JPS6323564A - Power supply unit - Google Patents

Power supply unit

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JPS6323564A
JPS6323564A JP16498886A JP16498886A JPS6323564A JP S6323564 A JPS6323564 A JP S6323564A JP 16498886 A JP16498886 A JP 16498886A JP 16498886 A JP16498886 A JP 16498886A JP S6323564 A JPS6323564 A JP S6323564A
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JP
Japan
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transistor
current
power supply
circuit
switching element
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Application number
JP16498886A
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Japanese (ja)
Inventor
Tsutomu Shiomi
務 塩見
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Panasonic Electric Works Co Ltd
Original Assignee
Matsushita Electric Works Ltd
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Publication date
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Publication of JPS6323564A publication Critical patent/JPS6323564A/en
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Abstract

PURPOSE:To decrease a switching loss by driving a switching element by a voltage generated across an inductance element which charges and discharges energy through the ON/OFF operation of the switching elements. CONSTITUTION:When transistors Q3 and Q4 are respectively turned OFF and ON, a transistor Q1 is turned ON by an electric current from an auxiliary power source Vc. A sufficient base current flows through the transistor Q1 by a voltage generated in primary and secondary windings N1 and N2 of an inductance element L to turn ON the transistor Q1 completely. When the transistors Q3 and Q4 are respectively turned ON and OFF, the transistor Q1 is operated to turn OFF. The inductance L discharges energy to a load R via a diode D1. The transistor Q1 is fully kept in OFF state until the discharge current becomes zero.

Description

【発明の詳細な説明】 [技術分野] 本発明はチョッパ回路やインバータ回路等の電力変換手
段からなる電源装置に関するものである。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Technical Field] The present invention relates to a power supply device comprising power conversion means such as a chopper circuit or an inverter circuit.

[背景技術] 近年スイッチング電源装置が普及しているが、このスイ
ッチング電源装置は一般には直流(平滑された)電圧を
入力し、任意の電圧が出力される。
[Background Art] Switching power supplies have become popular in recent years, and these switching power supplies generally input a DC (smoothed) voltage and output an arbitrary voltage.

従って交流電源電圧を入力するような場合、整流素子に
より脈流電圧に整流し、この脈流電圧を大容量のコンデ
ンサで平滑して、スイッチング部分に供給する必要があ
るが、この方式は入力電流が着しく歪み、波高値も著し
く高く、且つ入力力率が低い等の問題あった。
Therefore, when inputting AC power supply voltage, it is necessary to rectify it into a pulsating voltage using a rectifying element, smoothing this pulsating voltage with a large capacitor, and supplying it to the switching part. There were problems such as severe distortion, extremely high peak values, and low input power factor.

これは整流素子の後に大容量のコンデンサを接続したこ
とに起因する。
This is due to the fact that a large capacitor is connected after the rectifying element.

そこでこの問題を解決するために第5図に示す電源装置
が提案されている。この電源装置は所謂昇降圧チョッパ
回路を用いたもので、第6図(、)に示す交流電源Vs
を余波整流器DBで全波整流し、第6図(l])に示す
脈流電圧Viを負荷Rと全波整流器DBとの間に挿入し
であるスイッチング素子であるトランジスタQ、を高速
でスイッチングさせる。このトランジスタQ1のオン時
にトランジスタQ1に電流ioが流れ、インダクタンス
索子りに第6図(c)に示す高周波電流ILを流してエ
ネルギを蓄積させ、トランジスタQ1のオフ時にインダ
クタンス索子りにM積したエネルギを放出させ、電流1
[lをダイオードD、とコンデンサC2で整流平滑し、
負荷Rに電源を供給するようになっている。
In order to solve this problem, a power supply device shown in FIG. 5 has been proposed. This power supply device uses a so-called buck-boost chopper circuit, and the AC power supply Vs shown in FIG.
is subjected to full-wave rectification by the aftereffect rectifier DB, and a pulsating current voltage Vi shown in Fig. 6 (l) is inserted between the load R and the full-wave rectifier DB, and the switching element transistor Q is switched at high speed let When this transistor Q1 is turned on, a current io flows through the transistor Q1, and a high frequency current IL shown in FIG. The energy is released, and the current is 1
[Rectify and smooth l with diode D and capacitor C2,
Power is supplied to the load R.

