公報

一方、実際の電波環境においては、上述した復調信号の品質劣化以外にも、信号帯域に狭帯域雑音が重畳されることで受信性能が著しく劣化する場合がある。
しかしながら、特許文献１に代表される従来の技術では、復調信号の振幅（または電力あるいはこれらのいずれかに比例するスカラー値）が大きいほどサブキャリアの復調信号の信頼性が高いとみなされる。このため、狭帯域雑音が重畳して電力の大きくなったサブキャリアの復調信号は信頼性が高いとみなされ、かえってビタビ復号処理の誤り訂正能力を低下させるという課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、ビタビ復号における誤り訂正能力が向上して受信性能を改善させることができる受信装置および受信方法を得ることを目的とする。

この発明に係る受信装置は、サブキャリアがＤＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、ＯＦＤＭシンボルごとに受信信号を離散フーリエ変換して出力するフーリエ変換部と、フーリエ変換部の出力信号から既知のリファレンスシンボルに対応する出力信号を抽出して出力するリファレンスシンボル抽出部と、リファレンスシンボル抽出部の出力信号に基づいて受信信号に含まれる狭帯域雑音成分を検出し、サブキャリアごとに狭帯域雑音成分の大きさを出力する狭帯域雑音検出部と、フーリエ変換部の出力信号を差動復調してサブキャリアごとの復調信号を出力する差動復調部と、差動復調部および狭帯域雑音検出部の各出力信号に基づいて、狭帯域雑音成分の有無およびその大きさを含む情報に応じて復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成して出力する信頼性情報生成部と、信頼性情報を用いて復調信号に対するビタビ復号を行うビタビ復号部とを備える。

この発明によれば、ビタビ復号における誤り訂正能力が向上して受信性能を改善させることができるという効果がある。

この発明の実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態１における狭帯域雑音検出部の構成を示すブロック図である。 実施の形態１における信頼性情報生成部の構成を示すブロック図である。 実施の形態１に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。 狭帯域雑音が存在する場合における伝送路のＣＩＲ（チャンネルインパクト応答）とＯＦＤＭ送受信信号の周波数スペクトラムを示す図である。 この発明の実施の形態２における信頼性情報生成部の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態３における信頼性情報生成部の構成を示すブロック図である。 実施の形態３における信頼性情報生成部の他の構成を示すブロック図である。

以下、この発明をより詳細に説明するため、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る受信装置の構成を示すブロック図である。図１に示す受信装置は、ＯＦＤＭ方式の各搬送波であるサブキャリアがＤＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号を受信する受信装置である。なお、送信側は、送信データの誤り訂正符号として畳み込み符号を使用し、１次変調としてＤＱＰＳＫやπ／４シフトＤＱＰＳＫなどの差動変調を使用したサブキャリアを複数有するＯＦＤＭ伝送方式で送信する。

フーリエ変換部１は、ベースバンド帯域に変換された受信信号Ｓ１をＯＦＤＭシンボルごとに離散フーリエ変換して出力する。なお、ＯＦＤＭ方式で伝送された各サブキャリア成分は、フーリエ変換部１から出力される周波数ドメイン信号として得られる。
差動復調部２は、フーリエ変換部１の出力信号を差動復調してサブキャリアごとの復調信号を出力する。復調処理は、１つ前のＯＦＤＭシンボルのサブキャリア成分の複素共役信号と現在のＯＦＤＭシンボルのサブキャリア成分（複素信号）を複素乗算して行う。
なお、差動復調部２の出力信号は、各サブキャリアで送信された送信信号の復調信号である。

リファレンスシンボル抽出部３は、フーリエ変換部１の出力信号からリファレンスシンボルに対応するフーリエ変換出力信号を抽出して出力する。なお、リファレンスシンボルはサブキャリアの位相基準となる既知の信号であって、例えば、ＤＡＢ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ）の場合は、一定の周期で送信信号に挿入されている。狭帯域雑音検出部４は、リファレンスシンボル抽出部３の出力信号に基づいて受信信号に含まれる狭帯域雑音成分を検出し、サブキャリアごとに狭帯域雑音成分の大きさを出力する。

信頼性情報生成部５は、差動復調部２および狭帯域雑音検出部４の各出力信号に基づいて、狭帯域雑音成分の有無およびその大きさを含む情報に応じて復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成して出力する。例えば、Ｉ−Ｑ平面上の直線Ｑ＝ＩまたはＱ＝−Ｉと復調信号の信号点との距離を予め定めた定数倍した値および狭帯域雑音成分の検出値を復調信号の瞬時電力値から減算した値を信頼性情報とする。この場合に、信頼性情報は、その値が大きいほど復調信号の信頼性が高いとみなされ、ビタビ復号部６によるブランチメトリックの算出に利用される。

