JPWO2003096542A1 - デジタル−アナログ変換器 - Google Patents
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Abstract
クロックCK1,CK2に応じてカウント動作を行うカウンタ13と、そのカウント値とデジタル入力値とを比較し、その値が一致するまでクロックCK1,CK2を出力するコンパレータ12と、クロックCK1,CK2に応じてオン/オフするスイッチSW1,SW2と、スイッチSW1,SW2がオンのときに定電流源21,22を利用して充放電するコンデンサC1とを備え、コンパレータ12およびカウンタ13を含むデジタル部10と、コンデンサC1およびスイッチSW1,SW2を含むアナログ部20とを完全に分離し、両者間をクロックCK1,CK2だけで結合することにより、デジタル部10とアナログ部20とを別々に設計することができるようにする。
Description
技術分野
本発明は、離散的なデジタルデータを連続的なアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換器(D/A変換器)に関するものである。
背景技術
離散的なデジタルデータを連続的なアナログ信号に変換するD/A変換器には、ラダー抵抗網型、セグメント型、積分型等の種々のタイプが存在する。ラダー抵抗網型は、はしご状に設けられた抵抗網と複数のアナログスイッチとの組み合わせにより構成され、アナログスイッチをデジタル入力値によって制御することにより、抵抗網の終端からアナログ出力を取り出すようにしたものである。
セグメント型は、nビットのデジタルデータに対して2n−1個の定電流回路により構成され、デジタル入力値に対応したスイッチをオンにして電流を加算することによりアナログ出力を得るようにしたものである。積分型は、デジタル入力値により指定されたクロック数をカウンタで計測しながら、その期間中ミラー積分回路により一定電流を積分していき、その積分値をアナログ出力として得るようにしたものである。
一般に、アナログ信号処理では、信号の反射や遅れ、伝送線路の整合などアナログ技術の考えを回路設計に応用しなければならず、デジタルデータ処理と同様には回路設計を行うことができない。そのため、アナログ信号処理のためにはアナログ技術に適した回路を設計し、デジタルデータ処理のためにはデジタル技術に適した回路を設計する必要がある。
しかしながら、従来のD/A変換器は上述したどのタイプも、デジタルデータを入力してからアナログ信号を出力するまでの全体において、デジタル部とアナログ部とが渾然一体として構成されていた。そのため、アナログ信号処理やデジタルデータ処理に適した回路を設計することが非常に困難であるという問題があった。
本発明はこのような問題を解決するために成されたものであり、デジタル部とアナログ部とを完全に分離し、それぞれに適した回路を設計しやすくすることを目的とする。
発明の開示
本発明のデジタル−アナログ変換器は、入力されるデジタルデータに基づいて、当該デジタルデータの値に応じたパルスを有するクロックを発生するクロック発生手段と、上記クロック発生手段により発生されたクロックに基づいて、当該クロックのパルスに応じた電圧を発生しアナログ信号として出力するアナログ電圧発生手段とを備えたことを特徴とする。
本発明の他の態様では、入力されるデジタルデータをオーバーサンプリングするオーバーサンプル手段と、上記オーバーサンプル手段により生成されたオーバーサンプルデータに基づいて、当該オーバーサンプルデータの値に応じたパルスを有するクロックを発生するクロック発生手段と、上記クロック発生手段により発生されたクロックに基づいて、当該クロックのパルスに応じた電圧を発生しアナログ信号として出力するアナログ電圧発生手段とを備えたことを特徴とする。
ここで、上記オーバーサンプル手段は、例えば、入力されるn個の離散データの値に応じた振幅を有する基本波形のデータに対して移動平均演算または畳み込み演算を行うことによって上記離散データに対する補間値を求める手段を含む。
本発明の他の態様では、外部より供給されるクロックに応じてカウント動作を行うカウンタと、上記カウンタによるカウント値と入力されるデジタルデータの値とを比較し、その値が一致するまで上記クロックを出力する比較器と、定電流源を利用して充放電するコンデンサと、上記比較器から出力される上記クロックに応じて、上記定電流源と上記コンデンサとの接続をオン/オフするスイッチとを備えたことを特徴とする。
本発明の他の態様では、上記入力されるデジタルデータをオーバーサンプリングするオーバーサンプル回路を備え、上記比較器は、上記カウンタによるカウント値と上記オーバーサンプル回路により生成されるオーバーサンプルデータの値とを比較し、その値が一致するまで上記クロックを出力することを特徴とする。
ここで、上記オーバーサンプル回路は、例えば、入力されるn個の離散データの値に応じた振幅を有する基本波形のデータに対して移動平均演算または畳み込み演算を行う回路を含む。
本発明の他の態様では、外部より供給される選択用クロックに基づいて、上記入力されるデジタルデータと上記オーバーサンプル回路により生成されるオーバーサンプルデータとの何れかを選択して上記比較器に出力する選択回路と、少なくとも最初のデジタルデータが上記オーバーサンプル回路に入力されてから出力されるまでの期間は上記入力されるデジタルデータを選択し、上記期間の経過後は上記オーバーサンプルデータを選択するように上記選択回路を制御するための上記選択用クロックを発生するクロック発生回路とを備えたことを特徴とする。
本発明の他の態様では、上記定電流源とは別に設けられた第2の定電流源と、上記クロック発生回路から出力される上記選択用クロックに応じて、上記第2の定電流源と上記コンデンサとの接続をオン/オフする第2のスイッチとを備えたことを特徴とする。
発明を実施するための最良の形態
(第1の実施形態)
まず、本発明の第1の実施形態について説明する。図1は、第1の実施形態によるD/A変換器の構成例を示す図である。図1に示すように、本実施形態のD/A変換器は、デジタル部10とアナログ部20とが完全に分離して設けられている。
デジタル部10は、D型フリップフロップ11、コンパレータ12およびアップ/ダウンカウンタ13を備えて構成されている。D型フリップフロップ11は、入力されるデジタルデータを、基準周波数のクロックCK0に従って1クロック期間保持する。
コンパレータ12は、D型フリップフロップ11から端子Aに供給されるデジタル入力値と、アップ/ダウンカウンタ13から端子Bに供給されるカウント値とを比較し、その比較結果に応じて0または1の値を端子a,bから出力する。図2は、このコンパレータ12の動作を説明するための図である。
図2に示すように、デジタル入力値がカウント値より大きいときは、端子a,bから0,1の値を出力する。すなわち、所定周波数のクロックCK1を1パルスだけ出力する。一方、デジタル入力値がカウント値より小さいときは、端子a,bから1,0の値を出力する。すなわち、所定周波数のクロックCK2を1パルスだけ出力する。また、デジタル入力値とカウント値とが等しいときは、何れのクロックCK1,CK2も出力しない。
アップ/ダウンカウンタ13は、リセット信号RSTが入力されたときにカウント値を0にリセットし、アップ端子Uあるいはダウン端子Dに入力されるクロックCK1,CK2に応じてカウントアップあるいはカウントダウンする。すなわち、アップ端子UにクロックCK1が入力される毎にカウントアップし、ダウン端子DにクロックCK2が入力される毎にカウントダウンする。そして、そのカウント値をコンパレータ12の端子Bに出力する。
コンパレータ12とアップ/ダウンカウンタ13とを上述のように構成することにより、ある時点におけるデジタル入力値がカウント値より大きいときは、アップ/ダウンカウンタ13においてカウントアップが行われ、その間クロックCK1が繰り返し出力され続ける。そして、デジタル入力値とカウント値とが等しくなった時点でクロックCK1の出力が停止される。
また、ある時点におけるデジタル入力値がカウント値より小さいときは、アップ/ダウンカウンタ13においてカウントダウンが行われ、その間クロックCK2が繰り返し出力され続ける。そして、デジタル入力値とカウント値とが等しくなった時点でクロックCK2の出力が停止される。
アナログ部20は、コンデンサC1、3つのスイッチSW1〜SW3、定電流Irefを供給する2つの定電流源21,22、抵抗R1,R2および出力アンプ23を備えて構成されている。コンデンサC1は、デジタル入力値に応じた電圧を蓄積するものである。