この従来例では全波整流器DBの出力端に、は大容量の
コンデンサを接続していないため、トランジスタQ、の
スイッチングを制御する制御回路CTRLの如何によっ
ては入力電流Isの波形を交流電源Vs波形に略一致さ
せることが第6図(d)に示すようにでき、そのため上
述の問題点が解決で・きる。ここで制御回路CTRI、
は負荷Rの両端電圧■。を検出して該電圧V。が一定と
なるようにトランジスタQ1のスイッチングをPWM制
御するためのもので、動作電源は別に持つ。
In this conventional example, a large-capacity capacitor is not connected to the output terminal of the full-wave rectifier DB, so depending on the control circuit CTRL that controls the switching of the transistor Q, the waveform of the input current Is can be changed to the waveform of the AC power supply Vs. As shown in FIG. 6(d), the above-mentioned problem can be solved. Here, the control circuit CTRI,
is the voltage across the load R■. Detect the voltage V. This is for PWM control of the switching of the transistor Q1 so that it is constant, and has a separate operating power supply.

ところで、スイッチング素子たるトランジスタQ、に流
れる電流は第7図(d)に示すように包路線が入力電流
に一致するような高周波三角電流となる。従って入力電
圧のピーク付近にては電流■。
By the way, the current flowing through the transistor Q, which is a switching element, becomes a high-frequency triangular current whose envelope coincides with the input current, as shown in FIG. 7(d). Therefore, near the peak of the input voltage, the current ■.

のピークも高く、入力電圧のゼロクロス付近にて電流I
Qのピークも低くなる。
The peak of the current I is also high, and the current I near the zero cross of the input voltage
The peak of Q also becomes lower.

第7図(a)乃至(f)は制御回路CT RLとトラン
ジスタQ、の駆動回路DRの各部の各部の出力を示して
おり、第7図(a)に示す制御回路CTRLからの制御
信号VaをトランジスタQ2のベースに印加すると、こ
の制御信号VaによりトランジスタQ2がオンし、この
トランジスタQ2のオン時にパルストランスPTの1次
巻線n1に駆動用電源■。
7(a) to 7(f) show the outputs of each part of the drive circuit DR of the control circuit CTRL and the transistor Q, and the control signal Va from the control circuit CTRL shown in FIG. 7(a) When is applied to the base of the transistor Q2, the control signal Va turns on the transistor Q2, and when the transistor Q2 is turned on, the driving power supply ■ is applied to the primary winding n1 of the pulse transformer PT.

から電流を流す。この電流が流れるとパルストランスP
Tの2次巻線■、には電圧が発生し、この電圧をベース
抵抗RBで限流してトランジスタQ、のベースに第7図
(c)に示すベース電流IBを流す。
A current flows from the When this current flows, pulse transformer P
A voltage is generated in the secondary winding (2) of T, and this voltage is limited by the base resistor RB, and a base current IB shown in FIG. 7(c) flows through the base of the transistor Q.