ビタビ復号部６は、差動復調部２および信頼性情報生成部５の出力信号に基づいて復調信号の尤度を示すブランチメトリックを求めて当該復調信号に対するビタビ復号を行い、ビタビ復号されたデータＳ２を出力する。例えば、ビタビ復号部６は、差動復調部２からの復調信号（Ｉ−Ｑ信号）および信頼性情報生成部５からの信頼性情報に基づいて、復調信号の尤度を示すブランチメトリックを求める。さらにビタビ復号部６は、可能性のあるトレリスの全ての生き残りパスを求め、それぞれのパスのブランチメトリックを累積加算した結果が最も小さいパスを選択することにより、送信データを再生する。

なお、フーリエ変換部１、差動復調部２、リファレンスシンボル抽出部３、狭帯域雑音検出部４、信頼性情報生成部５およびビタビ復号部６は、ハードウェアの回路として実現可能である。また、上記構成要素１〜６は、例えば、マイクロコンピュータが、この発明に特有な処理が記述されたプログラムを実行することで、ハードウェアとソフトウェアが協働した具体的な手段として実現することができる。

図２は実施の形態１における狭帯域雑音検出部の構成を示すブロック図である。図２に示すように、狭帯域雑音検出部４は、ＣＩＲ検出部４１、ＬＰＦ部４２、雑音成分抽出部４３、判定閾値算出部４４および狭帯域雑音判定部４５を備えて構成される。
ＣＩＲ検出部４１は、リファレンスシンボル抽出部３の出力信号をこれに対応する既知のリファレンスシンボル値で除算することによって、各サブキャリアのＣＩＲ（チャネルインパルス応答）を検出して出力する。

ＬＰＦ部４２は、低域通過フィルタによってＣＩＲ検出部４１の出力信号を平滑化して出力する。この低域通過フィルタの通過帯域は、伝送路で生じる反射波成分を通過させるために必要な帯域幅、すなわち伝送路で生じる反射波成分が通過可能な帯域幅を有する。このような通過帯域を採用することにより、ＣＩＲの適切な平滑化が可能となり、狭帯域雑音成分を的確に検出することができる。

雑音成分抽出部４３は、ＣＩＲ検出部４１およびＬＰＦ部４２の各出力信号に基づいてサブキャリアに重畳されている雑音成分を抽出して出力する。例えば、ＣＩＲ検出部４１から出力された各サブキャリアのＣＩＲ信号をＬＰＦ部４２で生じる信号遅延分（例えば２００μｓ程度）だけ遅延させ、遅延させたＣＩＲ信号からＬＰＦ部４２で平滑化されたＣＩＲ信号を減算する。この減算結果は、各サブキャリアに重畳された雑音成分とみなすことができ、この減算結果の瞬時電力を算出することで、サブキャリアに重畳されている雑音電力が得られる。

判定閾値算出部４４は、雑音成分抽出部４３によって得られたサブキャリアごとの雑音電力を入力してその平均値を算出し、この平均値に基づいて判定閾値を算出する。
判定閾値としては、例えば、上記平均値に予め定めた値を加算または乗算した値が挙げられる。なお、狭帯域雑音が存在しない伝送路において、雑音成分は主に熱雑音であり、その成分は信号帯域全体に概ね均一に分布する白色雑音となる。この場合、雑音成分抽出部４３の出力信号はサブキャリアによらずほぼ一定であると考えることができ、その値は上述のように算出した平均値に近い値となる。
一方、熱雑音だけでなく狭帯域雑音が重畳されている場合は、狭帯域雑音成分によってサブキャリアの雑音電力が大きくなっている。従って、上記平均値を基に算出した判定閾値を使用することで狭帯域雑音の有無を判定することが可能となる。

狭帯域雑音判定部４５は、雑音成分抽出部４３の出力信号を判定閾値算出部４４が算出した判定閾値と比較した結果に基づいてサブキャリアごとに狭帯域雑音の有無を判定し、狭帯域雑音成分の有無およびその大きさを２値または多値の情報に変換して出力する。
狭帯域雑音成分の有無およびその大きさを示す２値の情報は、例えば狭帯域雑音が存在すると判定した場合は予め定めた値を出力し、狭帯域雑音が存在しないと判定した場合には０（ゼロ値）を出力する。多値の情報として出力する場合は、例えば狭帯域雑音が存在すればその電力の大きさに比例した値を出力し、狭帯域雑音が存在しなければ０（ゼロ値）を出力する。いずれにおいても狭帯域雑音判定部４５の出力値が大きいほど狭帯域雑音電力も大きいことを示している。