このコンデンサC1と基準電圧Vrefの供給源との間には、第3のスイッチSW3がコンデンサC1と並列に接続されている。第3のスイッチSW3は、アップ/ダウンカウンタ13に供給されるものと同じリセット信号RSTが与えられたときにオンとなり、コンデンサC1の蓄積電圧を基準電圧Vrefにリセットする。
また、コンデンサC1と電源電圧Vddの供給源との間には、第1の定電流源21および第1のスイッチSW1が直列に接続されている。第1のスイッチSW1は、コンパレータ12から出力されるクロックCK1に従ってオン/オフし、クロックCK1のパルスがハイとなっているときにオンとなる。
このクロックCK1に従って第1のスイッチSW1がオンとなっている期間中に、第1の定電流源21によってコンデンサC1の充電が行われ、コンデンサC1の端子電圧は徐々に上昇していく。上述したように、クロックCK1は、アップ/ダウンカウンタ13のカウント値がデジタル入力値に等しくなった時点で出力されなくなる。したがって、コンデンサC1の端子電圧は、デジタル入力値に応じた値まで上昇して止まる。
一方、コンデンサC1とグランドとの間には、第2の定電流源22および第2のスイッチSW2が直列に接続されている。第2のスイッチSW2は、コンパレータ12から出力されるクロックCK2に従ってオン/オフし、クロックCK2のパルスがハイとなっているときにオンとなる。
このクロックCK2に従って第2のスイッチSW2がオンとなっている期間中に、第2の定電流源22によってコンデンサC1の蓄積電荷はグランドに引き抜かれ、コンデンサC1の端子電圧は徐々に下降していく。上述したように、クロックCK2も、アップ/ダウンカウンタ13のカウント値がデジタル入力値に等しくなった時点で出力されなくなる。したがって、コンデンサC1の端子電圧は、デジタル入力値に応じた値まで下降して止まる。
このようにして蓄積されたコンデンサC1の端子電圧は、出力アンプ23によりアナログ出力として取り出される。
なお、コンパレータ12から第1および第2のスイッチSW1,SW2に出力するクロックCK1,CK2は、コンデンサC1の端子電圧の増減割合(増減の傾斜)を一定とするために、デューティ比が1:1の固定となるようにするのが好ましい。
以上詳しく説明したように、本実施形態のD/A変換器では、デジタル部10とアナログ部20とを完全に分離し、その間をリセット信号RSTと2つのクロックCK1,CK2だけで結合するようにしている。この場合、固定デューティのクロックCK1,CK2に従ってアップ/ダウンカウンタ13を動かすとともに、同じクロックCK1,CK2に従ってコンデンサC1を充放電することにより、アップ/ダウンカウンタ13のカウント値(デジタル量)と、コンデンサC1の端子電圧(アナログ量)とを1:1に対応させて動作させることができ、デジタル入力値に応じたアナログ信号を得ることができる。
このように、本実施形態によれば、デジタル部10とアナログ部20とを完全に分離して構成することができるので、デジタル部10とアナログ部20とを別々に設計することができる。これにより、デジタル部10はデジタル技術に適した回路を設計し、アナログ部20はアナログ技術に適した回路を設計することが容易となり、D/A変換器の回路設計を容易に行うことができるようになる。
なお、上記第1の実施形態では、クロックCK1,CK2はデジタル入力値に応じたパルス数を有するものであり、このパルス数に応じてスイッチSW1,SW2を繰り返し開閉することによって、コンデンサC1の端子電圧を階段状に増減させる例について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、デジタル入力値に応じたパルス幅を有するクロックを生成し、そのパルス幅に応じた期間中スイッチSW1,SW2をオンとすることによって、コンデンサC1の端子電圧を直線状に増減させることも可能である。
(第2の実施形態)
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。図3は、第2の実施形態によるD/A変換器の構成例を示す図である。なお、この図3において、図1に示した符号と同一の符号を付したものは互いに同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。
図3に示すように、第2の実施形態によるD/A変換器も、デジタル部30とアナログ部40とが完全に分離して設けられている。デジタル部30は、第1の実施形態で述べたD型フリップフロップ11、コンパレータ12およびアップ/ダウンカウンタ13の他に、オーバーサンプル回路31、D型フリップフロップ32、選択回路33、AND回路34、カウンタ35を含むクロック発生回路36を更に備えている。
オーバーサンプル回路31は、入力されるデジタルデータをn倍にオーバーサンプルする。D型フリップフロップ32は、オーバーサンプル回路31によりオーバーサンプリングされたデジタルデータを、基準周波数のクロックCK0に従って1クロック期間保持する。選択回路33は、D型フリップフロップ32に保持されたオーバーサンプルデータと、D型フリップフロップ11に保持された入力デジタルデータとの何れかを選択してコンパレータ12に出力する。
AND回路34は、コンパレータ12の端子a,bから出力される比較結果のデータと、n倍周波数のクロック(n*CK0)との論理積をとり、その結果をクロックCK1,CK2として出力する。したがって、本実施形態のクロックCK1,CK2は、第1の実施形態と比べて周波数がn倍となっている。
カウンタ35は、リセット信号RSTに従ってリセットされ、基準周波数のクロックCK0に従ってカウント動作を行う。このカウンタ35のディレイは、入力デジタルデータがオーバーサンプル回路31を通過するのに要するディレイと同じかそれよりも長く設定されている。クロック発生回路36は、カウンタ35のディレイ時間だけハイとなるパルス幅を持ったクロックCK3を生成し、これを選択回路33に出力する。
選択回路33は、このクロックCK3がハイの期間中はD型フリップフロップ11からの入力デジタルデータを選択し、クロックCK3がロウの期間中はD型フリップフロップ32からのオーバーサンプルデータを選択する。
すなわち、電源投入直後などでD/A変換器にデジタルデータが入力されたばかりの初期状態、つまりデジタルデータの初期値がオーバーサンプル回路31に入力されてから遅延を受けて出力されるまでの間は、入力デジタルデータに応じた正しいオーバーサンプルデータが得られる保証はない。そのため、この期間は入力デジタルデータそのものを用い、この期間を過ぎた後はオーバーサンプルデータを用いてアナログ信号への変換を行うようにしている。
入力デジタルデータをn倍にオーバーサンプリングしてD/A変換することにより、量子化ノイズを1/nに圧縮することができ、S/Nを改善することができる。ここで、オーバーサンプリング処理の一例を以下に説明する。本実施形態では、本出願人が既に提出した特願平11−173245号等に記載したオーバーサンプリング技術を利用する。
図4は、本実施形態で用いるオーバーサンプル回路31の一構成例を示す図である。図4に示すように、オーバーサンプル回路31は、4つのコンボリューション(移動平均あるいは畳み込み)演算部51〜54を備えて構成されている。第1のコンボリューション演算部51は、3層構造から成っている。各層のフィルタ演算部51−1〜51−3はそれぞれ、複数のD型フリップフロップと、複数の係数器と、複数の加算器と、1/16倍乗算器とを備えて構成されている。
第1層のフィルタ演算部51−1では、縦続接続された6個のD型フリップフロップによって入力デジタルデータを1クロックCK0ずつ順次遅延させる。そして、各D型フリップフロップの出力タップから取り出した信号に対して、以下に述べる基本デジタル波形の係数を6個の係数器によってそれぞれ乗算し、それらの乗算結果をすべて5個の加算器で加算する。さらに、その加算出力を1/16倍乗算器により1/16倍して振幅を元に戻す。
図5は、本実施形態で用いる基本デジタル波形の説明図である。図5に示す基本デジタル波形は、オーバーサンプリングによるデータ補間を行う際に使用する標本化関数の基本となるものである。この基本デジタル波形は、基準周波数の1クロックCK0毎にデータ値を−1,1,8,8,1,−1と変化させて作成したものである。
第2層のフィルタ演算部51−2では、第1層中に設けられた3番目のD型フリップフロップの出力タップから取り出した信号を、縦続接続された5個のD型フリップフロップによって1クロックCK0ずつ順次遅延させる。そして、各D型フリップフロップの入出力タップから取り出した信号に対して、上述の基本デジタル波形の係数を6個の係数器によってそれぞれ乗算し、それらの乗算結果をすべて5個の加算器で加算する。さらに、その加算出力を1/16倍乗算器により1/16倍して振幅を元に戻す。