この時トランジスタQ1のベースに印加されるべ一ス電
圧■8は第7図(1〕)に示すようになる。さてトラン
ジスタQ、がオンするとトランジスタQ1には第7図(
d)を示す電流■0が流れる。この電流I0は上述した
ように三角波となる。さてトランジスタQ2がオフする
と、パルストランスPTに蓄積されたエネルギが逆極性
に発生するためトランジスタQ2は逆バイアスされてオ
フする。尚PtfJV図(e)はインダクタンス索子り
からのエネルギ放出による電流■。を示し、同図(f)
はインダクタンス索子りに流れる電流rtを示す。
At this time, the base voltage 8 applied to the base of the transistor Q1 becomes as shown in FIG. 7(1). Now, when transistor Q is turned on, transistor Q1 is shown in Figure 7 (
A current 0 indicating d) flows. This current I0 becomes a triangular wave as described above. Now, when the transistor Q2 is turned off, the energy stored in the pulse transformer PT is generated with the opposite polarity, so that the transistor Q2 is reverse biased and turned off. In addition, PtfJV diagram (e) shows the current due to energy released from the inductance wire. (f)
represents the current rt flowing through the inductance.

このような駆動回路DRを用いれば簡単にトランジスタ
Q、を制御することができるわけであるが、トランジス
タQ1をオンさせるためのベース電流Inは電流IQが
最大となるところ、即ち入力交流電源Vs雷電圧ピーク
での電流IOに設計する必要がある。この電流10の最
大値をIQ+)とすれば、トランジスタQ1の電流増幅
率h f eより、■8≧■。1〕/’hfeとなる。
By using such a drive circuit DR, it is possible to easily control the transistor Q, but the base current In for turning on the transistor Q1 is set at the point where the current IQ is maximum, that is, the input AC power supply Vs. It is necessary to design the current IO at the voltage peak. If the maximum value of this current 10 is IQ+), from the current amplification factor h f e of the transistor Q1, ■8≧■. 1]/'hfe.

このようにしたとト又力交流電源Vs電圧の低(・領域
では電流IOはさほど大きくならず、しかしながらベー
ス電流エ8は一定であるため、甚だしいオーバドライブ
となり、トランジスタQ1のオフ時のスイッチングが遅
くなり、ロスが多い欠、αがあった。
If this is done, the current IO will not be very large in the low range of the AC power supply Vs voltage, but since the base current E8 is constant, a severe overdrive will occur, and the switching of the transistor Q1 when it is off will be There was a delay and a lot of losses.

このような欠7αを改善した駆動回路DRとしては第8
図に示すような回路がある。この回路ではパルストラン
スPTに図示する極性で3次巻線n3を巻回し、この3
大巻#[n3に電流■qを流す。
As a drive circuit DR that improves this deficiency 7α, the 8th
There is a circuit as shown in the figure. In this circuit, a tertiary winding n3 is wound around the pulse transformer PT with the polarity shown in the figure.
Current ■q flows through large volume #[n3.

このようにすれば電流raに応じてトランジスタQ1が
オンの間パルストランスPTに駆動用電源Vt、電圧に
よるエネルギとは逆方向に蓄積が行なわれるため、トラ
ンジスタQ2がオフしたときのトランジスタQ1の逆バ
イアスが大きくなり、第5図回路よりも速くトランジス
タQ1がオフする。従ってトランジスタQ、のオフ時の
スイッチングロスは減るが、第9図(b)のベース電流
rBに示すよう3次巻線n3が駆動用電源VD電圧とは
逆方向にエネルギを蓄積するため、ベース電流■6は時
間とともに減少する。従ってこれを補うために第5図回
路と比べてベース抵抗R11を小さくしたり、パルスト
ランスPTの励磁電流を増やすように設計する必要があ
る。このため駆動用電源VDの容量は大きくなり、更に
ベース抵抗RBの損失も増えるなどの欠点があった。尚
第9図(a)は制御回路CTRLからの制御信号Vaを
、また同図(c)はトランジスタQ1に流れる電流■。
In this way, energy is stored in the pulse transformer PT in the opposite direction to the driving power supply Vt and voltage while the transistor Q1 is on according to the current ra, so that when the transistor Q2 is turned off, the energy of the transistor Q1 is reversed. The bias increases and transistor Q1 turns off faster than the circuit of FIG. Therefore, the switching loss when the transistor Q is turned off is reduced, but as shown in the base current rB in FIG. The current 6 decreases with time. Therefore, in order to compensate for this, it is necessary to design the circuit so that the base resistance R11 is smaller than that of the circuit shown in FIG. 5, or the excitation current of the pulse transformer PT is increased. Therefore, the capacity of the driving power supply VD becomes large, and the loss of the base resistor RB also increases. Note that FIG. 9(a) shows the control signal Va from the control circuit CTRL, and FIG. 9(c) shows the current ■ flowing through the transistor Q1.