図３は実施の形態１における信頼性情報生成部の構成を示すブロック図である。図３に示すように、信頼性情報生成部５は、サブキャリア電力検出部５０、信号点象限変換部５１および信頼性情報演算部５２を備えて構成される。
サブキャリア電力検出部５０は、差動復調部２が出力した復調信号（以下、Ｉ−Ｑ信号ともいう）の同相成分であるＩ信号と直交成分であるＱ信号に基づいてサブキャリアごとの復調信号の電力またはそれに比例する信号を生成して出力する。

信号点象限変換部５１は、差動復調部２からＩ−Ｑ信号を入力してＩ−Ｑ平面で信号点の存在する象限を全て第１象限に変換して出力する。
信頼性情報演算部５２は、サブキャリア電力検出部５０の出力信号、信号点象限変換部５１の出力信号、狭帯域雑音検出部４の出力信号および固定係数ｋに基づいて、サブキャリアごとの復調信号の電力、復調信号のコンスタレーションおよび狭帯域雑音成分の大きさに応じて復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を算出する。なお、信頼性情報演算部５２が算出した信頼性情報は、後段のビタビ復号部６によるブランチメトリックの生成に利用される。

次に動作について説明する。
図４は、実施の形態１に係る受信装置の動作を示すフローチャートである。なお、実施の形態１に係る受信装置の構成については、図１から図３までを参照する。
まず、フーリエ変換部１が、受信信号Ｓ１をＯＦＤＭシンボルごとに離散フーリエ変換する（ステップＳＴ１）。ここで、フーリエ変換部１の出力信号のうち、リファレンスシンボルに対応するフーリエ変換出力信号は、リファレンスシンボル抽出部３に抽出されて狭帯域雑音検出部４へ出力される（ステップＳＴ２；ＹＥＳ）。一方、差動復調部２は、フーリエ変換部１の出力信号のうち、リファレンスシンボル以外に対応するフーリエ変換出力信号について処理を行う（ステップＳＴ２；ＮＯ）。

狭帯域雑音検出部４において、ＣＩＲ検出部４１は、リファレンスシンボル抽出部３の出力信号をこれに対応する既知のリファレンスシンボル値で除算してサブキャリアごとのＣＩＲを検出する（ステップＳＴ３）。ここで、Ｃ（ｎ）は、ＯＦＤＭシンボルにおける第ｎ番目のサブキャリアに対応するＣＩＲである。
続いて、狭帯域雑音検出部４のＬＰＦ部４２が、ＣＩＲ検出部４１によって検出されたＣ（ｎ）に対して低域通過フィルタ（ＬＰＦ）処理を行って平滑化する（ステップＳＴ４）。このように平滑化された第ｎ番目のサブキャリアのＣＩＲをＬ（ｎ）とする。

次に、雑音成分抽出部４３は、ＣＩＲ検出部４１およびＬＰＦ部４２の各出力信号に基づいて、サブキャリアに重畳されている狭帯域雑音成分を抽出する（ステップＳＴ５）。例えば、ＣＩＲ検出部４１から出力された第ｎ番目のサブキャリアのＣＩＲ信号Ｃ（ｎ）をＬＰＦ部４２で生じる信号遅延分だけ遅延させる。そして、この遅延させたＣＩＲ信号Ｃ（ｎ）からＬＰＦ部４２で平滑化された第ｎ番目のサブキャリアのＣＩＲ信号Ｌ（ｎ）を減算することで、第ｎ番目のサブキャリアに重畳されている雑音成分Ｎｚ（ｎ）（電力値）を求める。なお、雑音成分の抽出処理は全てのサブキャリアについて実行される。

次いで、判定閾値算出部４４は、雑音成分抽出部４３によって抽出されたサブキャリアごとの雑音成分Ｎｚ（ｎ）を逐次入力して平均値を算出し、この平均値に基づいて判定閾値Ｔを算出する（ステップＳＴ６）。なお、判定閾値Ｔは、例えば上記平均値に予め定めた値を加算または乗算した値である。

狭帯域雑音判定部４５は、雑音成分Ｎｚ（ｎ）が判定閾値Ｔより大きいか否かに基づいてサブキャリアごとに狭帯域雑音の有無を判定する（ステップＳＴ７）。
雑音成分Ｎｚ（ｎ）が判定閾値Ｔよりも大きい、すなわち狭帯域雑音成分が検出された場合（ステップＳＴ７；ＹＥＳ）、狭帯域雑音判定部４５は、狭帯域雑音成分の大きさを示す２値情報または多値情報を出力する（ステップＳＴ８）。