第3層のフィルタ演算部51−3では、第1層中に設けられた5番目のD型フリップフロップの出力タップから取り出した信号を、縦続接続された5個のD型フリップフロップによって1クロックCK0ずつ順次遅延させる。そして、各D型フリップフロップの入出力タップから取り出した信号に対して、上述の基本デジタル波形の係数を6個の係数器によってそれぞれ乗算し、それらの乗算結果をすべて5個の加算器で加算する。さらに、その加算出力を1/16倍乗算器により1/16倍して振幅を元に戻す。
第1のコンボリューション演算部51では、上述した3層のフィルタ演算部51−1〜51−3による演算結果を全て加算して第2のコンボリューション演算部52に出力する。
第2のコンボリューション演算部52は、8個のD型フリップフロップと、7個の加算器と、1/8倍乗算器とを備えて構成されている。この第2のコンボリューション演算部52は、n倍周波数のクロック(n*CK0)に従って動作する。まず、第1のコンボリューション演算部51から出力されたデジタルデータを、縦続接続された8個のD型フリップフロップによって1クロック(n*CK0)ずつ順次遅延させる。
そして、各D型フリップフロップの出力タップから取り出した信号をすべて7個の加算器で加算する。さらに、その加算出力を1/8倍乗算器により1/8倍して振幅を元に戻し、その結果を第3のコンボリューション演算部53に出力する。
第3のコンボリューション演算部53も、8個のD型フリップフロップと、7個の加算器と、1/8倍乗算器とを備えて構成されている。この第3のコンボリューション演算部53では、第2のコンボリューション演算部52から出力されたデジタルデータを、縦続接続された8個のD型フリップフロップによって1クロック(n*CK0)ずつ順次遅延させる。
そして、各D型フリップフロップの出力タップから取り出した信号をすべて7個の加算器で加算する。さらに、その加算出力を1/8倍乗算器により1/8倍して振幅を元に戻し、その結果を第4のコンボリューション演算部54に出力する。
第4のコンボリューション演算部54は、D型フリップフロップ、加算器および1/2倍乗算器を1つずつ備えて構成されている。この第4のコンボリューション演算部54では、第3のコンボリューション演算部53から出力されたデジタルデータを1個のD型フリップフロップによって1クロック(n*CK0)だけ遅延させる。
そして、遅延前後の信号を加算器で加算した後、その加算出力を1/2倍乗算器により1/2倍して振幅を元に戻し、その結果をオーバーサンプルデータとして出力する。
上記のように構成したオーバーサンプル回路31に対して単一パルスのデータを入力すると、図6に示すような波形関数の信号が得られる。この図6に示す関数は、全域において1回微分可能であって、横軸に沿った標本位置tが所定の領域内にあるときに0以外の有限な値を有し、それ以外の領域では値が全て0となる関数(有限台と称する)である。また、図6に示す関数は、中央の1つの標本点でのみ極大値をとり、4つの標本点において値が0になるという特徴を有する標本化関数であり、滑らかなアナログ波形の信号を得るために必要なサンプル点は全て通る。
したがって、このような特徴を有するオーバーサンプル回路31によってオーバーサンプリングを行うことにより、基準周波数のクロックCK0によりサンプリングされた離散的な入力デジタルデータの間の値を、1回微分可能な関数を用いて、n倍周波数のクロック(n*CK0)により極めて滑らかに補間することが可能である。
また、図6に示す標本化関数は、有限の標本点で0に収束するため、従来のオーバーサンプル型D/A変換器において一般的に用いられていたsinc関数(±∞の標本点で0に収束する関数)と異なり、有限の範囲内の離散データだけを考慮に入れればよい。すなわち、本来考慮すべき離散データを無視して補間するのではなく、理論的に考慮する必要がないため、打ち切り誤差が発生しない。そのため、より正確なオーバーサンプルデータを得ることができ、D/A変換の精度をより向上させることができる。
次に、選択回路33の構成について説明する。図7は、選択回路33の詳細な構成例を示す図である。なお、ここでは入力デジタルデータDは16ビットであり、これをオーバーサンプリングすると4ビット増えてオーバーサンプルデータDFは20ビットになるものとする。
このように、入力デジタルデータDとオーバーサンプルデータDFとはビット数が異なっている。そこで、図7に示すように、入力デジタルデータD0〜D15を上位16ビットとし、下位4ビットに“0000”を加えることにより、オーバーサンプルデータDF0〜DF19と同じ20ビットにビット数を合わせるようにしている。
入力デジタルデータD0〜D15を含む20ビットのデータは、20個のANDゲート33−1によりクロックCK3との論理積がとられ、20個のORゲート33−4の一方の入力端に出力される。また、20ビットのオーバーサンプルデータDF0〜DF19は、インバータ33−2を通過したクロックCK3との論理積が20個のANDゲート33−3によりとられ、20個のORゲート33−4の他方の入力端に出力される。
これにより、クロックCK3がハイの期間は入力デジタルデータD0〜D15を含む20ビットのデータがアクティブとなり、クロックCK3がロウの期間は20ビットのオーバーサンプルデータDF0〜DF19がアクティブとなる。20個のORゲート33−4は、アクティブとなっているデータを図3のコンパレータ12に出力する。コンパレータ12は、クロックCK3がハイの期間は、端子Aに入力される入力デジタルデータの上位16ビットのみをアップ/ダウンカウンタ13のカウント値と比較する。
次に、アナログ部40の構成について説明する。アナログ部40は、第1の実施形態で述べたコンデンサC1、スイッチSW1〜SW3、定電流源21,22、抵抗R1,R2および出力アンプ23の他に、上記定電流源21,22に比べて15倍の定電流(Iref*15)を供給する第3および第4の定電流源41,42(本発明の第2の定電流源に相当)と、第4および第5のスイッチSW4,SW5(本発明の第2のスイッチに相当)とを更に備えている。
第4および第5のスイッチSW4,SW5は、クロック発生回路36から出力されるクロックCK3に従ってオン/オフし、クロックCK3がハイの期間中にオンとなる。
第4および第5のスイッチSW4,SW5がオフの期間中は、第1および第2の定電流源21,22により第1の実施形態と同じ量の定電流Irefが供給される。一方、クロックCK3に従って第4および第5のスイッチSW4,SW5がオンとなっている期間中は、第1および第2の定電流源21,22と、第3および第4の定電流源41,42とを合わせて16倍の定電流が供給される。これにより、コンデンサC1の充電あるいは放電が16倍の速さで行われ、コンデンサC1の端子電圧は16倍の速さで増減する。
図7で説明したように、クロックCK3に従って第4および第5のスイッチSW4,SW5がオンとなる期間中は、入力デジタルデータD0〜D15が選択される。ただし、その下位4ビットに0が加えられて全体で20ビットのデータとされており、本来のデジタル入力値よりも大きな値となっている。そこで、クロックCK3がオンとなって入力デジタルデータを選択する初期状態においては、16倍の定電流によりコンデンサC1を急速に充放電させることにより、20ビットの入力デジタルデータに応じた電圧値に速く到達させることができ、コンデンサC1が定常状態となるまでの時間を短くすることができる。
以上詳しく説明したように、第2の実施形態によれば、入力デジタルデータをn倍にオーバーサンプリングしてD/A変換することにより、量子化ノイズを1/nに圧縮することができ、S/Nを改善することができる。また、オーバーサンプリングの手法として、例えば特願平11−173245号に記載したオーバーサンプリング技術を利用することにより、入力デジタルデータを極めて滑らかに補間してより正確なオーバーサンプルデータを得ることができ、D/A変換の精度を向上させることができる。
なお、第2の実施形態では、特願平11−173245号に記載したオーバーサンプリング技術を用いる例について説明したが、これ以外のオーバーサンプリング技術を用いるようにしても良い。
また、第2の実施形態では、第3および第4の定電流源41,42として15倍の定電流(Iref*15)を供給するものを用いたが、15倍に限定されるものではない。
その他、上記第1および第2の実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
