JPS63121305A - Automatic gain control circuit - Google Patents
Automatic gain control circuitInfo
- Publication number
- JPS63121305A JPS63121305A JP26707186A JP26707186A JPS63121305A JP S63121305 A JPS63121305 A JP S63121305A JP 26707186 A JP26707186 A JP 26707186A JP 26707186 A JP26707186 A JP 26707186A JP S63121305 A JPS63121305 A JP S63121305A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- gain control
- output
- current
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 229920000742 Cotton Polymers 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】 [産業上の利用分野] 本発明は自動利得制御回路に関するものである。[Detailed description of the invention] [Industrial application field] The present invention relates to automatic gain control circuits.
[従来の技術]
従来、一般的に用いられている自動利得制御回路は第2
図のような構成になっている。差動出力型の利得制御回
路Gの各出力を直接コンパレータCに供給できないため
、トランジスタT、T7および抵抗R,R2からなる回
路を介してコンパレータCの各入力にレベル差をつける
ようにh’4成されている。[Prior art] Conventionally, the generally used automatic gain control circuit
The configuration is as shown in the figure. Since each output of the differential output type gain control circuit G cannot be directly supplied to the comparator C, h' 4 has been completed.
動作について説明すると、利得制御回路Gから出力電圧
v1がトランジスタT8.T7のベースに加わったとき
のトランジスタT 、T のコレB7
フタ電流の変化分を11バイアス電流を21とすると、
トランジスタT 、T にはそれぞれ(I+i)お
よび(1−i)の電流が流れ、その結果トランジスタT
のコレクタ電位vc6がさがり、トランジスタT の
コレクタ電位vc7が上っていき、
vc6slIvoc−R1(l+1)
■c7″″Vec−R2(1−i)
で表され、比較レベルは、vc6”Vc7で与えられる
ため、例えば、抵抗R、Rの抵抗値を1:2に設定した
場合には、i−1/3以上になると、トランジスタT6
のコレクタ電圧がトランジスタT7のそれより低くなり
、コンパレータCが動作して利得制御回路Gの出力が小
さくなるようにフィードバックされる。To explain the operation, the output voltage v1 from the gain control circuit G is applied to the transistor T8. If the change in the lid current of transistor T and T when applied to the base of T7 is 11 and the bias current is 21, then
Currents of (I+i) and (1-i) flow through transistors T and T, respectively, and as a result, transistors T
The collector potential vc6 of the transistor T falls, and the collector potential vc7 of the transistor T rises, which is expressed as vc6slIvoc-R1(l+1) ■c7''''Vec-R2(1-i), and the comparison level is given by vc6''Vc7. Therefore, for example, if the resistance values of resistors R and R are set to 1:2, when the resistance value becomes i-1/3 or more, the transistor T6
The collector voltage of transistor T7 becomes lower than that of transistor T7, comparator C operates, and the output of gain control circuit G is fed back to become smaller.
この動作によって、i −I / 3となるように、自
動的に利得制御回路の出力が制御されることになる。Through this operation, the output of the gain control circuit is automatically controlled so that it becomes i-I/3.
[発明が解決しようとする問題点]
上記の回路構成では、抵抗R、Hによってレベル設定を
行っているため、各抵抗の相対精度が必要になり、集積
化に適さないものであった。[Problems to be Solved by the Invention] In the above circuit configuration, the level is set using the resistors R and H, which requires relative accuracy of each resistor, and is not suitable for integration.
またレベル設定用の回路およびコンパレータを必要とす
るため、全体の構成が複雑になるものであった。Furthermore, since a level setting circuit and a comparator are required, the overall configuration becomes complicated.
本発明は、回路構成を簡素化するとともに集積化に適し
た構成とするようにしたものである。The present invention simplifies the circuit configuration and provides a configuration suitable for integration.
[問題を解決するための手段]
本発明は、利得制御回路からの一方の差動出力を第1の
回路を構成するm(m=1.2・・・)個の並列接続し
たトランジスタのベースに共通に供給し、他方の出力を
第2の回路を構成するn(n=1.2・・・、但し、n
≠m)個の並列接続したトランジスタのベースに共通に
供給し、電流ミラー回路のバイアス側に直列に第1の回
路を接続し、上記電流ミラー回路の出力側に直列に第2
の回路を接続し、上記電流ミラー回路と第2の回路の接
続点に制御トランジスタのベースを接続し、この制御ト
ランジスタの出力によって充電される容量索子の充電電
圧を利得制御回路にフィードバックしてその差動出力を
制御するようにしたものである。[Means for solving the problem] The present invention provides one differential output from a gain control circuit to the bases of m (m=1.2...) parallel-connected transistors forming a first circuit. n (n=1.2..., however, n
≠ m) transistors connected in parallel, a first circuit is connected in series to the bias side of the current mirror circuit, and a second circuit is connected in series to the output side of the current mirror circuit.