また、雑音成分Ｎｚ（ｎ）が判定閾値Ｔ以下、すなわち狭帯域雑音成分が検出されない場合（ステップＳＴ７；ＮＯ）、狭帯域雑音判定部４５は、狭帯域雑音成分がないことを示す２値情報または多値情報を出力する（ステップＳＴ９）。
例えば、狭帯域雑音判定部４５は、第ｎ番目のサブキャリアに重畳されている狭帯域雑音成分の大きさを示すＺ（ｎ）を出力する。狭帯域雑音が検出された場合、Ｚ（ｎ）は、０（ゼロ値）より大きい値となり、狭帯域雑音が検出されなければ、Ｚ（ｎ）は０（ゼロ値）となる。

差動復調部２は、フーリエ変換部１の出力信号のうち、リファレンスシンボル以外に対応するフーリエ変換出力信号を差動復調してサブキャリアごとの復調信号を出力する（ステップＳＴ１０）。復調処理とは、１つ前のＯＦＤＭシンボルのサブキャリア成分の複素共役信号と現在のＯＦＤＭシンボルのサブキャリア成分（複素信号）を複素乗算する処理である。ここで、第ｎ番目のサブキャリアの復調信号の同相成分Ｉ（ｎ）、直交成分Ｑ（ｎ）が得られる。

次に、信頼性情報生成部５において、サブキャリア電力検出部５０は、差動復調部２が出力した復調信号の同相成分Ｉ（ｎ）と直交成分Ｑ（ｎ）に基づいて、サブキャリアごとの復調信号の電力またはそれに比例するＰ（ｎ）を検出する（ステップＳＴ１１）。
Ｐ（ｎ）は、例えば同相成分Ｉ（ｎ）の２乗値に直交成分Ｑ（ｎ）の２乗値を加算した値である。なお、サブキャリア電力検出部５０の入力信号は差動復調部２による差動復調結果であるため、Ｐ（ｎ）は、厳密にはサブキャリアの復調信号の電力を表していない。しかし、差動復調による復調信号が、隣接したＯＦＤＭシンボル間の複素乗算で得られる信号であるため、Ｐ（ｎ）はサブキャリアの復調信号の電力に比例した値となる。

信号点象限変換部５１は、差動復調部２が出力した復調信号（Ｉ−Ｑ信号）を入力し、Ｉ−Ｑ平面上で信号点の存在する象限を全て第１象限に変換する（ステップＳＴ１２）。
例えば、入力した第ｎ番目のサブキャリアの復調信号の信号点がＩ−Ｑ平面の第１象限に存在する場合は、入力した復調信号の同相成分Ｉ（ｎ）と直交成分Ｑ（ｎ）をそのまま出力する。すなわち変換後の信号点（Ｉｄ（ｎ），Ｑｄ（ｎ））をＩｄ（ｎ）＝Ｉ（ｎ）、Ｑｄ（ｎ）＝Ｑ（ｎ）とする。
また、復調信号の信号点がＩ−Ｑ平面の第２象限に存在する場合には、この復調信号の同相成分Ｉ（ｎ）と直交成分Ｑ（ｎ）の代わりに、変換後の信号点（Ｉｄ（ｎ），Ｑｄ（ｎ））をＩｄ（ｎ）＝−Ｉ（ｎ）、Ｑｄ（ｎ）＝Ｑ（ｎ）として出力する。
さらに、復調信号の信号点がＩ−Ｑ平面の第３象限に存在する場合には、この復調信号の同相成分Ｉ（ｎ）と直交成分Ｑ（ｎ）の代わりに、変換後の信号点（Ｉｄ（ｎ），Ｑｄ（ｎ））をＩｄ（ｎ）＝−Ｉ（ｎ）、Ｑｄ（ｎ）＝−Ｑ（ｎ）として出力する。
さらに、復調信号の信号点がＩ−Ｑ平面の第４象限に存在する場合には、この復調信号の同相成分Ｉ（ｎ）と直交成分Ｑ（ｎ）の代わりに、変換後の信号点（Ｉｄ（ｎ），Ｑｄ（ｎ））をＩｄ（ｎ）＝Ｉ（ｎ）、Ｑｄ（ｎ）＝−Ｑ（ｎ）として出力する。

次に、信頼性情報演算部５２は、信号点象限変換部５１によって第１象限に変換された復調信号点（Ｉｄ（ｎ），Ｑｄ（ｎ））および狭帯域雑音検出部４の出力信号Ｚ（ｎ）に基づいて、Ｉ−Ｑ平面の直線Ｑ＝Ｉと上記復調信号点との間の距離Ｄ（ｎ）を算出する（ステップＳＴ１３）。なお、上記説明では、復調信号の信号点を第１象限に変換した場合を示したが、第２象限または第４象限の信号点に変換して直線Ｑ＝−Ｉとの距離をＤ（ｎ）として用いてもよい。

