JPS6322135B2 - - Google Patents
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- JPS6322135B2 JPS6322135B2 JP56157403A JP15740381A JPS6322135B2 JP S6322135 B2 JPS6322135 B2 JP S6322135B2 JP 56157403 A JP56157403 A JP 56157403A JP 15740381 A JP15740381 A JP 15740381A JP S6322135 B2 JPS6322135 B2 JP S6322135B2
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は異なる2つの電力系統間の電力潮流量
を制御する電力変換装置の制御方法に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a method for controlling a power conversion device that controls the amount of power flow between two different power systems.
わが国の電力系統は西日本の60Hz系統と東日本
の50Hz系統とに大きく分けることができる。この
2つの電力系統を結び、系統間の電力潮流量を制
御する装置として古くは誘導機等を使つた回転形
周波数変換機あるいは水銀整流器を用いた静止形
周波数変換装置等がある。最近では水銀整流器の
代りにサイリスタ等の半導体制御整流器を用いた
静止形周波数変換装置が実用に供されている。 Japan's power system can be broadly divided into the 60Hz system in western Japan and the 50Hz system in eastern Japan. As devices for connecting these two power systems and controlling the amount of power between the systems, there have long been known rotary frequency converters using an induction machine or the like, or static frequency converters using a mercury rectifier. Recently, static frequency converters using semiconductor-controlled rectifiers such as thyristors in place of mercury rectifiers have been put into practical use.
また50Hz系統の中でもいくつかの電力会社によ
つて管理される種々の電力系統があり電圧定格や
設備容量もさまざまである。これらの電力系統を
有効に結びその系統間の電力潮流量を制御するた
めにも、交流→直流→交流の交換を行なう電力変
換装置が使われている。特に上記直流電線路の距
離を長くしたものは直流送電用電力変換装置とし
て良く知られている。 Furthermore, within the 50Hz system, there are various power systems managed by several power companies, and their voltage ratings and equipment capacities vary. In order to effectively connect these power systems and control the amount of power flow between the systems, power converters that perform alternating current → direct current → alternating current exchange are used. In particular, a device in which the length of the DC power line is increased is well known as a power converter for DC power transmission.
第1図は従来の電力変換装置の構成図を示すも
ので、50Hz系統と60Hz系統を結び、当該両系統間
の電力潮流量を制御する場合を示す。 FIG. 1 shows a configuration diagram of a conventional power converter, in which a 50 Hz system and a 60 Hz system are connected and the amount of power flow between the two systems is controlled.
図中、BUS1は50Hz電力系統の3相電線路、
BUS2は60Hz電力系統の3相電線路、TR1,TR2
は電源トランス、SS1,SS2はサイリスタブリツ
ジ回路からなる交直電力変換器、Lpは直流リアク
トル、CAP1,CAP2は進相コンデンサ、SVC1,
SVC2は無効電力補償装置である。 In the figure, BUS 1 is the 3-phase power line of the 50Hz power system,
BUS 2 is the 3-phase power line of the 60Hz power system, TR 1 , TR 2
is a power transformer, SS 1 and SS 2 are AC/DC power converters consisting of thyristor bridge circuits, L p is a DC reactor, CAP 1 and CAP 2 are phase advance capacitors, SVC 1 and
SVC 2 is a reactive power compensator.
まず50Hz系統の電線路BUS1から60Hz系統の電
線路BUS2に電力を送る場合を例にとつてこの装
置の動作を説明する。 First, the operation of this device will be explained using as an example the case where power is sent from the electric line BUS 1 of the 50 Hz system to the electric line BUS 2 of the 60 Hz system.
BUS1からの受電端に電流検出器CTS1と電圧検
出器PTS1を設置し、3相の電圧電流の瞬時値を
検出する。これを有効無効電力演算回路PQC1に
入力し、有効電力P1と無効電力Q1を求める。同
様にBUS2からの受電端にも電流検出器CTS2及び
電圧検出器PTS2を設置し、有効無効電力演算回
路PQC2と合わせて有効電力P2及び無効電力Q2を
検出する。P1は入つてくる方向を正、P2は出て
いく方向を正として検出する。またQ1,Q2は遅
れ無効電力を正、進み無効電力を負として検出す
る。 A current detector CT S1 and a voltage detector PT S1 are installed at the power receiving end from BUS 1 to detect the instantaneous values of three-phase voltage and current. This is input to the active reactive power calculation circuit PQC 1 to obtain active power P 1 and reactive power Q 1 . Similarly, a current detector CT S2 and a voltage detector PT S2 are installed at the power receiving end from BUS 2 , and together with the active reactive power calculation circuit PQC 2 , the active power P 2 and the reactive power Q 2 are detected. P 1 detects the incoming direction as positive, and P 2 detects the outgoing direction as positive. Furthermore, Q 1 and Q 2 detect lagging reactive power as positive and detecting leading reactive power as negative.