本発明は上述したように、入力されるデジタルデータの値に応じたパルスを有するクロックを発生するクロック発生手段と、当該クロックのパルスに応じた電圧を発生するアナログ電圧発生手段とを備えたので、クロック発生手段を含むデジタル部と、アナログ電圧発生手段を含むアナログ部とを完全に分離し、当該デジタル部とアナログ部との間をクロックだけで結合することができる。これにより、デジタル部とアナログ部とを別々に設計することができるようになるので、デジタル部はデジタル技術に適した回路を設計し、アナログ部はアナログ技術に適した回路を設計することが容易となり、D/A変換器の回路設計を容易に行うことができるようになる。
産業上の利用可能性
本発明は、デジタル部とアナログ部とを完全に分離し、それぞれに適した回路を設計しやすくするのに有用である。
【図面の簡単な説明】
図1は、第1の実施形態によるD/A変換器の全体構成を示す図である。
図2は、第1および第2の実施形態で用いるコンパレータの動作を説明するための図である。
図3は、第2の実施形態によるD/A変換器の構成例を示す図である。
図4は、第2の実施形態で用いるオーバーサンプル回路の構成例を示す図である。
図5は、第2の実施形態で用いる基本デジタル波形を示す図である。
図6は、第2の実施形態の基本デジタル波形から生成される関数を示す図である。
図7は、第2の実施形態で用いる選択回路の詳細構成例を示す図である。
本発明は、離散的なデジタルデータを連続的なアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換器(D/A変換器)に関するものである。
背景技術
離散的なデジタルデータを連続的なアナログ信号に変換するD/A変換器には、ラダー抵抗網型、セグメント型、積分型等の種々のタイプが存在する。ラダー抵抗網型は、はしご状に設けられた抵抗網と複数のアナログスイッチとの組み合わせにより構成され、アナログスイッチをデジタル入力値によって制御することにより、抵抗網の終端からアナログ出力を取り出すようにしたものである。
セグメント型は、nビットのデジタルデータに対して2n−1個の定電流回路により構成され、デジタル入力値に対応したスイッチをオンにして電流を加算することによりアナログ出力を得るようにしたものである。積分型は、デジタル入力値により指定されたクロック数をカウンタで計測しながら、その期間中ミラー積分回路により一定電流を積分していき、その積分値をアナログ出力として得るようにしたものである。
一般に、アナログ信号処理では、信号の反射や遅れ、伝送線路の整合などアナログ技術の考えを回路設計に応用しなければならず、デジタルデータ処理と同様には回路設計を行うことができない。そのため、アナログ信号処理のためにはアナログ技術に適した回路を設計し、デジタルデータ処理のためにはデジタル技術に適した回路を設計する必要がある。
しかしながら、従来のD/A変換器は上述したどのタイプも、デジタルデータを入力してからアナログ信号を出力するまでの全体において、デジタル部とアナログ部とが渾然一体として構成されていた。そのため、アナログ信号処理やデジタルデータ処理に適した回路を設計することが非常に困難であるという問題があった。
本発明はこのような問題を解決するために成されたものであり、デジタル部とアナログ部とを完全に分離し、それぞれに適した回路を設計しやすくすることを目的とする。
発明の開示
本発明のデジタル−アナログ変換器は、入力されるデジタルデータに基づいて、当該デジタルデータの値に応じたパルスを有するクロックを発生するクロック発生手段と、上記クロック発生手段により発生されたクロックに基づいて、当該クロックのパルスに応じた電圧を発生しアナログ信号として出力するアナログ電圧発生手段とを備えたことを特徴とする。
本発明の他の態様では、入力されるデジタルデータをオーバーサンプリングするオーバーサンプル手段と、上記オーバーサンプル手段により生成されたオーバーサンプルデータに基づいて、当該オーバーサンプルデータの値に応じたパルスを有するクロックを発生するクロック発生手段と、上記クロック発生手段により発生されたクロックに基づいて、当該クロックのパルスに応じた電圧を発生しアナログ信号として出力するアナログ電圧発生手段とを備えたことを特徴とする。
ここで、上記オーバーサンプル手段は、例えば、入力されるn個の離散データの値に応じた振幅を有する基本波形のデータに対して移動平均演算または畳み込み演算を行うことによって上記離散データに対する補間値を求める手段を含む。
本発明の他の態様では、外部より供給されるクロックに応じてカウント動作を行うカウンタと、上記カウンタによるカウント値と入力されるデジタルデータの値とを比較し、その値が一致するまで上記クロックを出力する比較器と、定電流源を利用して充放電するコンデンサと、上記比較器から出力される上記クロックに応じて、上記定電流源と上記コンデンサとの接続をオン/オフするスイッチとを備えたことを特徴とする。
本発明の他の態様では、上記入力されるデジタルデータをオーバーサンプリングするオーバーサンプル回路を備え、上記比較器は、上記カウンタによるカウント値と上記オーバーサンプル回路により生成されるオーバーサンプルデータの値とを比較し、その値が一致するまで上記クロックを出力することを特徴とする。
ここで、上記オーバーサンプル回路は、例えば、入力されるn個の離散データの値に応じた振幅を有する基本波形のデータに対して移動平均演算または畳み込み演算を行う回路を含む。
本発明の他の態様では、外部より供給される選択用クロックに基づいて、上記入力されるデジタルデータと上記オーバーサンプル回路により生成されるオーバーサンプルデータとの何れかを選択して上記比較器に出力する選択回路と、少なくとも最初のデジタルデータが上記オーバーサンプル回路に入力されてから出力されるまでの期間は上記入力されるデジタルデータを選択し、上記期間の経過後は上記オーバーサンプルデータを選択するように上記選択回路を制御するための上記選択用クロックを発生するクロック発生回路とを備えたことを特徴とする。
本発明の他の態様では、上記定電流源とは別に設けられた第2の定電流源と、上記クロック発生回路から出力される上記選択用クロックに応じて、上記第2の定電流源と上記コンデンサとの接続をオン/オフする第2のスイッチとを備えたことを特徴とする。
発明を実施するための最良の形態
(第1の実施形態)
まず、本発明の第1の実施形態について説明する。図1は、第1の実施形態によるD/A変換器の構成例を示す図である。図1に示すように、本実施形態のD/A変換器は、デジタル部10とアナログ部20とが完全に分離して設けられている。
デジタル部10は、D型フリップフロップ11、コンパレータ12およびアップ/ダウンカウンタ13を備えて構成されている。D型フリップフロップ11は、入力されるデジタルデータを、基準周波数のクロックCK0に従って1クロック期間保持する。
コンパレータ12は、D型フリップフロップ11から端子Aに供給されるデジタル入力値と、アップ/ダウンカウンタ13から端子Bに供給されるカウント値とを比較し、その比較結果に応じて0または1の値を端子a,bから出力する。図2は、このコンパレータ12の動作を説明するための図である。
図2に示すように、デジタル入力値がカウント値より大きいときは、端子a,bから0,1の値を出力する。すなわち、所定周波数のクロックCK1を1パルスだけ出力する。一方、デジタル入力値がカウント値より小さいときは、端子a,bから1,0の値を出力する。すなわち、所定周波数のクロックCK2を1パルスだけ出力する。また、デジタル入力値とカウント値とが等しいときは、何れのクロックCK1,CK2も出力しない。
アップ/ダウンカウンタ13は、リセット信号RSTが入力されたときにカウント値を0にリセットし、アップ端子Uあるいはダウン端子Dに入力されるクロックCK1,CK2に応じてカウントアップあるいはカウントダウンする。すなわち、アップ端子UにクロックCK1が入力される毎にカウントアップし、ダウン端子DにクロックCK2が入力される毎にカウントダウンする。そして、そのカウント値をコンパレータ12の端子Bに出力する。
コンパレータ12とアップ/ダウンカウンタ13とを上述のように構成することにより、ある時点におけるデジタル入力値がカウント値より大きいときは、アップ/ダウンカウンタ13においてカウントアップが行われ、その間クロックCK1が繰り返し出力され続ける。そして、デジタル入力値とカウント値とが等しくなった時点でクロックCK1の出力が停止される。
また、ある時点におけるデジタル入力値がカウント値より小さいときは、アップ/ダウンカウンタ13においてカウントダウンが行われ、その間クロックCK2が繰り返し出力され続ける。そして、デジタル入力値とカウント値とが等しくなった時点でクロックCK2の出力が停止される。