次に、信頼性情報演算部５２は、第ｎ番目のサブキャリアの復調信号の電力情報Ｐ（ｎ）、Ｉ−Ｑ平面上での直線Ｑ＝Ｉと第ｎ番目のサブキャリアの復調信号点との距離Ｄ（ｎ）、第ｎ番目のサブキャリアに重畳した狭帯域雑音の検出値Ｚ（ｎ）および正の固定係数ｋを用いて、下記式（１）から、第ｎ番目のサブキャリアの復調信号の信頼性情報Ｒ（ｎ）を算出する（ステップＳＴ１４）。このように信頼性情報Ｒ（ｎ）は、サブキャリアに重畳している狭帯域雑音成分の有無およびその大きさに応じて高低する値となる。
Ｒ（ｎ）＝Ｐ（ｎ）−ｋ×Ｄ（ｎ）−Ｚ（ｎ） ・・・（１）

この後、ビタビ復号部６が、信頼性情報生成部５から入力した上記信頼性情報Ｒ（ｎ）に基づいて、差動復調部２から入力した第ｎ番目のサブキャリアの復調信号（Ｉ（ｎ），Ｑ（ｎ））の尤度を示すブランチメトリックを求めて当該復調信号に対するビタビ復号を行い、ビタビ復号されたデータＳ２を出力する（ステップＳＴ１５）。
従来の受信装置では、ビタビ復号による誤り訂正を行う場合、差動復調した復調信号の電力値やＩ−Ｑ平面における復調信号のコンスタレーションの傾きである位相誤差情報を利用してビタビ復号を行っていた。
これに対して、この発明によれば、復調信号の電力値や復調信号のコンスタレーションの傾きに加え、信号帯域に重畳されている狭帯域雑音の有無およびその大きさを考慮したビタビ復号を行う。このためＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭ信号に対する誤り訂正能力が向上し、受信性能を改善することが可能である。

ＯＦＤＭ方式の伝送においては、図５（ａ）に示すように、送信側が、複数のサブキャリアを送信データに割り当て、各サブキャリアにおいてＤＱＰＳＫなどの方式でデジタル変調されている。また、伝送路においてマルチパスや周波数選択性フェージングの影響を受けると、図５（ｂ）に示すように、サブキャリアごとの信号電力はサブキャリアの周波数によって異なるものとなる。

復調信号の位相が、本来の位相（π／４，３π／４，−３π／４，−π／４）に対してずれていなければ、特定の周波数において同一のチャンネル妨害があるような特殊な電波環境を除いて、通常はサブキャリアの信号電力が大きい方が熱雑音の影響を受けにくく、復調信号の信頼性が高いと言える。
しかし、信号帯域に狭帯域雑音が重畳されている場合、図５（ｃ）に示すように、雑音成分の電力もサブキャリアの信号電力に加算されるため、その電力値がそのまま信頼性を表すとは限らない。

またＤＱＰＳＫにおいては、復調信号の理想信号点はＩ−Ｑ平面上の直線Ｑ＝ＩまたはＱ＝−Ｉに存在するが、情報が振幅ではなく位相に重畳されているため、ＱＰＳＫなどのように４つの理想信号点に定めることができない。
この場合は、サブキャリアの信号電力が大きい方が相対的にＣ／Ｎがよいと言えるが、同じ電力であっても復調信号点が直線Ｑ＝ＩまたはＱ＝−Ｉに近いほど復調信号の信頼性は高くなる。

さらに、伝送路の時間変動あるいは周波数誤差などによって、差動復調した復調信号のコンスタレーションがＩ−Ｑ平面上で傾く場合がある。この場合、復調信号の電力だけで信頼性を評価することがさらに困難になるが、同じ電力値の復調信号であってもその復調信号点が直線Ｑ＝ＩまたはＱ＝−Ｉに近いものほど信頼性は高くなる。

上記式（１）は、サブキャリアがＤＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号における上記特徴を考慮しており、上記式（１）の演算値が大きいほどその復調信号の信頼性が高いことを意味している。
例えば、サブキャリアの電力情報Ｐ（ｎ）が大きい方がＲ（ｎ）は大きな値となり信頼性が高い。また、サブキャリアの復調信号が理想信号点である直線Ｑ＝ＩまたはＱ＝−Ｉに存在すればＤ（ｎ）＝０となり、Ｒ（ｎ）は大きな値となる。
一方、復調信号のコンスタレーションがＩ−Ｑ平面上で傾いても、復調信号点が直線Ｑ＝ＩまたはＱ＝−Ｉに近いほどＤ（ｎ）が小さくなり、Ｒ（ｎ）は大きな値となる。
さらに、サブキャリアに重畳された狭帯域雑音成分の検出値Ｚ（ｎ）は雑音成分の有無およびその大きさに応じた値であるので、雑音成分がなくＺ（ｎ）がゼロ値であれば、Ｒ（ｎ）は大きな値となり、狭帯域雑音が存在してＺ（ｎ）が大きくなると、これに応じてＲ（ｎ）は小さくなる。