電力潮流量設定器VRPによつて電力指令値P〓
>0が与えられる。シユミツト回路SHはP〓>
0のとき出力信号“1”を発生しスイツチSW1を
a側にスイツチSW2をb側に接続する。従つて電
力変換器SS1は電力制御回路APRによつて、電力
潮流量P=(P1+P2)/2がその指令値P〓に等
しくなるようにその出力電圧V1が制御され、ま
た電力変換器SS2は定電圧制御回路AVRによつ
てその出力電圧V2が一定値V〓になるように制
御される。PH1,PH2は各々SS1及びSS2の位相
制御回路である。 Power command value P〓 by power flow setting device VRP
>0 is given. Schmitt circuit SH is P〓>
When the output signal is 0, an output signal "1" is generated, and the switch SW 1 is connected to the a side and the switch SW 2 is connected to the b side. Therefore, the output voltage V 1 of the power converter SS 1 is controlled by the power control circuit APR so that the power flow rate P = (P 1 + P 2 )/2 is equal to the command value P〓, and The power converter SS 2 is controlled by a constant voltage control circuit AVR so that its output voltage V 2 becomes a constant value V . PH 1 and PH 2 are phase control circuits for SS 1 and SS 2 , respectively.
第2図はこのときの各電力変換器の交流入力側
の1相分の電圧電流ベクトル図である。aはSS1
の電圧電流ベクトル図、bはSS2の電圧電流ベク
トル図である。図中、VS1,VS2は電源電圧、
Icap1,Icap2は進相コンデンサCAP1及びCAP2の電
流、Iss1,Iss2は電力変換器SS1及びSS2の入力電
流、Iss3,Iss4は無効電力補償装置SVC1及びSVC2
の入力電流である。直流リアクトルLpに流れる電
流をIpとした場合、変換定数をkとするとIss1=
Iss2=k・Ipとなる。上記直流電流Ipが定常状態に
あり、前記直流リアクトルLpの抵抗分が無視でき
る程小さいとすればSS1の出力電圧V1とSS2の出
力電圧V2は等しくつり合つていなければならな
い。各々の点弧制御角をα1及びα2、電源電圧を
Vs1,Vs2、変換定数をkvとすると、
V1=kv・VS1・cosα1
V2=−kv・Vs2・cosα2
の関係がある。Vs1=Vs2とすると、V1=V2の状
態ではα2=180゜−α1の関係が成り立つている。 FIG. 2 is a voltage-current vector diagram for one phase on the AC input side of each power converter at this time. a is SS 1
b is the voltage-current vector diagram of SS 2; b is the voltage-current vector diagram of SS 2 ; In the figure, V S1 and V S2 are power supply voltages,
I cap1 and I cap2 are currents of phase advance capacitors CAP 1 and CAP 2 , I ss1 and I ss2 are input currents of power converters SS 1 and SS 2 , I ss3 and I ss4 are reactive power compensators SVC 1 and SVC 2
is the input current. When the current flowing through the DC reactor L p is I p , and the conversion constant is k, I ss1 =
I ss2 =k·I p . If the above DC current I p is in a steady state and the resistance of the DC reactor L p is negligibly small, then the output voltage V 1 of SS 1 and the output voltage V 2 of SS 2 must be equally balanced. No. Let each ignition control angle be α 1 and α 2 , and the power supply voltage be
When V s1 , V s2 and the conversion constant are k v , there is a relationship of V 1 =k v ·V S1 ·cosα 1 V 2 =−k v ·V s2 ·cos α 2 . When V s1 =V s2 , the relationship α 2 =180°−α 1 holds in the state of V 1 =V 2 .
電線路BUS1から電線路BUS2へ電力を送る場
合、SS1は順変換器、SS2は逆変換器として動作
する。定電圧制御される逆変換器SS2の点弧制御
角α2は90゜〜180゜のある値に設定される。α2=180゜
のとき入力側の力率は|cosα2|=1となるが、
サイリスタを自然転流させるために点弧タイミン
グをγだけ進ませなければならない。一般にγは
転流進み角と言つている。故にα2=180゜−γ=一
定に設定される。この状態で順変換器SS1によつ
て電力潮流量を制御する。SS1及びSS2の入力電
圧はVs1=Vs2=一定であるから電力はIss1及びIss2
の各々の有効電流成分Ip1及びIp2に比例している。
Ip1及びIp2は次式のように表わせる。 When transmitting power from electric line BUS 1 to electric line BUS 2 , SS 1 operates as a forward converter and SS 2 operates as an inverse converter. The firing control angle α 2 of the constant voltage controlled inverter SS 2 is set to a certain value between 90° and 180°. When α 2 = 180°, the power factor on the input side becomes |cosα 2 |=1, but
The firing timing must be advanced by γ in order to allow the thyristor to naturally commutate. Generally, γ is said to be the commutation lead angle. Therefore, α 2 =180°−γ=set to constant. In this state, the power flow rate is controlled by the forward converter SS1 . The input voltages of SS 1 and SS 2 are V s1 = V s2 = constant, so the power is I ss1 and I ss2
are proportional to the respective effective current components I p1 and I p2 .
I p1 and I p2 can be expressed as follows.
Ip1=k・Ip・cosα1
Ip2=k・Ip・cosα2
α2=180゜−α1の状態ではIp1=−Ip2の関係が成
り立ち、順変換器SS1に入つてくる有効電力が逆
変換器SS2から出ていく有効電力に等しいことが
わかる。 I p1 =k・I p・cosα 1 I p2 =k・I p・cosα 2 α 2 =180°−α In the state of 1 , the relationship I p1 = −I p2 holds, and the signal enters the forward converter SS 1 . It can be seen that the active power coming out is equal to the active power leaving the inverter SS 2 .