アナログ部20は、コンデンサC1、3つのスイッチSW1〜SW3、定電流Irefを供給する2つの定電流源21,22、抵抗R1,R2および出力アンプ23を備えて構成されている。コンデンサC1は、デジタル入力値に応じた電圧を蓄積するものである。
このコンデンサC1と基準電圧Vrefの供給源との間には、第3のスイッチSW3がコンデンサC1と並列に接続されている。第3のスイッチSW3は、アップ/ダウンカウンタ13に供給されるものと同じリセット信号RSTが与えられたときにオンとなり、コンデンサC1の蓄積電圧を基準電圧Vrefにリセットする。
また、コンデンサC1と電源電圧Vddの供給源との間には、第1の定電流源21および第1のスイッチSW1が直列に接続されている。第1のスイッチSW1は、コンパレータ12から出力されるクロックCK1に従ってオン/オフし、クロックCK1のパルスがハイとなっているときにオンとなる。
このクロックCK1に従って第1のスイッチSW1がオンとなっている期間中に、第1の定電流源21によってコンデンサC1の充電が行われ、コンデンサC1の端子電圧は徐々に上昇していく。上述したように、クロックCK1は、アップ/ダウンカウンタ13のカウント値がデジタル入力値に等しくなった時点で出力されなくなる。したがって、コンデンサC1の端子電圧は、デジタル入力値に応じた値まで上昇して止まる。
一方、コンデンサC1とグランドとの間には、第2の定電流源22および第2のスイッチSW2が直列に接続されている。第2のスイッチSW2は、コンパレータ12から出力されるクロックCK2に従ってオン/オフし、クロックCK2のパルスがハイとなっているときにオンとなる。
このクロックCK2に従って第2のスイッチSW2がオンとなっている期間中に、第2の定電流源22によってコンデンサC1の蓄積電荷はグランドに引き抜かれ、コンデンサC1の端子電圧は徐々に下降していく。上述したように、クロックCK2も、アップ/ダウンカウンタ13のカウント値がデジタル入力値に等しくなった時点で出力されなくなる。したがって、コンデンサC1の端子電圧は、デジタル入力値に応じた値まで下降して止まる。
このようにして蓄積されたコンデンサC1の端子電圧は、出力アンプ23によりアナログ出力として取り出される。
なお、コンパレータ12から第1および第2のスイッチSW1,SW2に出力するクロックCK1,CK2は、コンデンサC1の端子電圧の増減割合(増減の傾斜)を一定とするために、デューティ比が1:1の固定となるようにするのが好ましい。
以上詳しく説明したように、本実施形態のD/A変換器では、デジタル部10とアナログ部20とを完全に分離し、その間をリセット信号RSTと2つのクロックCK1,CK2だけで結合するようにしている。この場合、固定デューティのクロックCK1,CK2に従ってアップ/ダウンカウンタ13を動かすとともに、同じクロックCK1,CK2に従ってコンデンサC1を充放電することにより、アップ/ダウンカウンタ13のカウント値(デジタル量)と、コンデンサC1の端子電圧(アナログ量)とを1:1に対応させて動作させることができ、デジタル入力値に応じたアナログ信号を得ることができる。
このように、本実施形態によれば、デジタル部10とアナログ部20とを完全に分離して構成することができるので、デジタル部10とアナログ部20とを別々に設計することができる。これにより、デジタル部10はデジタル技術に適した回路を設計し、アナログ部20はアナログ技術に適した回路を設計することが容易となり、D/A変換器の回路設計を容易に行うことができるようになる。
なお、上記第1の実施形態では、クロックCK1,CK2はデジタル入力値に応じたパルス数を有するものであり、このパルス数に応じてスイッチSW1,SW2を繰り返し開閉することによって、コンデンサC1の端子電圧を階段状に増減させる例について説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、デジタル入力値に応じたパルス幅を有するクロックを生成し、そのパルス幅に応じた期間中スイッチSW1,SW2をオンとすることによって、コンデンサC1の端子電圧を直線状に増減させることも可能である。
(第2の実施形態)
次に、本発明の第2の実施形態について説明する。図3は、第2の実施形態によるD/A変換器の構成例を示す図である。なお、この図3において、図1に示した符号と同一の符号を付したものは互いに同一の機能を有するものであるので、ここでは重複する説明を省略する。
図3に示すように、第2の実施形態によるD/A変換器も、デジタル部30とアナログ部40とが完全に分離して設けられている。デジタル部30は、第1の実施形態で述べたD型フリップフロップ11、コンパレータ12およびアップ/ダウンカウンタ13の他に、オーバーサンプル回路31、D型フリップフロップ32、選択回路33、AND回路34、カウンタ35を含むクロック発生回路36を更に備えている。
オーバーサンプル回路31は、入力されるデジタルデータをn倍にオーバーサンプルする。D型フリップフロップ32は、オーバーサンプル回路31によりオーバーサンプリングされたデジタルデータを、基準周波数のクロックCK0に従って1クロック期間保持する。選択回路33は、D型フリップフロップ32に保持されたオーバーサンプルデータと、D型フリップフロップ11に保持された入力デジタルデータとの何れかを選択してコンパレータ12に出力する。
AND回路34は、コンパレータ12の端子a,bから出力される比較結果のデータと、n倍周波数のクロック(n*CK0)との論理積をとり、その結果をクロックCK1,CK2として出力する。したがって、本実施形態のクロックCK1,CK2は、第1の実施形態と比べて周波数がn倍となっている。
カウンタ35は、リセット信号RSTに従ってリセットされ、基準周波数のクロックCK0に従ってカウント動作を行う。このカウンタ35のディレイは、入力デジタルデータがオーバーサンプル回路31を通過するのに要するディレイと同じかそれよりも長く設定されている。クロック発生回路36は、カウンタ35のディレイ時間だけハイとなるパルス幅を持ったクロックCK3を生成し、これを選択回路33に出力する。
選択回路33は、このクロックCK3がハイの期間中はD型フリップフロップ11からの入力デジタルデータを選択し、クロックCK3がロウの期間中はD型フリップフロップ32からのオーバーサンプルデータを選択する。
すなわち、電源投入直後などでD/A変換器にデジタルデータが入力されたばかりの初期状態、つまりデジタルデータの初期値がオーバーサンプル回路31に入力されてから遅延を受けて出力されるまでの間は、入力デジタルデータに応じた正しいオーバーサンプルデータが得られる保証はない。そのため、この期間は入力デジタルデータそのものを用い、この期間を過ぎた後はオーバーサンプルデータを用いてアナログ信号への変換を行うようにしている。
入力デジタルデータをn倍にオーバーサンプリングしてD/A変換することにより、量子化ノイズを1/nに圧縮することができ、S/Nを改善することができる。ここで、オーバーサンプリング処理の一例を以下に説明する。本実施形態では、本出願人が既に提出した特願平11−173245号等に記載したオーバーサンプリング技術を利用する。
図4は、本実施形態で用いるオーバーサンプル回路31の一構成例を示す図である。図4に示すように、オーバーサンプル回路31は、4つのコンボリューション(移動平均あるいは畳み込み)演算部51〜54を備えて構成されている。第1のコンボリューション演算部51は、3層構造から成っている。各層のフィルタ演算部51−1〜51−3はそれぞれ、複数のD型フリップフロップと、複数の係数器と、複数の加算器と、1/16倍乗算器とを備えて構成されている。
第1層のフィルタ演算部51−1では、縦続接続された6個のD型フリップフロップによって入力デジタルデータを1クロックCK0ずつ順次遅延させる。そして、各D型フリップフロップの出力タップから取り出した信号に対して、以下に述べる基本デジタル波形の係数を6個の係数器によってそれぞれ乗算し、それらの乗算結果をすべて5個の加算器で加算する。さらに、その加算出力を1/16倍乗算器により1/16倍して振幅を元に戻す。
図5は、本実施形態で用いる基本デジタル波形の説明図である。図5に示す基本デジタル波形は、オーバーサンプリングによるデータ補間を行う際に使用する標本化関数の基本となるものである。この基本デジタル波形は、基準周波数の1クロックCK0毎にデータ値を−1,1,8,8,1,−1と変化させて作成したものである。
第2層のフィルタ演算部51−2では、第1層中に設けられた3番目のD型フリップフロップの出力タップから取り出した信号を、縦続接続された5個のD型フリップフロップによって1クロックCK0ずつ順次遅延させる。そして、各D型フリップフロップの入出力タップから取り出した信号に対して、上述の基本デジタル波形の係数を6個の係数器によってそれぞれ乗算し、それらの乗算結果をすべて5個の加算器で加算する。さらに、その加算出力を1/16倍乗算器により1/16倍して振幅を元に戻す。
第3層のフィルタ演算部51−3では、第1層中に設けられた5番目のD型フリップフロップの出力タップから取り出した信号を、縦続接続された5個のD型フリップフロップによって1クロックCK0ずつ順次遅延させる。そして、各D型フリップフロップの入出力タップから取り出した信号に対して、上述の基本デジタル波形の係数を6個の係数器によってそれぞれ乗算し、それらの乗算結果をすべて5個の加算器で加算する。さらに、その加算出力を1/16倍乗算器により1/16倍して振幅を元に戻す。
第1のコンボリューション演算部51では、上述した3層のフィルタ演算部51−1〜51−3による演算結果を全て加算して第2のコンボリューション演算部52に出力する。
第2のコンボリューション演算部52は、8個のD型フリップフロップと、7個の加算器と、1/8倍乗算器とを備えて構成されている。この第2のコンボリューション演算部52は、n倍周波数のクロック(n*CK0)に従って動作する。まず、第1のコンボリューション演算部51から出力されたデジタルデータを、縦続接続された8個のD型フリップフロップによって1クロック(n*CK0)ずつ順次遅延させる。
そして、各D型フリップフロップの出力タップから取り出した信号をすべて7個の加算器で加算する。さらに、その加算出力を1/8倍乗算器により1/8倍して振幅を元に戻し、その結果を第3のコンボリューション演算部53に出力する。
第3のコンボリューション演算部53も、8個のD型フリップフロップと、7個の加算器と、1/8倍乗算器とを備えて構成されている。この第3のコンボリューション演算部53では、第2のコンボリューション演算部52から出力されたデジタルデータを、縦続接続された8個のD型フリップフロップによって1クロック(n*CK0)ずつ順次遅延させる。
そして、各D型フリップフロップの出力タップから取り出した信号をすべて7個の加算器で加算する。さらに、その加算出力を1/8倍乗算器により1/8倍して振幅を元に戻し、その結果を第4のコンボリューション演算部54に出力する。
第4のコンボリューション演算部54は、D型フリップフロップ、加算器および1/2倍乗算器を1つずつ備えて構成されている。この第4のコンボリューション演算部54では、第3のコンボリューション演算部53から出力されたデジタルデータを1個のD型フリップフロップによって1クロック(n*CK0)だけ遅延させる。
そして、遅延前後の信号を加算器で加算した後、その加算出力を1/2倍乗算器により1/2倍して振幅を元に戻し、その結果をオーバーサンプルデータとして出力する。
上記のように構成したオーバーサンプル回路31に対して単一パルスのデータを入力すると、図6に示すような波形関数の信号が得られる。この図6に示す関数は、全域において1回微分可能であって、横軸に沿った標本位置tが所定の領域内にあるときに0以外の有限な値を有し、それ以外の領域では値が全て0となる関数(有限台と称する)である。また、図6に示す関数は、中央の1つの標本点でのみ極大値をとり、4つの標本点において値が0になるという特徴を有する標本化関数であり、滑らかなアナログ波形の信号を得るために必要なサンプル点は全て通る。
したがって、このような特徴を有するオーバーサンプル回路31によってオーバーサンプリングを行うことにより、基準周波数のクロックCK0によりサンプリングされた離散的な入力デジタルデータの間の値を、1回微分可能な関数を用いて、n倍周波数のクロック(n*CK0)により極めて滑らかに補間することが可能である。
また、図6に示す標本化関数は、有限の標本点で0に収束するため、従来のオーバーサンプル型D/A変換器において一般的に用いられていたsinc関数(±∞の標本点で0に収束する関数)と異なり、有限の範囲内の離散データだけを考慮に入れればよい。すなわち、本来考慮すべき離散データを無視して補間するのではなく、理論的に考慮する必要がないため、打ち切り誤差が発生しない。そのため、より正確なオーバーサンプルデータを得ることができ、D/A変換の精度をより向上させることができる。
次に、選択回路33の構成について説明する。図7は、選択回路33の詳細な構成例を示す図である。なお、ここでは入力デジタルデータDは16ビットであり、これをオーバーサンプリングすると4ビット増えてオーバーサンプルデータDFは20ビットになるものとする。
このように、入力デジタルデータDとオーバーサンプルデータDFとはビット数が異なっている。そこで、図7に示すように、入力デジタルデータD0〜D15を上位16ビットとし、下位4ビットに“0000”を加えることにより、オーバーサンプルデータDF0〜DF19と同じ20ビットにビット数を合わせるようにしている。
入力デジタルデータD0〜D15を含む20ビットのデータは、20個のANDゲート33−1によりクロックCK3との論理積がとられ、20個のORゲート33−4の一方の入力端に出力される。また、20ビットのオーバーサンプルデータDF0〜DF19は、インバータ33−2を通過したクロックCK3との論理積が20個のANDゲート33−3によりとられ、20個のORゲート33−4の他方の入力端に出力される。
これにより、クロックCK3がハイの期間は入力デジタルデータD0〜D15を含む20ビットのデータがアクティブとなり、クロックCK3がロウの期間は20ビットのオーバーサンプルデータDF0〜DF19がアクティブとなる。20個のORゲート33−4は、アクティブとなっているデータを図3のコンパレータ12に出力する。コンパレータ12は、クロックCK3がハイの期間は、端子Aに入力される入力デジタルデータの上位16ビットのみをアップ/ダウンカウンタ13のカウント値と比較する。
次に、アナログ部40の構成について説明する。アナログ部40は、第1の実施形態で述べたコンデンサC1、スイッチSW1〜SW3、定電流源21,22、抵抗R1,R2および出力アンプ23の他に、上記定電流源21,22に比べて15倍の定電流(Iref*15)を供給する第3および第4の定電流源41,42(本発明の第2の定電流源に相当)と、第4および第5のスイッチSW4,SW5(本発明の第2のスイッチに相当)とを更に備えている。
第4および第5のスイッチSW4,SW5は、クロック発生回路36から出力されるクロックCK3に従ってオン/オフし、クロックCK3がハイの期間中にオンとなる。
第4および第5のスイッチSW4,SW5がオフの期間中は、第1および第2の定電流源21,22により第1の実施形態と同じ量の定電流Irefが供給される。一方、クロックCK3に従って第4および第5のスイッチSW4,SW5がオンとなっている期間中は、第1および第2の定電流源21,22と、第3および第4の定電流源41,42とを合わせて16倍の定電流が供給される。これにより、コンデンサC1の充電あるいは放電が16倍の速さで行われ、コンデンサC1の端子電圧は16倍の速さで増減する。
図7で説明したように、クロックCK3に従って第4および第5のスイッチSW4,SW5がオンとなる期間中は、入力デジタルデータD0〜D15が選択される。ただし、その下位4ビットに0が加えられて全体で20ビットのデータとされており、本来のデジタル入力値よりも大きな値となっている。そこで、クロックCK3がオンとなって入力デジタルデータを選択する初期状態においては、16倍の定電流によりコンデンサC1を急速に充放電させることにより、20ビットの入力デジタルデータに応じた電圧値に速く到達させることができ、コンデンサC1が定常状態となるまでの時間を短くすることができる。
以上詳しく説明したように、第2の実施形態によれば、入力デジタルデータをn倍にオーバーサンプリングしてD/A変換することにより、量子化ノイズを1/nに圧縮することができ、S/Nを改善することができる。また、オーバーサンプリングの手法として、例えば特願平11−173245号に記載したオーバーサンプリング技術を利用することにより、入力デジタルデータを極めて滑らかに補間してより正確なオーバーサンプルデータを得ることができ、D/A変換の精度を向上させることができる。
なお、第2の実施形態では、特願平11−173245号に記載したオーバーサンプリング技術を用いる例について説明したが、これ以外のオーバーサンプリング技術を用いるようにしても良い。
また、第2の実施形態では、第3および第4の定電流源41,42として15倍の定電流(Iref*15)を供給するものを用いたが、15倍に限定されるものではない。
その他、上記第1および第2の実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。