以上のように、この実施の形態１によれば、ＯＦＤＭシンボルごとに受信信号を離散フーリエ変換して出力するフーリエ変換部１と、フーリエ変換部１の出力信号から既知のリファレンスシンボルに対応する出力信号を抽出して出力するリファレンスシンボル抽出部３と、リファレンスシンボル抽出部３の出力信号に基づいて受信信号に含まれる狭帯域雑音成分を検出し、サブキャリアごとに狭帯域雑音成分の有無およびその大きさを出力する狭帯域雑音検出部４と、フーリエ変換部１の出力信号を差動復調してサブキャリアごとの復調信号を出力する差動復調部２と、差動復調部２および狭帯域雑音検出部４の各出力信号に基づいて、狭帯域雑音成分の有無およびその大きさを含む情報に応じて復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成して出力する信頼性情報生成部５と、信頼性情報を用いて復調信号に対するビタビ復号を行うビタビ復号部６とを備える。
このように構成することで、サブキャリアに重畳された狭帯域雑音成分の有無およびその大きさを考慮した信頼性情報を生成できる。この信頼性情報を用いてビタビ復号を行うことで、復調信号における狭帯域雑音の影響が抑圧される。このためビタビ復号における誤り訂正能力が向上して受信性能を改善させることができる。

また、この実施の形態１によれば、狭帯域雑音検出部４が、リファレンスシンボルに対応する出力信号を既知の値で除算して得た伝送路のＣＩＲ信号Ｃ（ｎ）とこのＣＩＲ信号をＬＰＦで平滑化した信号Ｌ（ｎ）との差分値が予め定めた判定閾値Ｔより大きい周波数帯域内に狭帯域雑音成分が存在すると判定する。このようにすることで、サブキャリアに重畳された狭帯域雑音を的確に検出することができる。

さらに、この実施の形態１によれば、低域通過フィルタの通過帯域が、伝送路で生じる反射波成分が通過可能な帯域幅を有するので、ＣＩＲの適切な平滑化が可能となり狭帯域雑音成分を的確に検出することができる。

さらに、この実施の形態１によれば、信頼性情報生成部５が、復調信号の電力情報Ｐ（ｎ）、Ｉ−Ｑ平面上のＱ＝ＩまたはＱ＝−Ｉ直線と復調信号の信号点との距離Ｄ（ｎ）、狭帯域雑音成分の有無およびその大きさＺ（ｎ）に応じて復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成する。これによりＰ（ｎ）およびＤ（ｎ）に加え、Ｚ（ｎ）に応じた信頼性情報を用いたビタビ復号が可能となる。また、復調信号のコンスタレーションが傾いた場合であっても、Ｄ（ｎ）によって復調信号の信頼性を適切に表すことができる。

実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２における信頼性情報生成部の構成を示すブロック図である。図６に示すように、信頼性情報生成部５Ａには、実施の形態１の構成に対してシンボル内平均化部５３を追加し、信頼性情報演算部５２の代わりに、シンボル内平均化部５３の情報を用いて信頼性情報を演算する信頼性情報演算部５２Ａを設けている。なお、図６において、図３と同一構成要素には同一符号を付して重複する説明を省略する。

シンボル内平均化部５３は、信号点象限変換部５１によって第１象限に変換された復調信号点（Ｉｄ（ｎ），Ｑｄ（ｎ））を入力すると、この復調信号点と直線Ｑ＝Ｉとの距離Ｄ（ｎ）を１ＯＦＤＭシンボル内で平均化して平均値Ｄ’（ｎ）を出力する。
信頼性情報演算部５２Ａは、復調信号の電力情報Ｐ（ｎ）、平均値Ｄ’（ｎ）、狭帯域雑音成分の有無およびその大きさＺ（ｎ）、正の固定係数ｋを用いて、下記式（２）から復調信号の信頼性が高低する信頼性情報Ｒ（ｎ）を算出する。
Ｒ（ｎ）＝Ｐ（ｎ）−ｋ×Ｄ’（ｎ）−Ｚ（ｎ） ・・・（２）

なお、上記説明では復調信号の信号点を第１象限に変換した場合を示したが、第２象限または第４象限の信号点に変換して直線Ｑ＝−Ｉとの距離をＤ（ｎ）とし、これらの値のＯＦＤＭシンボル内の平均値を用いてもよい。