電力潮流量は直流電流Ipの大きさを変えること
により制御される。直流電流Ipは直流リアクトル
Lpに印加される電圧V1−V2を変えることによつ
て制御される。V2は一定に制御されるので、V1
=kv・Vs1・cosα1を変えて制御することになる。
Ipを増加させたい場合、V1>V2となるようにα1
を制御し、逆にIpを減少させたい場合にはV1<
V2となるようにα1を制御する。定常点附近では
直流リアクトルLpの抵抗を無視すればV1≒V2の
関係が成り立ち、cosα1≒−cosα2となつている。 The power flow rate is controlled by changing the magnitude of the DC current I p . DC current I p is DC reactor
It is controlled by varying the voltage V 1 −V 2 applied to L p . Since V 2 is controlled constant, V 1
=k v・V s1・cosα 1 is controlled by changing.
If you want to increase I p , increase α 1 so that V 1 > V 2
If you want to control and decrease I p , then V 1 <
Control α 1 so that V 2 . Near the stationary point, if the resistance of the DC reactor L p is ignored, the relationship V 1 ≒ V 2 holds, and cosα 1 ≒−cos α 2 .
一方、変換器SS1及びSS2の受電端の無効電力
は次のように制御される。すなわち、第2図のベ
クトル図において、次式の関係が成り立つように
Iss3及びIss4の値を制御している。 On the other hand, the reactive power at the receiving end of converters SS 1 and SS 2 is controlled as follows. In other words, in the vector diagram in Figure 2, the following relationship holds true:
Controls the values of I ss3 and I ss4 .
Icap1=Iq1+Iss3
=k・Ip・sinα1+Iss3
Icap2=Iq2+Iss4
=k・Ip・sinα2+Iss4
電力潮流量の設定値P〓を変えると、直流電流
Ipが変わりそれに応じてIss3及びIss4も制御される。 I cap1 = I q1 + I ss3 = k・I p・sin α 1 + I ss3 I cap2 = I q2 + I ss4 = k・I p・sin α 2 + I ss4 When the set value P of the power flow rate is changed, the DC current
I p changes and I ss3 and I ss4 are also controlled accordingly.
上記関係式が成り立つていれば、BUS1から供
給される電流はIAC1=Ip1となり又BUS2から供給
される電流はIAC2=Ip2=-Ip1となつて受電端の基
本波力率は1に保持された状態で有効電力だけが
BUS1からBUS2に送られる。 If the above relational expression holds true, the current supplied from BUS 1 will be I AC1 = I p1 , and the current supplied from BUS 2 will be I AC2 = I p2 = - I p1 , and the fundamental wave power at the receiving end will be With the rate held at 1, only the active power
Sent from BUS 1 to BUS 2 .
電力潮流量の設定値P〓を負の値にするとスイ
ツチSW1はb側にスイツチSW2はa側に接続さ
れ、今度は60Hz系統の電線路BUS2から50Hz系統
の電線路BUS1へ電力が送られるようになる。こ
のときSS1は逆変換器として出力電圧一定制御が
行なわれSS2は順変換器として直流電流制御が行
なわれる。 When the power flow rate setting value P〓 is set to a negative value, switch SW 1 is connected to the b side and switch SW 2 is connected to the a side, and power is now transferred from the 60Hz system power line BUS 2 to the 50Hz system power line BUS 1 . will be sent. At this time, SS 1 functions as an inverse converter to perform constant output voltage control, and SS 2 functions as a forward converter to perform DC current control.
この従来の電力変換装置は次のような欠点があ
る。すなわち電力潮流量を制御するために直流電
流Ipを大きくしたり、小さくしたりするがその変
化に伴なつて上記変換器SS1及びSS2の入力側の
無効電流成分Iq1=kIpsinα1及びIq2=kIpsinα2も変
化しその変化に応じて無効電力補償装置SVC1及
びSVC2の電流Iss3,Iss4を制御する必要がある。
この無効電力補償装置SVC1,SVC2の容量は直流
電流Ipの最大値をIp(max.)とした場合
Iss3=Icap1−Iq1
=k{Ip(max.)−Ip}・sinα1
Iss4=Icap2−Iq2
=k{Ip(max.)−Ip}・sinα2
となりα1≒γ、α2=180゜−γの関係を考慮し上記
Ipが0〜Ip(max.)の間で変化すると考えると
Iss2≒Iss4≒k・Ip(max.)sinγ
が必要となる。γは前にも述べたように電力変換
器のサイリスタを自然転流させるために必要な転
流進み角で電源側のインダクタンス及びサイリス
タのターンオフタイム等に関係する。特に前者は
変換器のアーム短絡事故に備えるためかなり大き
な値になる。そのためγは30゜〜40゜の値になるの
が常である。γ=30゜としてもsinγ=0.5で、無効
電力補償装置SVC1及びSVC2の容量は電力変換器
SS1及びSS2の容量の半分の値にもなつてしまう。
従つて装置が高価で複雑になる欠点があつた。 This conventional power conversion device has the following drawbacks. That is, in order to control the power flow rate, the DC current I p is increased or decreased, but as the DC current changes, the reactive current component I q1 = kI p sin α on the input side of the converters SS 1 and SS 2 increases. 1 and I q2 =kI p sinα 2 also change, and it is necessary to control the currents I ss3 and I ss4 of the reactive power compensators SVC 1 and SVC 2 according to the changes.