を示す。shows.

第10図は第8図回路とは逆極性に3次巻線n3を巻回
し、1次巻線nlの極性も逆にして更に駆動用電源VD
と直列にコンデンサC1を接続し、所謂電流帰還方式の
駆動回路DRを示している。但しトランジスタQ2は第
5図、第8図の従来例と逆の動作をさせる。
In Figure 10, the tertiary winding n3 is wound with the opposite polarity to that of the circuit in Figure 8, the polarity of the primary winding nl is also reversed, and the driving power supply VD is
A capacitor C1 is connected in series with the drive circuit DR of a so-called current feedback type. However, the transistor Q2 operates in the opposite manner to the conventional example shown in FIGS. 5 and 8.

而してこの駆動回路DRはトランジスタQ2がオフする
と、パルストランスPTのエネルギによる誘起電圧が2
次巻線+12に発生し、僅かにベース電流IBを流すた
めトランジスタQ1がオンし電流IQが3大巻#111
3に流れ、これに応じて2次巻線n2にも電圧が発生し
、第11図(1〕)に示すようにベース電流I、は電流
IOと相似波形となり、オーバドライブの少ない良好な
駆動が行える。次にトランジスタQ2がオンすると、駆
動用電源VDよりコンデンサC1を介してパルストラン
スPTの1次巻線Illを励磁する。これにより2次巻
線n2には逆方向に電圧が発生し、トランジスタQ1が
オフする。このように第10図回路では電流IQに応じ
てベース電流IBが流れるため、オーバドライブは減少
するが、オフ動作はややエネルギ不足であり、トランジ
スタQ1のオフ時のスイッチングロスは多くなるという
欠点があった。更に電流IOは交流電源Vs電圧に応じ
て増減するため、全領域で安定に動作するようなパルス
トランスPTの設計はエネルギ蓄積量の非安定性等の問
題から非常に国数なものとなる。従って第10図回路も
適切な回路ではない。尚第11図(a)は制御回路CT
Rl−からの制御信号Vaを、また同図(c)はトラン
ジスタQ1に流れる電流Ioを示す。
In this drive circuit DR, when the transistor Q2 is turned off, the induced voltage due to the energy of the pulse transformer PT is 2.
occurs in the next winding +12, transistor Q1 is turned on to cause a slight base current IB to flow, and the current IQ is 3 large turns #111
3, a voltage is generated in the secondary winding n2 accordingly, and as shown in FIG. 11 (1), the base current I has a similar waveform to the current IO, resulting in good drive with little overdrive. can be done. Next, when the transistor Q2 is turned on, the primary winding Ill of the pulse transformer PT is excited by the driving power supply VD via the capacitor C1. This generates a voltage in the opposite direction in the secondary winding n2, turning off the transistor Q1. In this way, in the circuit of Figure 10, the base current IB flows in accordance with the current IQ, so overdrive is reduced, but the off-operation has a slight lack of energy, and the switching loss when the transistor Q1 is off increases. there were. Furthermore, since the current IO increases or decreases depending on the voltage of the AC power source Vs, the design of a pulse transformer PT that operates stably in the entire range is required in many countries due to problems such as instability of the amount of stored energy. Therefore, the circuit of FIG. 10 is also not an appropriate circuit. Furthermore, Fig. 11(a) shows the control circuit CT.
The control signal Va from Rl- is shown, and (c) of the same figure shows the current Io flowing through the transistor Q1.