以上のように、この実施の形態２によれば、信頼性情報生成部５Ａが、復調信号の電力情報Ｐ（ｎ）、Ｉ−Ｑ平面上の直線Ｑ＝ＩまたはＱ＝−Ｉと復調信号の信号点との距離のＯＦＤＭシンボルごとの平均値Ｄ’（ｎ）、狭帯域雑音成分の有無およびその大きさＺ（ｎ）に応じて復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成する。
このようにすることで、復調信号における全てのサブキャリアに共通の位相回転成分を考慮した信頼性情報を生成することが可能であり、上記実施の形態１に比べて信頼性情報の精度を向上させることができる。

実施の形態３．
図７は、この発明の実施の形態３における信頼性情報生成部の構成を示すブロック図である。図７に示すように、信頼性情報生成部５Ｂには、実施の形態２の構成に対して位相誤差検出部５４および変動係数変換部５５を追加し、信頼性情報演算部５２Ａの代わりに、変動係数変換部５５からの情報を用いて信頼性情報を演算する信頼性情報演算部５２Ｂを設けている。なお、図７において図３および図６と同一構成要素には同一符号を付して重複する説明を省略する。

位相誤差検出部５４は、差動復調部２から入力した復調信号の信号点（Ｉ（ｎ），Ｑ（ｎ））を基にＩ−Ｑ平面における当該信号点の位相誤差θ（ｎ）を算出し、１ＯＦＤＭシンボル内で平均化して出力する。なお、θ（ｎ）は、信号点（Ｉ（ｎ），Ｑ（ｎ））に基づき逆正接から算出してもよく、近似値としてＱ（ｎ）／Ｉ（ｎ）で代用してもよい。
またθ（ｎ）を１ＯＦＤＭシンボル内で平均化した値は、このＯＦＤＭシンボルの差動復調信号における平均の位相回転量に比例した値となる。

変動係数変換部５５は、Ｉ−Ｑ平面上の直線Ｑ＝ＩまたはＱ＝−Ｉと復調信号の信号点との距離Ｄ（ｎ）に乗算される正の変動係数ｍを、復調信号における平均の位相回転量に比例した値が大きいほど大きな値になるように変動させる。
信頼性情報演算部５２Ｂは、復調信号の電力情報Ｐ（ｎ）、平均値Ｄ’（ｎ）、狭帯域雑音成分の有無およびその大きさＺ（ｎ）、変動係数ｍを用いて、下記式（３）から復調信号の信頼性が高低する信頼性情報Ｒ（ｎ）を算出する。
Ｒ（ｎ）＝Ｐ（ｎ）−ｍ×Ｄ’（ｎ）−Ｚ（ｎ） ・・・（３）

なお、上記説明では復調信号の信号点を第１象限に変換した場合を示したが、第２象限または第４象限の信号点に変換して直線Ｑ＝−Ｉとの距離をＤ（ｎ）とし、これらの値のＯＦＤＭシンボル内の平均値を用いてもよい。

また、図８に示すように、信頼性情報演算部５２Ｃが、復調信号の電力情報Ｐ（ｎ）、距離Ｄ（ｎ）、狭帯域雑音成分の有無およびその大きさＺ（ｎ）、変動係数ｍを用いて、下記式（４）から復調信号の信頼性が高低する信頼性情報Ｒ（ｎ）を算出してもよい。
Ｒ（ｎ）＝Ｐ（ｎ）−ｍ×Ｄ（ｎ）−Ｚ（ｎ） ・・・（４）

以上のように、この実施の形態３によれば、信頼性情報生成部５Ｂが、復調信号の電力情報Ｐ（ｎ）、Ｉ−Ｑ平面上の直線Ｑ＝ＩまたはＱ＝−Ｉと復調信号の信号点との距離のＯＦＤＭシンボルごとの平均値を復調信号のコンスタレーションの傾きに応じて変動させた値ｍ×Ｄ’（ｎ）、狭帯域雑音成分の有無およびその大きさＺ（ｎ）に応じて復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成する。このように構成することで、復調信号の位相オフセット、すなわちコンスタレーションの傾きを実施の形態１および実施の形態２よりも的確に反映した信頼性情報を得ることができる。

また、この実施の形態３によれば、信頼性情報生成部５Ｃが、復調信号の電力情報Ｐ（ｎ）、Ｉ−Ｑ平面上のＱ＝ＩまたはＱ＝−Ｉ直線と復調信号の信号点との距離を復調信号のコンスタレーションの傾きに応じて変動させた値ｍ×Ｄ（ｎ）、狭帯域雑音成分の有無および大きさＺ（ｎ）に応じて復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成する。このように構成することでも、上記と同様の効果を得ることができる。

なお、本発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

この発明に係る受信装置は、ビタビ復号における誤り訂正能力が向上して受信性能を改善させることができるので、例えば、ＯＦＤＭ方式を用いた地上デジタル放送の受信機に好適である。