The capacity of these reactive power compensators SVC 1 and SVC 2 is I p (max.) when the maximum value of DC current I p is I ss3 = I cap1 − I q1 = k {I p (max.) − I p }・sinα 1 I ss4 = I cap2 −I q2 = k{I p (max.) − I p }・sin α 2 , and considering the relationship α 1 ≒ γ, α 2 = 180° − γ, the above
Considering that I p changes between 0 and I p (max.), I ss2 ≒ I ss4 ≒ k·I p (max.) sinγ is required. As mentioned above, γ is the commutation advance angle required to naturally commutate the thyristor of the power converter, and is related to the inductance on the power supply side, the turn-off time of the thyristor, etc. In particular, the former value is quite large in order to prepare for a converter arm short-circuit accident. Therefore, γ usually takes a value of 30° to 40°. Even if γ = 30°, sin γ = 0.5, and the capacity of reactive power compensators SVC 1 and SVC 2 is equal to that of the power converter.
The capacity becomes half the capacity of SS 1 and SS 2 .
Therefore, the device has the drawback of being expensive and complicated.
本発明は以上に鑑みてなされたもので従来の無
効電力補償装置を用いることなく受電端の基本波
力率を常に1に保持し、かつ、2つの電力系統間
の電力潮流量を自由に制御しうる電力変換装置の
制御方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and it is possible to always maintain the fundamental wave power factor at the receiving end at 1 without using a conventional reactive power compensator, and to freely control the amount of power flow between two power systems. The purpose of the present invention is to provide a method for controlling a power conversion device that can be controlled.
第3図は本発明の電力変換装置の一実施例を示
す構成図である。図中、BUS1は第1の電力系統
(例えば50Hz系統)の3相電線路、BUS2は第2
の電力系統(例えば60Hz系統)の3相電線路、
CAP1,CAP2は進相コンデンサ、TR1,TR2は
電源トランス、SS1,SS2はサイリスタブリツジ
回路からなる交直電力変換器、Lpは直流リアクト
ルである。また、CTpは直流電流検出器、C1〜C3
は比較器、A1〜A8は加算器、KO,KIは演算増幅
器、M1,M2は乗算器、Hq(s),Hp(s)は制御
補償回路、SQは2乗演算回路、SQRは平方根演
算回路、LMはリミツタ回路、PH1,PH2は位相
制御回路である。 FIG. 3 is a configuration diagram showing an embodiment of the power conversion device of the present invention. In the figure, BUS 1 is the three-phase power line of the first power system (for example, 50Hz system), and BUS 2 is the second
3-phase power line of the power system (e.g. 60Hz system),
CAP 1 and CAP 2 are phase advance capacitors, TR 1 and TR 2 are power transformers, SS 1 and SS 2 are AC/DC power converters consisting of thyristor bridge circuits, and L p is a DC reactor. Also, CT p is a DC current detector, C 1 ~ C 3
is a comparator, A 1 to A 8 are adders, K O and K I are operational amplifiers, M 1 and M 2 are multipliers, H q (s) and H p (s) are control compensation circuits, and SQ is 2 SQR is a square root calculation circuit, LM is a limiter circuit, and PH 1 and PH 2 are phase control circuits.
まず、直流側の電圧の制御動作を説明する。説
明を簡単にするため直流電流Ipはその指令値Ip〓
に等しく制御されている状態を考える。 First, the control operation of the voltage on the DC side will be explained. To simplify the explanation, the DC current I p is its command value I p 〓
Consider a state that is controlled equally to .
制御補償回路Hp(s)の出力υ〓は、加算器A1を
介して位相制御回路PH1へ、また反転増幅器KI
(=−1)及び加算器A2を介して位相制御回路
PH2へ各々入力される。Ip=Ip〓であるから比較
器C2の出力ε2=Ip〓−Ipは零である。従つてPH1
及びPH2の入力電圧υ〓1,υ〓2は
υ〓1=υ〓
υ〓2=−υ〓
となる。故に電力変換器SS1の点弧位相α1に対し
てSS2の点弧位相α2は、α2=180゜−α1となり、
各々の出力電圧V1とV2がつり合つた状態で運転
されることになる。V1=V2を増加させるには、
上記制御補償回路Hp(s)の出力値υ〓を増大させ
ればよい。 The output υ〓 of the control compensation circuit H p (s) is sent to the phase control circuit PH 1 via the adder A 1 and to the inverting amplifier K I
(=-1) and the phase control circuit via adder A 2
Each is input to PH 2 . Since I p =I p 〓, the output ε 2 =I p 〓−I p of comparator C 2 is zero. Therefore PH 1
And the input voltages υ〓 1 and υ〓 2 of PH 2 are υ〓 1 = υ〓 υ〓 2 = −υ〓. Therefore, the firing phase α 2 of SS 2 with respect to the firing phase α 1 of power converter SS 1 is α 2 = 180° − α 1 ,
It will be operated in a state where each output voltage V 1 and V 2 are balanced. To increase V 1 = V 2 ,
What is necessary is to increase the output value υ〓 of the control compensation circuit H p (s).