[発明の目的1 本発明は上述の問題点に鑑みて為されたもので、その目
的とするところはスイッチング素子を備えたチョッパ回
路やインバータ回路等からなる電力変換手段により電力
変換する電源装置において、スイッチング素子を十分に
スイッチング動作させることができ、スイッチングロス
の少ない電源装置を提供するにある。
[Objective of the Invention 1 The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and its purpose is to provide a power supply device that converts power by a power conversion means consisting of a chopper circuit, an inverter circuit, etc. equipped with a switching element. The object of the present invention is to provide a power supply device in which a switching element can be sufficiently switched and there is little switching loss.

[発明の開示] ′、      路やインバータ回路等からなる電力変
換手段によ本発明はスイッチング素子を備えたチョッパ
回り電力変換する電源装置において、電力変換手段一′
       に含まれ上記スイッチング素子のオン時
に該スイッチング素子を通じて電流が流れてエネルギ蓄
積を行い該スイッチング素子のオフ時にエネルギ放出を
行うインダクタンス素子の両端に発生する電圧を上記ス
イッチング素子の駆動用電源とする駆動手段を備えたこ
とを特徴とするものである。
[Disclosure of the Invention] The present invention provides a power supply device that converts power around a chopper equipped with a switching element using a power conversion means consisting of a circuit, an inverter circuit, etc.
A drive in which a voltage generated across an inductance element included in the inductance element, in which a current flows through the switching element when the switching element is turned on, stores energy, and releases energy when the switching element is turned off, is used as a power source for driving the switching element. It is characterized by having means.

以下本発明を実施例により説明する。The present invention will be explained below with reference to Examples.

及1鮭と 第1図は本発明の実施例1の回路を示し、第5図回路の
昇降圧チョッパ回路と同様な昇降圧チョッパ回路を電力
変換手段として用いており、全波整流器DB、)ランジ
スタQ1、インダクタンス素子L1グイオードD1コン
デンサC2からなる昇降圧チョッパ回路の動作は第5回
路と基本的に同様であるからその動作説明及び柄成の説
明は省略する。
Figure 1 shows a circuit of Example 1 of the present invention, in which a buck-boost chopper circuit similar to the buck-boost chopper circuit of the circuit in Figure 5 is used as the power conversion means, and a full-wave rectifier DB,) The operation of the buck-boost chopper circuit consisting of the transistor Q1, the inductance element L1, the diode D1, and the capacitor C2 is basically the same as that of the fifth circuit, so a description of its operation and structure will be omitted.

ここで本発明の主構成であるトランジスタQ。Here, a transistor Q is the main component of the present invention.

の駆動手段である駆動回路DRは図示する極性で回路に
挿入されているインダクタンス素子りに2次巻線N2を
巻回し、この2次巻線N2に直列にトランジスタQ、を
接続し、この直列回路をトランジスタQ、のベース・エ
ミッタ間のベース抵抗R8を介して接続しである。図中
a、b端は、+、b+端と接続する端子を示す。また前
記直列回路にはトランジスタQい補助駆動用電源Vc、
ダイオードD。
The drive circuit DR, which is a drive means, winds a secondary winding N2 around an inductance element inserted in the circuit with the polarity shown, and connects a transistor Q in series to this secondary winding N2. The circuit is connected through a base resistor R8 between the base and emitter of a transistor Q. In the figure, ends a and b indicate terminals connected to the + and b+ ends. Further, the series circuit includes a transistor Q and an auxiliary drive power supply Vc,
Diode D.

の直列回路を並列に接続しである。トランジスタQ、、
Q、は共に逆方向に向いており、これらトランジスタQ
3.Q、はPWM制御の制御回路CTRLの制御信号V
aにより交互にオンオフされるようになっている。
series circuits are connected in parallel. Transistor Q...
Q, both face in opposite directions, and these transistors Q
3. Q is the control signal V of the PWM control control circuit CTRL
It is turned on and off alternately by a.