１ フーリエ変換部、２ 差動復調部、３ リファレンスシンボル抽出部、４ 狭帯域雑音検出部、５，５Ａ，５Ｂ，５Ｃ 信頼性情報生成部、６ ビタビ復号部、４１ ＣＩＲ検出部、４２ ＬＰＦ部、４３ 雑音成分抽出部、４４ 判定閾値算出部、４５ 狭帯域雑音判定部、５０ サブキャリア電力検出部、５１ 信号点象限変換部、５２，５２Ａ，５２Ｂ，５２Ｃ 信頼性情報演算部、５３ シンボル内平均化部、５４ 位相誤差検出部、５５ 変動係数変換部。

Claims (8)

1. サブキャリアがＤＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号を受信する受信装置であって、
   ＯＦＤＭシンボルごとに受信信号を離散フーリエ変換して出力するフーリエ変換部と、
   前記フーリエ変換部の出力信号からリファレンスシンボルに対応する出力信号を抽出して出力するリファレンスシンボル抽出部と、
   前記リファレンスシンボル抽出部の出力信号に基づいて前記受信信号に含まれる狭帯域雑音成分を検出し、前記サブキャリアごとに前記狭帯域雑音成分の有無およびその大きさを出力する狭帯域雑音検出部と、
   前記フーリエ変換部の出力信号を差動復調して前記サブキャリアごとの復調信号を出力する差動復調部と、
   前記差動復調部および前記狭帯域雑音検出部の各出力信号に基づいて、前記狭帯域雑音成分の有無およびその大きさを含む情報に応じて前記復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成する信頼性情報生成部と、
   前記信頼性情報を用いて前記復調信号に対するビタビ復号を行うビタビ復号部とを備える受信装置。
2. 前記狭帯域雑音検出部は、前記リファレンスシンボルに対応する出力信号を既知の値で除算して得た伝送路のチャネルインパルス応答信号とこのチャネルインパルス応答信号を低域通過フィルタで平滑化した信号との差分値が予め定めた閾値より大きい周波数帯域内に前記狭帯域雑音成分が存在すると判定することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
3. 前記低域通過フィルタの通過帯域は、前記伝送路で生じる反射波成分が通過可能な帯域幅を有することを特徴とする請求項２記載の受信装置。
4. 前記信頼性情報生成部は、前記復調信号の電力情報、Ｉ−Ｑ平面上のＱ＝ＩまたはＱ＝−Ｉ直線と前記復調信号の信号点との距離および前記狭帯域雑音成分の大きさに応じて前記復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
5. 前記信頼性情報生成部は、前記復調信号の電力情報、Ｉ−Ｑ平面上の直線Ｑ＝ＩまたはＱ＝−Ｉと前記復調信号の信号点との距離のＯＦＤＭシンボルごとの平均値、前記狭帯域雑音成分の有無およびその大きさに応じて前記復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
6. 前記信頼性情報生成部は、前記復調信号の電力情報、Ｉ−Ｑ平面上のＱ＝ＩまたはＱ＝−Ｉ直線と前記復調信号の信号点との距離を前記復調信号のコンスタレーションの傾きに応じて変動させた値、前記狭帯域雑音成分の有無および大きさに応じて前記復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
7. 前記信頼性情報生成部は、前記復調信号の電力情報、Ｉ−Ｑ平面上の直線Ｑ＝ＩまたはＱ＝−Ｉと前記復調信号の信号点との距離のＯＦＤＭシンボルごとの平均値を前記復調信号のコンスタレーションの傾きに応じて変動させた値、前記狭帯域雑音成分の有無およびその大きさに応じて前記復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成することを特徴とする請求項１記載の受信装置。
8. サブキャリアがＤＱＰＳＫ変調されたＯＦＤＭ信号の受信方法であって、
   フーリエ変換部が、ＯＦＤＭシンボルごとに受信信号を離散フーリエ変換して出力するステップと、
   リファレンスシンボル抽出部が、前記フーリエ変換部の出力から既知のリファレンスシンボルに対応するフーリエ変換出力信号を抽出して出力するステップと、
   狭帯域雑音検出部が、前記リファレンスシンボル抽出部の出力信号に基づいて前記受信信号に含まれる狭帯域雑音成分を検出し、前記サブキャリアごとに前記狭帯域雑音成分の有無およびその大きさを出力するステップと、
   差動復調部が、前記フーリエ変換部の出力信号を差動復調して前記サブキャリアごとの復調信号を出力するステップと、
   信頼性情報生成部が、前記差動復調部および前記狭帯域雑音検出部の各出力信号に基づいて、前記狭帯域雑音成分の有無およびその大きさを含む情報に応じて前記復調信号の信頼性が高低する信頼性情報を生成して出力するステップと、
   ビタビ復号部が、前記信頼性情報を用いて前記復調信号に対するビタビ復号を行うステップとを備える受信方法。

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