The base of the control transistor is connected to the connection point between the current mirror circuit and the second circuit, and the charging voltage of the capacitor, which is charged by the output of the control transistor, is fed back to the gain control circuit. The differential output is controlled.
[実施例]
第1図において、Gは差動出力を生じる利得制御回路、
T、T2は第1の回路を構成するトラ■
ンジスタ、T3は第2の回路を構成するトランジスタ、
DおよびT4はそれぞれ電流ミラー回路を構成するダイ
オードおよびトランジスタである。[Example] In FIG. 1, G is a gain control circuit that generates a differential output;
T and T2 are transistors forming the first circuit, T3 is a transistor forming the second circuit,
D and T4 are a diode and a transistor, respectively, forming a current mirror circuit.
T5は制御トランジスタ、Cは容量素子で、その充電電
圧によって利得制御回路Gの差動出力を制御するもので
ある。Rはトランジスタで、容量素子Cの充電電荷を適
宜の特定薮で放電させるためのちのである。T5 is a control transistor, C is a capacitive element, and the differential output of the gain control circuit G is controlled by the charging voltage thereof. R is a transistor for discharging the charge of the capacitive element C in an appropriate specific stage.
つぎに動作について説明する。まずトランジスタT
、T 、T のバイアス電流をIとし、人1 2
B
力信号によるトランジスタT 、T のコレクタ電
流の変化分をt sトランジスタT3のコレツ少電流
の変化分を12とする。そこで利得制御回路Gから第1
図示のような差動出力が生じると、差動増幅回路の基本
特性から
2 (1−1) + (1+12 ) −31一2i
、+t2綿0
、’、 i 2−2 L 。Next, the operation will be explained. First, transistor T
, T , T bias current is I, person 1 2
B The amount of change in the collector current of the transistors T and T due to the force signal is t s The amount of change in the collector current of the transistor T3 is 12. Therefore, the first
When a differential output as shown in the figure occurs, 2 (1-1) + (1+12) -31-2i is obtained from the basic characteristics of a differential amplifier circuit.
, +t2 cotton 0,', i 2-2 L.
となる。したがって、入力信号が加わることにより、ト
ランジスタT 、T のコレクタには2(1−11
)のコレクタ電流が、トランジスタT3のコレクタには
(I + 2 s t )のコレクタ電流がそれぞれ流
れる。becomes. Therefore, by applying an input signal, the collectors of transistors T and T are set to 2(1-11
) flows through the collector of the transistor T3, and a collector current (I + 2 s t ) flows through the collector of the transistor T3.
ダイオードDとトランジスタT4とは電流ミラー回路を
構成するので、トランジスタT のコレフタには2(I
11)のコレクタ電流が流れ、トランジスタT5の
ベースに流れる電流’b5は、トランジスタT3のコレ
クタ電流Ic3とトランジスタT4のコレクタ電流の差
分となるので、Ib5−2 (1−t、 ) −(1+
2 ii )l−4il
となる。Since the diode D and the transistor T4 constitute a current mirror circuit, the collector of the transistor T has 2(I
11) and the current 'b5 flowing to the base of the transistor T5 is the difference between the collector current Ic3 of the transistor T3 and the collector current of the transistor T4, so Ib5-2 (1-t, ) - (1+
2 ii) l-4il.