而して令弟2図(a)(b)に示すようにトランジスタ
Q3がオフし、トランジスタQ、がオンすると、補助駆
動用電源VcからダイオードD3、ベース抵抗RBを介
してトランジスタQ1に第2図(d)に示すようにベー
ス電流IBが流れ、トランジスタQ1がオンし、電流I
Qが流れる。この電流IQは第2図(e)に示す■Lで
もあるからインダクタンス素子I−の1次巻線N1.2
次巻線N2に夫々電圧VL+VL2が図示する極性で発
生し、第2図(f)に示す電圧VL2よりベース抵抗R
8、ダイオードD2、トランジスタQ4を介してトラン
ジスタQ、に充分なベース電流IBfJ#第2図(d)
に示すように流れるので、トランジスタQ1が完全にオ
ンする。この時の駆動用電源が第2図(C)に示す■。
Then, as shown in FIGS. 2(a) and 2(b), when the transistor Q3 is turned off and the transistor Q is turned on, the second As shown in figure (d), base current IB flows, transistor Q1 is turned on, and current IB flows.
Q flows. Since this current IQ is also ■L shown in Fig. 2(e), the primary winding N1.2 of the inductance element I-
A voltage VL+VL2 is generated in the next winding N2 with the polarity shown in the figure, and the base resistance R is lower than the voltage VL2 shown in FIG. 2(f).
8. Sufficient base current IBfJ for transistor Q via diode D2 and transistor Q4 #Figure 2 (d)
Since the current flows as shown in , the transistor Q1 is completely turned on. The driving power supply at this time is shown in FIG. 2(C).

である。It is.

次にトランジスタQ3がオンし、トランジスタQ、がオ
フすると、ベース電流Inが流れ無くなり、トランジス
タQ、はオフする方向に動作し、電流IL、Ioの傾き
が変化するため電圧V1−2が逆方向に発生し、トラン
ジスタQ3、ダイオードD、を介してトランジスタQ、
を逆バイアスする。インダクタンス素子りはダイオード
D1を介してエネルギを負荷Rに放電する。電流■Lが
零になるまで電圧VLが発生し、トランジスタQ1を十
分オフに保つ。その後トランジスタQ3がオフ、トラン
ジスタQ4がオンする動作に戻るのである。
Next, when transistor Q3 is turned on and transistor Q is turned off, the base current In stops flowing and transistor Q operates in the direction of turning off, and the slopes of currents IL and Io change, so that voltage V1-2 is in the opposite direction. occurs in the transistor Q, via the transistor Q3 and the diode D,
to reverse bias. The inductance element discharges energy to the load R via the diode D1. Voltage VL is generated until current ■L becomes zero, keeping transistor Q1 sufficiently off. Thereafter, the operation returns to turning off the transistor Q3 and turning on the transistor Q4.

このように本実施例では交流電源Vs電圧のいかなる値
においてもトランジスタQ1を十分駆動でき且つオフも
十分な逆バイアスで可能となり、スイッチングロスの低
減が図れる。更にトランジスタQ、のオン時のインダク
タンス素子りの1次巻線N1の両端電圧vLは交流電源
Vs電圧に一致するのでトランジスタQ1のベース電流
IBのオーバドライブを最小限にできるのである。
As described above, in this embodiment, the transistor Q1 can be sufficiently driven at any value of the AC power supply voltage Vs, and can also be turned off with sufficient reverse bias, thereby reducing switching loss. Furthermore, since the voltage vL across the primary winding N1 of the inductance element when the transistor Q is turned on matches the voltage of the AC power supply Vs, overdrive of the base current IB of the transistor Q1 can be minimized.

丸1乱影 本実施例は第3図に示すようにインダクタンス素子りの
2次巻線N2に補助駆動用電源Vcと、ダイオードD5
と、このダイオードD5とは逆方向のダイオードD6と
の直列回路を並列接続し、両ダイオードD s 、D 
aの接続点とトランジスタQ1のベースとの間にトラン
ジスタQ s、ベース抵抗RBとの直列回路を接続しで
ある。尚主回路の昇降圧チョッパ回路の回路構成は実施
例1と同様であるから省略しである。
In this embodiment, as shown in FIG. 3, an auxiliary drive power source Vc and a diode D5 are connected to the secondary winding N2 of the inductance element.
A series circuit with a diode D6 having a direction opposite to that of this diode D5 is connected in parallel, and both diodes D s and D
A series circuit including a transistor Qs and a base resistor RB is connected between the connection point of a and the base of the transistor Q1. Note that the circuit configuration of the buck-boost chopper circuit of the main circuit is the same as that of the first embodiment, so it is omitted.

而して今トランクスタQ5が第4図(a)に示すように
オンすると、補助駆動用電源Vc、ダイオードD8、ベ
ース抵抗R口を介してトランジスタQ1のベースにベー
ス電流■Bが流れ、トランジスタQ、がオンし、電流I
Oが流れる。この電流IOは第4図(d)に示す■Lで
もあるからインダクタンス素子りの1次巻線N1.2次
巻線N2に夫々電圧■L+VL2が図示する極性で発生
し、第4図(e)に示す電圧VL2よりダイオードD6
、トランジスタQ5、ベース抵抗RBを介してトランジ
スタQ1に十分なベース電流■8が第4図(e)に示す
ように流れるので、トランジスタQ、が完全にオンする
。この時の駆動用電源電圧が第4図(1〕)に示すVD
である。
Now, when the trunk transistor Q5 is turned on as shown in FIG. 4(a), the base current ■B flows to the base of the transistor Q1 via the auxiliary drive power supply Vc, the diode D8, and the base resistor R, and the transistor Q is turned on, and the current I
O flows. Since this current IO is also L as shown in Fig. 4(d), voltages L+VL2 are generated in the primary winding N1 and secondary winding N2 of the inductance element with the polarities shown in Fig. 4(e). ) from the voltage VL2 shown in diode D6.
, transistor Q5, and base resistor RB, a sufficient base current 8 flows into transistor Q1 as shown in FIG. 4(e), so that transistor Q is completely turned on. The driving power supply voltage at this time is VD as shown in Figure 4 (1).
It is.

次いでトランジスタQ、がオフするとトランジスタQ1
のベース電流1.が止まり、トランジスタQ1はオフし
かけるため、逆極性に電圧■L2が発生し、ダイオード
D7を介してトランジスタQ1を逆バイアスし、トラン
ジスタQ1を完全なオフ状態に保持する。この後トラン
ジスタQ、がオンする状態に戻るのである。
Then, when transistor Q is turned off, transistor Q1
Base current of 1. stops, and the transistor Q1 is about to turn off, so that a voltage L2 of opposite polarity is generated, reverse biasing the transistor Q1 through the diode D7, and keeping the transistor Q1 in a completely off state. After this, the transistor Q returns to the on state.

このように本実施例では実施例1と同等で、その効果も
等しいが補助スイッチたるトランジスタがQ s 1個
だけでよいから構成が簡略化でトるものである。
As described above, this embodiment is equivalent to the first embodiment and has the same effect, but the structure is simplified because only one transistor Q s is required as an auxiliary switch.