本発明は上述したように、入力されるデジタルデータの値に応じたパルスを有するクロックを発生するクロック発生手段と、当該クロックのパルスに応じた電圧を発生するアナログ電圧発生手段とを備えたので、クロック発生手段を含むデジタル部と、アナログ電圧発生手段を含むアナログ部とを完全に分離し、当該デジタル部とアナログ部との間をクロックだけで結合することができる。これにより、デジタル部とアナログ部とを別々に設計することができるようになるので、デジタル部はデジタル技術に適した回路を設計し、アナログ部はアナログ技術に適した回路を設計することが容易となり、D/A変換器の回路設計を容易に行うことができるようになる。
産業上の利用可能性
本発明は、デジタル部とアナログ部とを完全に分離し、それぞれに適した回路を設計しやすくするのに有用である。
【図面の簡単な説明】
図1は、第1の実施形態によるD/A変換器の全体構成を示す図である。
図2は、第1および第2の実施形態で用いるコンパレータの動作を説明するための図である。
図3は、第2の実施形態によるD/A変換器の構成例を示す図である。
図4は、第2の実施形態で用いるオーバーサンプル回路の構成例を示す図である。
図5は、第2の実施形態で用いる基本デジタル波形を示す図である。
図6は、第2の実施形態の基本デジタル波形から生成される関数を示す図である。
図7は、第2の実施形態で用いる選択回路の詳細構成例を示す図である。
Claims (8)
- 入力されるデジタルデータに基づいて、当該デジタルデータの値に応じたパルスを有するクロックを発生するクロック発生手段と、
上記クロック発生手段により発生されたクロックに基づいて、当該クロックのパルスに応じた電圧を発生しアナログ信号として出力するアナログ電圧発生手段とを備えたことを特徴とするデジタル−アナログ変換器。 - 入力されるデジタルデータをオーバーサンプリングするオーバーサンプル手段と、
上記オーバーサンプル手段により生成されたオーバーサンプルデータに基づいて、当該オーバーサンプルデータの値に応じたパルスを有するクロックを発生するクロック発生手段と、
上記クロック発生手段により発生されたクロックに基づいて、当該クロックのパルスに応じた電圧を発生しアナログ信号として出力するアナログ電圧発生手段とを備えたことを特徴とするデジタル−アナログ変換器。 - 上記オーバーサンプル手段は、入力されるn個の離散データの値に応じた振幅を有する基本波形のデータに対して移動平均演算または畳み込み演算を行うことによって上記離散データに対する補間値を求める手段を含むことを特徴とする請求の範囲第2項に記載のデジタル−アナログ変換器。
- 外部より供給されるクロックに応じてカウント動作を行うカウンタと、
上記カウンタによるカウント値と入力されるデジタルデータの値とを比較し、その値が一致するまで上記クロックを出力する比較器と、
定電流源を利用して充放電するコンデンサと、
上記比較器から出力される上記クロックに応じて、上記定電流源と上記コンデンサとの接続をオン/オフするスイッチとを備えたことを特徴とするデジタル−アナログ変換器。 - 上記入力されるデジタルデータをオーバーサンプリングするオーバーサンプル回路を備え、
上記比較器は、上記カウンタによるカウント値と上記オーバーサンプル回路により生成されるオーバーサンプルデータの値とを比較し、その値が一致するまで上記クロックを出力することを特徴とする請求の範囲第4項に記載のデジタル−アナログ変換器。 - 上記オーバーサンプル回路は、入力されるn個の離散データの値に応じた振幅を有する基本波形のデータに対して移動平均演算または畳み込み演算を行う回路を含むことを特徴とする請求の範囲第5項に記載のデジタル−アナログ変換器。
- 外部より供給される選択用クロックに基づいて、上記入力されるデジタルデータと上記オーバーサンプル回路により生成されるオーバーサンプルデータとの何れかを選択して上記比較器に出力する選択回路と、
少なくとも最初のデジタルデータが上記オーバーサンプル回路に入力されてから出力されるまでの期間は上記入力されるデジタルデータを選択し、上記期間の経過後は上記オーバーサンプルデータを選択するように上記選択回路を制御するための上記選択用クロックを発生するクロック発生回路とを備えたことを特徴とする請求の範囲第5項に記載のデジタル−アナログ変換器。 - 上記定電流源とは別に設けられた第2の定電流源と、
上記クロック発生回路から出力される上記選択用クロックに応じて、上記第2の定電流源と上記コンデンサとの接続をオン/オフする第2のスイッチとを備えたことを特徴とする請求の範囲第7項に記載のデジタル−アナログ変換器。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2002134573 | 2002-05-09 | ||
JP2002134573 | 2002-05-09 | ||
PCT/JP2003/005264 WO2003096542A1 (fr) | 2002-05-09 | 2003-04-24 | Convertisseur numerique-analogique |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPWO2003096542A1 true JPWO2003096542A1 (ja) | 2005-09-15 |
Family
ID=29416713
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2004504390A Pending JPWO2003096542A1 (ja) | 2002-05-09 | 2003-04-24 | デジタル−アナログ変換器 |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7129876B2 (ja) |
EP (2) | EP1892838A3 (ja) |
JP (1) | JPWO2003096542A1 (ja) |
KR (1) | KR20040106474A (ja) |
CN (1) | CN1653696A (ja) |
TW (1) | TW200307399A (ja) |
WO (1) | WO2003096542A1 (ja) |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20060037861A (ko) * | 2004-10-28 | 2006-05-03 | 삼성에스디아이 주식회사 | 데이터 구동부, 평판 표시장치 및 데이터 변환 방법 |
KR100660886B1 (ko) * | 2005-11-08 | 2006-12-26 | 삼성전자주식회사 | 커패시터와 op 앰프를 이용하는 디지털 아날로그 컨버터 |
TW200740113A (en) * | 2006-03-07 | 2007-10-16 | Neuro Solution Corp | Interpolation function generation circuit |
JP4820739B2 (ja) * | 2006-12-07 | 2011-11-24 | オンセミコンダクター・トレーディング・リミテッド | 電池電圧検出回路 |
JP5031847B2 (ja) | 2006-12-22 | 2012-09-26 | イセラ・カナダ・ユーエルシー | デジタル線形送信器アーキテクチャ |
US8736478B2 (en) * | 2012-03-09 | 2014-05-27 | Lsi Corporation | Digital-to-analog converter |
CN102847686A (zh) * | 2012-07-31 | 2013-01-02 | 东南大学 | 一种基于激光异物分拣系统的信号处理电路 |
CN103312331B (zh) * | 2013-05-30 | 2016-04-13 | 电子科技大学 | 一种基于忆阻器的模数转换器 |
CN103607206B (zh) * | 2013-11-25 | 2016-06-01 | 四川和芯微电子股份有限公司 | 音频数模转换电路 |
CN106191349B (zh) * | 2016-07-26 | 2018-09-07 | 舞阳钢铁有限责任公司 | 一种炼铁工业废水在线综合使用系统及方法 |
TWI603589B (zh) * | 2016-11-17 | 2017-10-21 | 碩呈科技股份有限公司 | 差動式脈衝振幅波寬度調變數位類比轉換裝置及其信號輸出的編碼方法 |
JP7139588B2 (ja) * | 2017-09-22 | 2022-09-21 | カシオ計算機株式会社 | 変換装置、電子楽器、情報処理装置、変換方法及びプログラム |
US11552648B2 (en) * | 2021-01-22 | 2023-01-10 | Texas Instruments Incorporated | Digital filter for a delta-sigma analog-to-digital converter |
Family Cites Families (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US382396A (en) * | 1888-05-08 | Bale-tie | ||
US3940673A (en) * | 1973-05-14 | 1976-02-24 | Edcliff Instruments | Aircraft altitude control system |
US4028694A (en) * | 1975-06-10 | 1977-06-07 | International Business Machines Corporation | A/D and D/A converter using C-2C ladder network |
DE2603608C3 (de) * | 1976-01-30 | 1980-04-24 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Schaltungsanordnung zur Umsetzung von Analog-Signalen in Digital-Signale und von Digital-Signalen in Analogsignale |
JPS6030453B2 (ja) * | 1979-10-24 | 1985-07-16 | 株式会社日立製作所 | デイジタル−アナログ変換器 |
GB2144285B (en) * | 1983-07-29 | 1986-09-24 | Raymond Allan Belcher | Analague-to-digital and digital-to-analogue conversion |
JPS60202571A (ja) * | 1984-03-28 | 1985-10-14 | Hitachi Ltd | 積分方式ディジタル・アナログ変換器 |
DE3642168A1 (de) * | 1986-12-10 | 1988-06-16 | Philips Patentverwaltung | Digitale schaltungsanordnung zur verringerung des quantisierungsrauschens |
JPH02151126A (ja) * | 1988-12-01 | 1990-06-11 | Rohm Co Ltd | 積分型d/aコンバータ |
US5061925A (en) * | 1990-08-22 | 1991-10-29 | Crystal Semiconductor Corporation | Phase equalization system for a digital-to-analog converter utilizing separate digital and analog sections |
JPH07118652B2 (ja) * | 1990-10-12 | 1995-12-18 | ヤマハ株式会社 | Da変換装置 |
US5245344A (en) * | 1991-01-15 | 1993-09-14 | Crystal Semiconductor | High order switched-capacitor filter with dac input |
DE69312425T2 (de) * | 1992-11-09 | 1998-02-12 | Philips Electronics Nv | Digital-/Analogwandler |
JPH0946230A (ja) * | 1995-07-27 | 1997-02-14 | Yamaha Corp | D/aコンバータ |
JP3282510B2 (ja) * | 1996-08-01 | 2002-05-13 | ヤマハ株式会社 | D/aコンバータ回路 |
JP3849891B2 (ja) * | 1996-09-09 | 2006-11-22 | ソニー株式会社 | フイルタ装置及び無線通信端末装置 |
US6377633B1 (en) * | 1998-10-09 | 2002-04-23 | Harris Corporation | Apparatus and method for decoding asynchronous data |
EP1014552B1 (en) * | 1998-12-23 | 2003-04-23 | STMicroelectronics S.r.l. | Conversion of a numeric command value in a constant frequency PWM drive signal for an electromagnetic load |
EP1198065A4 (en) * | 1999-06-18 | 2005-06-01 | Sakai Yasue | DIGITAL ANALOGUE TRANSDUCER AND METHOD THEREFOR, AND APPARATUS AND REFERENCE TO THE INTERPOLATION OF DATA |
US6320528B1 (en) * | 1999-10-15 | 2001-11-20 | Koninklijke Philips Electronics Nv | Built-in self test for integrated digital-to-analog converters |
-
2003
- 2003-04-24 EP EP07121037A patent/EP1892838A3/en not_active Withdrawn
- 2003-04-24 KR KR10-2004-7017822A patent/KR20040106474A/ko not_active Application Discontinuation
- 2003-04-24 WO PCT/JP2003/005264 patent/WO2003096542A1/ja active Application Filing
- 2003-04-24 CN CNA038105128A patent/CN1653696A/zh active Pending
- 2003-04-24 EP EP03723194A patent/EP1505736A4/en not_active Withdrawn
- 2003-04-24 JP JP2004504390A patent/JPWO2003096542A1/ja active Pending
- 2003-04-28 TW TW092109914A patent/TW200307399A/zh unknown
-
2004
- 2004-11-02 US US10/904,278 patent/US7129876B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP1505736A1 (en) | 2005-02-09 |
KR20040106474A (ko) | 2004-12-17 |
US20050057386A1 (en) | 2005-03-17 |
CN1653696A (zh) | 2005-08-10 |
WO2003096542A1 (fr) | 2003-11-20 |
US7129876B2 (en) | 2006-10-31 |
EP1892838A3 (en) | 2008-04-23 |
EP1892838A2 (en) | 2008-02-27 |
EP1505736A4 (en) | 2005-09-14 |
TW200307399A (en) | 2003-12-01 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060419 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080627 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080708 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20081104 |