次に直流電流Ipの制御動作を説明する。 Next, the control operation of the DC current I p will be explained.
電流検出器CTpによつて検出された直流電流Ip
とその指令値Ip〓を比較し、その偏差ε2=Ip〓−Ip
を取り出す。当該偏差ε2を増幅器KOによつて増
幅し、加算器A1,A2に入力する。従つて位相制
御回路PH1及びPH2の入力電圧υ〓1,υ〓2は、
υ〓1=υ〓+KO・ε2
υ〓2=−υ〓+KO・ε2
となる。故に、前記α2=180゜−α1の関係はくず
れ、KO・ε2に比例した分だけV1が増加し、V2が
減少する。当該差電圧V1−V2が直流リアクトル
Lpに印加し直流電流Ipを増加させる。 DC current I p detected by current detector CT p
and its command value I p 〓, and the deviation ε 2 = I p 〓−I p
Take out. The deviation ε 2 is amplified by an amplifier K O and input to adders A 1 and A 2 . Therefore , the input voltages υ〓 1 and υ〓 2 of the phase control circuits PH 1 and PH 2 are as follows. Therefore, the relationship α 2 =180°−α 1 breaks down, and V 1 increases and V 2 decreases by an amount proportional to K O ·ε 2 . The difference voltage V 1 − V 2 is the DC reactor
applied to L p to increase the DC current I p .
Ip>Ip〓となつた場合、ε2<0となり、V1<V2
となつて、直流電流Ipを減少させる。最終的に、
Ip=Ip〓に落ち着き、定常状態ではV1≒V2となつ
て、α2≒180゜−α1の関係を満足する。 When I p > I p 〓, ε 2 < 0, and V 1 < V 2
Therefore, the DC current I p is decreased. Finally,
It settles down to I p = I p 〓, and in the steady state, V 1 ≒ V 2 and satisfies the relationship α 2 ≒ 180° − α 1 .
次にこの電力変換器の有効電力制御動作と無効
電力制御動作を説明する。 Next, the active power control operation and reactive power control operation of this power converter will be explained.
位相制御回路PH1及びPH2の入力電圧υ〓1及び
υ〓2は各々点弧位相角α1及びα2の余弦値に比例す
ることは知られている。 It is known that the input voltages υ〓 1 and υ〓 2 of the phase control circuits PH 1 and PH 2 are proportional to the cosine values of the firing phase angles α 1 and α 2 , respectively.
制御補償回路Hp(s)の出力電圧υ〓と上記PH1
及びPH2の入力電圧υ〓1及びυ〓2との間には次式で
示すような関係がある。 The output voltage υ〓 of the control compensation circuit H p (s) and the above PH 1
and the input voltages υ〓 1 and υ〓 2 of PH 2 have a relationship as shown in the following equation.
υ〓=(υ〓1+υ〓2)/2 =kα(cosα1+cosα2)/2 ただし、kαは比例定数である。 υ〓=(υ〓 1 + υ〓 2 )/2 = kα(cosα 1 +cosα 2 )/2 However, kα is a proportionality constant.
従つて上記υ〓を検出し、係数(1/kα)を乗
ずることによつて、点弧位相角の余弦値の平均値
cosα=(cosα1+cosα2)/2
が求まる。リミツタ回路LMは上記比例係数
(1/kα)を有するもので、−1≦cosα≦+1を
満足する範囲内に制限する役目をなしている。 Therefore, by detecting the above υ〓 and multiplying it by the coefficient (1/kα), the average value of the cosine values of the firing phase angle cosα=(cosα 1 +cosα 2 )/2 can be found. The limiter circuit LM has the above-mentioned proportionality coefficient (1/kα) and serves to limit the range within a range that satisfies -1≦cosα≦+1.
2乗演算回路SQ、加算器A3及び平方根演算回
路SQRによつて、√1−2の演算を行なう。
この値は位相角αの正弦値sinαに等しい。 The square calculation circuit SQ, the adder A3 , and the square root calculation circuit SQR perform the calculation of √1-2 .
This value is equal to the sine value sinα of the phase angle α.
乗算器M1及びM2は直流電流値Ipと前記上弦値
sinα及び余弦値cosαとの乗算を行なうもので、
各々の出力値として
Iq=Ip・sinα
Ip=Ip・cosα
が求められる。前者Iqは、電力変換器SS1及びSS2
の受電端の無効電流分の平均値で、後者Ipは有効
電流分の平均値となつている。 Multipliers M 1 and M 2 combine the DC current value I p and the sinusoidal value
It multiplies sinα and cosine value cosα,
I q = I p ·sinα I p = I p ·cos α are obtained as each output value. The former I q is the power converter SS 1 and SS 2
The latter I p is the average value of the active current at the power receiving end.
無効電流指令値Iq〓と前記無効電流検出値Iqを
比較器C1で比較し、その偏差ε1=Iq〓−Iqを次の
制御補償回路Hq(s)に入力する。定常偏差ε1を
零にするため、上記Hq(s)は積分要素が使われ
ることがある。Hq(s)の出力が直流電流指令値
Ip〓となる。Iq<Iq〓の場合、ε1は正の値となつ
てIp〓を増加させる。故に比較器C2の出力偏差ε2
=Ip〓−Ipが増加し、V1>V2となつて直流電流Ip
を増加させるが、このとき、υ〓=(υ〓1+υ〓2)/
2
は変化しない。従つて、Iq=Ip・sinαが増加し、
Iq=Iq〓となるように制御される。Iq>Iq〓とな
つた場合も同様に制御され、最終的にIq=Iq〓に
なる。 The reactive current command value I q 〓 and the reactive current detected value I q are compared by the comparator C 1 , and the deviation ε 1 =I q 〓−I q is input to the next control compensation circuit H q (s). In order to make the steady-state deviation ε 1 zero, an integral element may be used for the above H q (s). The output of H q (s) is the DC current command value
I p 〓. When I q <I q 〓, ε 1 becomes a positive value and increases I p 〓. Therefore, the output deviation of comparator C 2 ε 2
=I p 〓−I p increases, V 1 > V 2 , and the DC current I p
At this time, υ〓=(υ〓 1 + υ〓 2 )/
2
does not change. Therefore, I q = I p・sinα increases,
It is controlled so that I q = I q 〓. Even when I q > I q 〓, control is performed in the same way, and finally I q = I q 〓.
また、有効電流指令値Ip〓と有効電流検出値Ip
を比較器C3で比較し、その偏差ε3=Ip〓−Ipを次
の制御補償回路Hp(s)に入力する。定常偏差ε3
を零にするため、Hp(s)は積分要素が使われる
ことがある。Hp(s)の出力がSS1及びSS2の出力
電圧V1及びV2の平均値を決定する信号υ〓となる。
Ip<Ip〓の場合、ε3>0となつてυ〓を増加させる。
υ〓を変えてもV1=V2の状態は保持されるので、
直流電流Ipは変わらない。υ〓=kα・cosαの関係が
あるので、Ip=Ip・cosαが増加し、Ip=Ip〓にな
るように制御される。Ip>Ip〓となつた場合には
ε3<0となつてυ〓を減少させ、やはりIp=Ip〓と
なるように制御される。 Also, the effective current command value I p 〓 and the effective current detection value I p
are compared by a comparator C3 , and the deviation ε 3 =I p 〓−I p is input to the next control compensation circuit H p (s). Steady-state deviation ε 3
In order to make H p (s) zero, an integral element is sometimes used. The output of H p (s) becomes the signal υ〓 that determines the average value of the output voltages V 1 and V 2 of SS 1 and SS 2 .
When I p <I p 〓, ε 3 >0 and υ〓 is increased.
Even if υ〓 is changed, the state of V 1 = V 2 is maintained, so
The direct current I p remains unchanged. Since there is a relationship of υ〓=kα・cosα, I p =I p・cosα increases and control is made so that I p =I p 〓. When I p > I p 〓, ε 3 <0 and υ〓 is decreased, and control is performed so that I p =I p 〓.
第1の電力系統BUS1から第2の電力系統
BUS2に電力を送りたい場合には、Ip〓>0にし
て制御すればよい。逆に、BUS2からBUS1に電
力を送る時にはIp〓<0にして制御すればよい。 From the first power system BUS 1 to the second power system
If you want to send power to BUS 2 , you can control it by setting I p 〓>0. On the other hand, when transmitting power from BUS 2 to BUS 1 , control may be performed such that I p 〓<0.
ここで、Ip制御系とIq制御系の相互の影響を考
察する。 Here, we will consider the mutual influence of the I p control system and the I q control system.
Ip〓を増加させると、Ip=Ip〓になるように
cosαが増加する。故にsinα=√1−2が減少
しIq=Ip・sinαを減少させる。故にIq<Iq〓となる
ため、Iq=Iq〓になるようにIpを増加させる。こ
の結果、Ip=Ip・cosαも増加し、Ip>Ip〓となる。
従つて、今度はcosαを減少させ逆の動作となる。
以上の振動現象を何回か繰り回し、最終的にIp=
Ip〓,Iq=Iq〓に落ち着く。この振動現象をいか
に速く減衰させられるかは、制御補償回路Hq
(s)及びHp(s)の制御定数の選び方にかかつ
ている。しかし通常の自動制御理論を用いること
によつて容易に最適化が図れるものである。 When I p 〓 increases, I p = I p 〓.
cosα increases. Therefore, sinα= √1−2 decreases, and I q =I p・sinα decreases. Therefore, since I q <I q 〓, I p is increased so that I q = I q 〓. As a result, I p =I p ·cosα also increases, and I p >I p 〓.
Therefore, this time cosα is decreased and the operation is reversed.
The above vibration phenomenon is repeated several times, and finally I p =
It settles on I p 〓, I q = I q 〓. How quickly this vibration phenomenon can be damped depends on the control compensation circuit H q
It depends on how to choose the control constants for (s) and H p (s). However, optimization can be easily achieved by using ordinary automatic control theory.
同様にIp〓を減少させた場合及びIq〓を増減さ
せた場合も振動現象を経過して落ち着くように制
御される。 Similarly, when I p 〓 is decreased and when I q 〓 is increased/decreased, it is controlled so that it goes through an oscillation phenomenon and then settles down.
すなわち定常的にIp=Ip〓,Iq=Iq〓を満足さ
せるような直流電流Ip及び位相角αの余弦値cosα
になる。 In other words, the cosine value cosα of the DC current I p and phase angle α that constantly satisfies I p = I p 〓, I q = I q 〓
become.
第4図は第3図の各電力変換器の交流入力側の
1相分の電圧電流ベクトル図を示すものである。
aはSS1の電圧電流ベクトル図、bはSS2の電圧
電流ベクトル図である。Vs1,Vs2は電源電圧、
Icap1,Icap2は進相コンデンサCAP1及びCAP2の電
流、Iss1,Iss2は電力変換器SS1及びSS2の入力電
流である。直流電流をIpとした場合、変換定数を
kとするとIss1=Iss2=k・Ipの関係がある。 FIG. 4 shows a voltage-current vector diagram for one phase on the AC input side of each power converter shown in FIG.
a is a voltage-current vector diagram of SS 1 , and b is a voltage-current vector diagram of SS 2 . V s1 and V s2 are power supply voltages,
I cap1 and I cap2 are currents of phase advance capacitors CAP 1 and CAP 2 , and I ss1 and I ss2 are input currents of power converters SS 1 and SS 2 . When the direct current is I p and the conversion constant is k, there is a relationship of I ss1 =I ss2 =k·I p .
定常状態を考えるとV1≒V2となつており、
SS1及びSS2の点弧位相角はα2≒180゜−α1の関係
がある。Iss1を有効分Ip1と無効分Iq1に分離し、直
流電流Ipとの関係式で表わすと
Ip1=Iss1・cosα1=kIpcosα1
Iq1=Iss1・sinα1=kIpsinα1
となる。またIss2を有効分Ip2と無効分Iq2に分離し
直流電流Ipとの関係式で表わすと
Ip2=Iss2・cosα2=kIpcosα2
Iq2=Iss2・cosα2=kIpcosα2
となる。ここでα2≒180゜−α1の関係を入れると
cosα1≒−cosα2≒cosα
sinα1≒sinα2≒sinα
となるから、第3図の制御量Ip=Ip・cosα,Iq=
Ip・sinαを上記関係式に代入し
Ip1≒kIp
Iq1≒kIq
Ip2≒−kIp
Iq2≒kIq
となる。進相コンデンサCAP1及びCAP2の進み
無効電流Icap1=Icap2と上記遅れ無効電流Iq1≒Iq2が
等しくなるように無効電流設定値Iq〓を選定すれ
ば、電力変換器SS1及びSS2の各受電端の無効電
力は零となり、従来の無効電力補償装置を設ける
ことなく基本波力率=1の運転ができる。一方有
効電流設定値Ip〓を正に選べば、Ip1>0,Ip2<
0となつて、有効電力が第1の電力系統BUS1か
ら第2電力系統BUS2に送られ、Ip〓を負に選べ
ばIp1<0,Ip2>0となつて有効電力がBUS2から
BUS1に送られる。すなわち、Ip〓を変えること
によつて、電力潮流量を種々の値に選ぶことがで
きるのである。 Considering the steady state, V 1 ≒ V 2 ,
The firing phase angles of SS 1 and SS 2 have a relationship of α 2 ≒180°−α 1 . Separating I ss1 into effective component I p1 and reactive component I q1 , and expressing it in relation to DC current I p , I p1 = I ss1・cosα 1 = kI p cosα 1 I q1 = I ss1・sinα 1 = kI p sinα 1 . Furthermore, if I ss2 is separated into an effective component I p2 and a reactive component I q2 and expressed as a relational expression with the DC current I p , I p2 = I ss2・cosα 2 = kI p cosα 2 I q2 = I ss2・cosα 2 = kI p cosα 2 . If we include the relationship α 2 ≒180°−α 1 here, we get cosα 1 ≒−cosα 2 ≒cosα sinα 1 ≒sinα 2 ≒sinα, so the controlled amount I p = I p・cos α, I q in Fig. 3 =
Substituting I p · sin α into the above relational expression, I p1 ≒kI p I q1 ≒kI q I p2 ≒−kI p I q2 ≒kI q . If the reactive current setting value I q 〓 is selected so that the leading reactive current I cap1 = I cap2 of the phase advance capacitors CAP 1 and CAP 2 is equal to the lagging reactive current I q1 ≒ I q2 , power converters SS 1 and The reactive power at each power receiving end of SS 2 becomes zero, and operation with a fundamental wave power factor of 1 is possible without providing a conventional reactive power compensator. On the other hand, if the effective current setting value I p 〓 is chosen to be positive, I p1 > 0, I p2 <
0, the active power is sent from the first power system BUS 1 to the second power system BUS 2 , and if I p 〓 is chosen negative, I p1 < 0, I p2 > 0 and the active power is sent from the first power system BUS 1 to the second power system BUS 2. from 2
Sent to BUS 1 . That is, by changing I p 〓, the power flow amount can be selected to various values.