[発明の効果] 本発明はスイッチング素子を備えたチタッパ回路やイン
バータ回路等からなる電力変換手段により電力変換する
電源装置において、電力変換手段に含まれ上記スイッチ
ング素子のオン時に該スイッチング素子を通じて電流が
流れてエネルギ蓄積を行い該スイッチング素子のオフ時
にエネルギ放出を行うインダクタンス素子の両端に発生
する電圧を上記スイッチング素子の駆動用電源とする駆
動手段を備えたので、スイッチング素子の駆動をインダ
クタンス素子のエネルギで行うから、スイッチング素子
の十分なスイッチング動作が可能であり、その結果スイ
ッチングロスが少なくなるという効果を少なくできる。
[Effects of the Invention] The present invention provides a power supply device that converts power by a power conversion means comprising a chitappa circuit, an inverter circuit, etc. equipped with a switching element. The present invention is equipped with a driving means that uses the voltage generated across the inductance element, which flows and stores energy and releases energy when the switching element is turned off, as a power source for driving the switching element. Since the switching operation is performed in this manner, sufficient switching operation of the switching element is possible, and as a result, the effect of reducing switching loss can be reduced.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第1図は本発明の実施例1の回路図、第2図は同上の駆
動回路の動作説明用波形図、第3図は本発明の実施例2
の駆動回路の回路図、第4図は同上の駆動回路の動作説
明用波形図、第5図は従来例の回路図、第6図、第7図
は同上の動作説明用の波形図、第8図は別の従来例の駆
動回路の回路図、第9図は同上の駆動回路の動作説明用
の波形図、第10図は他の従来例の駆動回路の回路図、
第11図は同上の駆動回路の動作説明用波形図であり、
Qlはトランジスタ、Lはインダクタンス素子、Vcは
補助駆動用電源、VDは駆動用電源である。
FIG. 1 is a circuit diagram of Embodiment 1 of the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the same drive circuit, and FIG. 3 is Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the operation of the same drive circuit, FIG. 5 is a circuit diagram of a conventional example, FIGS. 6 and 7 are waveform diagrams for explaining the operation of the same drive circuit, and FIG. 8 is a circuit diagram of another conventional drive circuit, FIG. 9 is a waveform diagram for explaining the operation of the same drive circuit, and FIG. 10 is a circuit diagram of another conventional drive circuit.
FIG. 11 is a waveform diagram for explaining the operation of the same drive circuit as above,
Ql is a transistor, L is an inductance element, Vc is an auxiliary drive power supply, and VD is a drive power supply.

Claims (3)

【特許請求の範囲】[Claims] (1)スイッチング素子を備えたチョッパ回路やインバ
ータ回路等からなる電力変換手段により電力変換する電
源装置において、電力変換手段に含まれ上記スイッチン
グ素子のオン時に該スイッチング素子を通じて電流が流
れてエネルギ蓄積を行い該スイッチング素子のオフ時に
エネルギ放出を行うインダクタンス素子の両端に発生す
る電圧を上記スイッチング素子の駆動用電源とする駆動
手段を備えたことを特徴とする電源装置。
(1) In a power supply device that converts power using power conversion means such as a chopper circuit or an inverter circuit equipped with a switching element, when the switching element included in the power conversion means is turned on, a current flows through the switching element and stores energy. 1. A power supply device comprising driving means that uses a voltage generated across an inductance element that emits energy when the switching element is turned off as a power source for driving the switching element.
(2)入力電圧が脈流波形等のように脈動する電圧から
なり、この入力電圧波形に入力電流波形が略一致するよ
うにスイッチング素子を制御する駆動手段を備えたこと
を特徴とする特許請求の範囲第1項記載の電源装置。
(2) A patent claim characterized in that the input voltage consists of a pulsating voltage such as a pulsating current waveform, and the invention comprises a driving means for controlling a switching element so that the input current waveform substantially matches the input voltage waveform. The power supply device according to item 1.
(3)スイッチング素子をオンさせる補助駆動用電源を
駆動手段に備えたことを特徴とする特許請求の範囲第1
項記載の電源装置。
(3) Claim 1, characterized in that the drive means is equipped with an auxiliary drive power source that turns on the switching element.
Power supplies listed in section.
JP16498886A 1986-07-14 1986-07-14 Power supply unit Pending JPS6323564A (en)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5530635A (en) * 1992-10-12 1996-06-25 Nemic-Lambda Kabushiki Kaisha Power supply

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* Cited by examiner, † Cited by third party
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