入力信号が加わっていないとき(11−0)では、Ib
5〉0のため、トランジスタT5はカットオフ状態とな
るが、入力信号が加わり、11が1/4より大きくなる
と、トランジスタT5が能動状態となり、トランジスタ
T5にコレクタ電流が流れる。そのため容量素子Cの充
電電圧が−L昇し、利得制御回路Gにフィードバックが
かかり、その差動出力が減少する。この差動出力の減少
によって11が1/4と等しくなると、トランジスタT
5のベース電流Ib5が0となり、トランジスタT5が
カットオフとなる。したがって容量索子Cの充電電荷が
抵抗Rを介して放電し、利得制御回路Gへのフィードバ
ック電圧が低降し、その差動出力が大きくなる。When no input signal is applied (11-0), Ib
Since 5>0, the transistor T5 is in a cut-off state, but when an input signal is applied and 11 becomes larger than 1/4, the transistor T5 becomes active and a collector current flows through the transistor T5. Therefore, the charging voltage of the capacitive element C increases by -L, feedback is applied to the gain control circuit G, and its differential output decreases. If 11 becomes equal to 1/4 due to this decrease in the differential output, the transistor T
The base current Ib5 of 5 becomes 0, and the transistor T5 becomes cut-off. Therefore, the charge in the capacitor C is discharged through the resistor R, the feedback voltage to the gain control circuit G decreases, and its differential output increases.
以上の動作を繰り返すことによってiニー1/4に保持
され、自動的に利得が制御されるものである。By repeating the above operations, the i-knee is maintained at 1/4, and the gain is automatically controlled.
なお上記の実施例では、第1の回路として2つのトラン
ジスタを並列接続し、第2の回路として1つのトランジ
スタを用いたが、これに限るものではない。第1の回路
としてm(m=1.2・・・)個のトランジスタを並列
接続し、第2の回路としてn (n = 1 、 2−
1但し、m=Pn)個のトランジスタを並列接続し、こ
のmとnの設定によって基準電流11を任意の値に設定
することができる。Note that in the above embodiment, two transistors are connected in parallel as the first circuit, and one transistor is used as the second circuit, but the present invention is not limited to this. The first circuit has m (m=1.2...) transistors connected in parallel, and the second circuit has n (n=1, 2-) transistors connected in parallel.
1, where m=Pn) transistors are connected in parallel, and the reference current 11 can be set to an arbitrary value by setting m and n.
すなわち、上記構成の場合、第1の回路のm個のトラン
ジスタにはそれぞれ(1−t l)の電流が流れ、第2
の回路の各トランジスタにはそれぞれ(1+ m i
l/ n )の電流が流れるので、トランジスタT5の
ベース電流’b5は、
l bs−m (l−11) −n (1+ m t
1 / n )−(m−n)!−2m11
となる。■b5” 0となる基準電流11は、%11、
w (m−n)I/2mとなり、トランジスタの数mと
nの設定によって任意にレベルを設定できるものである
。That is, in the case of the above configuration, a current of (1-t l) flows through each of the m transistors of the first circuit, and a current of (1-t l) flows through the m transistors of the first circuit, and
Each transistor in the circuit has (1+ m i
Since a current of l/n) flows, the base current 'b5 of transistor T5 is l bs-m (l-11) -n (1+ m t
1/n)-(m-n)! -2m11. ■The reference current 11 that becomes b5” 0 is %11,
w (m-n)I/2m, and the level can be arbitrarily set by setting the number m and n of transistors.
[発明の効果]
本発明によれば、従来に比べて回路構成が簡単になると
ともにトランジスタの数によってレベル設定が行えるた
め、同じ特性のトランジスタを用いることによって高精
度化ができ、集積化に適したものになる。[Effects of the Invention] According to the present invention, the circuit configuration is simpler than the conventional one, and the level can be set by the number of transistors, so high precision can be achieved by using transistors with the same characteristics, making it suitable for integration. become something.
第1図は本発明の一実施例を示した電気回路図、第2図
は従来の回路構成の一例を示した電気回路図である。
G・・・利得制御回路
T、T2・・・第1の回路
T3・・・第2の回路
り、T4・・・電流ミラー回路
T5・・・制御トランジスタ
C・・・容量素子
R・・・抵抗
以 上FIG. 1 is an electric circuit diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 2 is an electric circuit diagram showing an example of a conventional circuit configuration. G... Gain control circuit T, T2... First circuit T3... Second circuit, T4... Current mirror circuit T5... Control transistor C... Capacitive element R... More than resistance
Claims (1)
得制御回路からの一方の出力を共通にベース入力とする
m(m=1、2・・・)個のトランジスタを並列に接続
して第1の回路を構成し、上記利得制御回路からの他方
の出力を共通にベース入力とするn(n=1、2・・・
、但し、n≠m)個のトランジスタを並列に接続して第
2の回路を構成し、 電流ミラー回路のバイアス側に第1の回路を直列接続す
るとともに上記電流ミラー回路の出力側に第2の回路を
直列接続し、 上記電流ミラー回路と第2の回路との接続点にベース入
力側を接続してあり、上記電流ミラー回路の出力側に流
れる電流および第2の回路に流れる電流に応じた出力を
生じる制御トランジスタを設け、 この制御トランジスタの出力電流によって充電される容
量素子を設け、 この容量素子の充電電荷を所定の時定数で放電させる抵
抗素子を設け、 上記容量素子の充電電圧を上記利得制御回路にフィード
バックしてその差動出力を制御することを特徴とする自
動利得制御回路。[Claims] A gain control circuit that generates a differential output for gain control, and m (m=1, 2...) transistors whose common base input is one output from this gain control circuit. n (n=1, 2...