以上のように本発明の電力変換装置においては
従来の無効電力補償装置を用いることなく、受電
端の基本波力率を常に1に保持し、かつ2つの電
力系統間の電力潮流量を自由に制御することがで
きる。しかも、受電端の無効電力を制御するに当
つて、直流電流検出値Ipと、点弧位相角の余弦値
cosαから、直接無効電流を演算し制御している
ため従来必要とされた受電端の無効電力を検出す
るための変流器、変成器等が不要となり、又検出
遅れの問題もなくなり、応答性がきわめて良い制
御系を達成することができる。 As described above, in the power converter of the present invention, the fundamental wave power factor at the receiving end is always maintained at 1 without using a conventional reactive power compensator, and the power flow rate between the two power systems can be freely controlled. can be controlled. Moreover, in controlling the reactive power at the receiving end, the DC current detection value I p and the cosine value of the ignition phase angle are
Since the reactive current is directly calculated and controlled from cosα, there is no need for current transformers, transformers, etc. to detect the reactive power at the receiving end, which were required in the past, and the problem of detection delay is also eliminated, resulting in improved responsiveness. An extremely good control system can be achieved.
第1図は従来の電力変換装置の構成図、第2図
は第1図の装置の受電端の電圧電流ベクトル図、
第3図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す
構成図、第4図は第3図の装置の受電端の電圧電
流ベクトル図をそれぞれ示すものである。
BUS1,BUS2……第1及び第2の電力系統の
電線路、CAP1,CAP2……進相コンデンサ、
TR1,TR2……電源トランス、SS1,SS2……交
直電力変換器、Lp……直流リアクトル、CTp……
直流電流検出器、C1,C2,C3……比較器、A1,
A2,A3……加算器、KO,KI……演算増幅器、Hq
(s),Hp(s)……制御補償回路、LM……リミ
ツタ回路、SQ……2乗演算回路、SQR……平方
根演算回路、M1,M2……乗算器、PH1,PH2…
…位相制御回路。
Figure 1 is a configuration diagram of a conventional power conversion device, Figure 2 is a voltage and current vector diagram at the receiving end of the device in Figure 1,
FIG. 3 is a block diagram showing one embodiment of the power conversion device of the present invention, and FIG. 4 is a voltage-current vector diagram at the power receiving end of the device shown in FIG. 3. BUS 1 , BUS 2 ... electric lines of the first and second power systems, CAP 1 , CAP 2 ... phase advance capacitors,
TR 1 , TR 2 ... Power transformer, SS 1 , SS 2 ... AC/DC power converter, L p ... DC reactor, CT p ...
DC current detector, C 1 , C 2 , C 3 ... Comparator, A 1 ,
A 2 , A 3 ... Adder, K O , K I ... Operational amplifier, H q
(s), H p (s)... Control compensation circuit, LM... Limiter circuit, SQ... Square calculation circuit, SQR... Square root calculation circuit, M 1 , M 2 ... Multiplier, PH 1 , PH 2 ...
...Phase control circuit.
Claims (1)
系統に接続し、また、第2の交直電力変換器の交
流側を第2の電力系統に接続し、かつ当該2つの
電力変換器の直流側を直流リアクトルを介して一
定方向の直流電流Ipが流れるように接続してなる
電力変換装置において、上記2つの電力変換器の
位相制御入力信号から点弧制御角αの余弦値
cosα及び正弦値sinαを演算し、その値に上記直
流電流Ipの検出値を乗ずることによつて有効電流
Ip=Ip・cosα及び無効電流Iq=Ip・sinαを求め、無
効電流指令値Iq〓と上記無効電流Iqを比較しその
偏差に応じて上記直流電流Ipを制御し、かつ有効
電流指令値Ip〓と上記有効電流Ipを比較しその偏
差に応じて上記2つの電力変換器の直流側電圧を
制御することにより前記第1及び第2の電力系統
間の電力潮流量と前記2つの電力変換器の受電端
の無効電力を制御するようにしたことを特徴とす
る電力変換装置の制御方法。1 The AC side of the first AC/DC power converter is connected to the first power system, and the AC side of the second AC/DC power converter is connected to the second power system, and the two power converters In a power converter device in which the DC side of a DC reactor is connected so that a DC current I p flows in a constant direction through a DC reactor, the cosine value of the firing control angle α is determined from the phase control input signals of the two power converters.
By calculating cosα and sine value sinα and multiplying the values by the detected value of the DC current I p , the effective current is calculated.
Find I p = I p・cos α and reactive current I q = I p・sin α, compare the reactive current command value I q 〓 and the above reactive current I q , and control the above DC current I p according to the deviation, And the power flow between the first and second power systems is controlled by comparing the active current command value I p 〓 with the above active current I p and controlling the DC side voltage of the two power converters according to the deviation. A method for controlling a power converter, characterized in that the amount of reactive power at the receiving end of the two power converters is controlled.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56157403A JPS5858835A (en) | 1981-10-05 | 1981-10-05 | Method of controlling power converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP56157403A JPS5858835A (en) | 1981-10-05 | 1981-10-05 | Method of controlling power converter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5858835A JPS5858835A (en) | 1983-04-07 |
JPS6322135B2 true JPS6322135B2 (en) | 1988-05-10 |
Family
ID=15648866
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP56157403A Granted JPS5858835A (en) | 1981-10-05 | 1981-10-05 | Method of controlling power converter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5858835A (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH04246200A (en) * | 1991-01-28 | 1992-09-02 | Fujitsu Ltd | Method for electroplating substrate |
-
1981
- 1981-10-05 JP JP56157403A patent/JPS5858835A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5858835A (en) | 1983-04-07 |
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