, However, the second circuit is configured by connecting n≠m) transistors in parallel, and the first circuit is connected in series to the bias side of the current mirror circuit, and the second circuit is connected to the output side of the current mirror circuit. circuits are connected in series, and the base input side is connected to the connection point between the current mirror circuit and the second circuit, and the current flowing to the output side of the current mirror circuit and the current flowing to the second circuit are a control transistor that generates an output, a capacitive element charged by the output current of the control transistor, a resistive element that discharges the charge of the capacitive element at a predetermined time constant, and a charging voltage of the capacitive element An automatic gain control circuit characterized in that it feeds back to the gain control circuit to control its differential output.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26707186A JPS63121305A (en) | 1986-11-10 | 1986-11-10 | Automatic gain control circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26707186A JPS63121305A (en) | 1986-11-10 | 1986-11-10 | Automatic gain control circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS63121305A true JPS63121305A (en) | 1988-05-25 |
JPH0551207B2 JPH0551207B2 (en) | 1993-08-02 |
Family
ID=17439622
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP26707186A Granted JPS63121305A (en) | 1986-11-10 | 1986-11-10 | Automatic gain control circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS63121305A (en) |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59191913A (en) * | 1983-04-15 | 1984-10-31 | Toshiba Corp | Differential amplifier |
JPS59207716A (en) * | 1983-05-10 | 1984-11-24 | Sanyo Electric Co Ltd | Automatic level controlling circuit |
-
1986
- 1986-11-10 JP JP26707186A patent/JPS63121305A/en active Granted
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS59191913A (en) * | 1983-04-15 | 1984-10-31 | Toshiba Corp | Differential amplifier |
JPS59207716A (en) * | 1983-05-10 | 1984-11-24 | Sanyo Electric Co Ltd | Automatic level controlling circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0551207B2 (en) | 1993-08-02 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4851719A (en) | Time constant automatic adjustment circuit for a filter circuit | |
JPS59184924A (en) | Current source unit | |
US2974270A (en) | D. c. voltage or current regulator | |
JPS5922433A (en) | Bias circuit for temperature compensation | |
US3471792A (en) | Ac frequency to dc transducer | |
JPS63121305A (en) | Automatic gain control circuit | |
US5155429A (en) | Threshold voltage generating circuit | |
US2528569A (en) | Voltage regulator circuit | |
JPS63141403A (en) | Automatic gain control circuit | |
US4256981A (en) | Circuit arrangement for generating a pulse with a delayed edge | |
SE452682B (en) | BRIDGE CONNECTOR FINAL STEP FOR AN AUDIO AMPLIFIER | |
JPH0413692Y2 (en) | ||
JPS5979636A (en) | Driving circuit of capacitive load | |
JPH0124645Y2 (en) | ||
JPH0562842B2 (en) | ||
JP2623739B2 (en) | Sawtooth oscillation circuit | |
JPS5816366B2 (en) | level shift warmer | |
JPS5838405Y2 (en) | Output voltage adjustment circuit for integrated circuit for constant voltage power supply | |
JPH0832157B2 (en) | DC-DC converter | |
JPH03220913A (en) | Electronic comparator device | |
SU1025010A1 (en) | Triangular-trapezoidal voltage generator | |
JPH04299403A (en) | Constant current circuit | |
JPS62294974A (en) | Pulse frequency detection circuit | |
JPS62201370A (en) | Peak holding circuit | |
JP2002196832A (en) | Reference voltage generating circuit and regulated current circuit using the same |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |