JPS6298925A - シンセサイザ受信機 - Google Patents
シンセサイザ受信機Info
- Publication number
- JPS6298925A JPS6298925A JP23869985A JP23869985A JPS6298925A JP S6298925 A JPS6298925 A JP S6298925A JP 23869985 A JP23869985 A JP 23869985A JP 23869985 A JP23869985 A JP 23869985A JP S6298925 A JPS6298925 A JP S6298925A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- intermediate frequency
- output
- frequency signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Superheterodyne Receivers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、連続した受信チャンネルを有するシンセサイ
ザ受信機に関し、例えば米国におけるセルラシステムの
モーピル加用のトランシーバ等に適用される。
ザ受信機に関し、例えば米国におけるセルラシステムの
モーピル加用のトランシーバ等に適用される。
本発明は、米国におけるセルラシステムのモーピル加用
のトランシーバ等のように連続した受信チャンネルを有
するシンセサイザ受信機において、受信チャンネルに応
じてロァーヘテロダインとアッパーへテロダインを切り
換えて中間周波数への周波数変換動作を行うことにより
、受信帯域幅の周波数すなわち受信周波数の上限と下限
の差の周波数よりも低い中間周波数を使用してイメージ
妨害を防止できるようにしたものである。
のトランシーバ等のように連続した受信チャンネルを有
するシンセサイザ受信機において、受信チャンネルに応
じてロァーヘテロダインとアッパーへテロダインを切り
換えて中間周波数への周波数変換動作を行うことにより
、受信帯域幅の周波数すなわち受信周波数の上限と下限
の差の周波数よりも低い中間周波数を使用してイメージ
妨害を防止できるようにしたものである。
米国におけるセルラシステムのモーピル局には、送信周
波数帯域が８２５．０３〜８４４．９８ＭＩＩ ｚで受
信周波数帯域が８１０．０３〜８８９６９８ＭＨｚで、
それぞれ３０ＫＨｚセパレーシヨンで６６６チ中ンネル
の送信チャンネルと受信チヤンネルが割り当てられてい
る。
波数帯域が８２５．０３〜８４４．９８ＭＩＩ ｚで受
信周波数帯域が８１０．０３〜８８９６９８ＭＨｚで、
それぞれ３０ＫＨｚセパレーシヨンで６６６チ中ンネル
の送信チャンネルと受信チヤンネルが割り当てられてい
る。
一般に、上記セルラシステムのモーピル隅用のトランシ
ーバでは、その受信系にダブルス−パーヘテロゲイン方
式が採用されており、第１中間周波数が４５ＭＩ〜ＩＺ
、第２中間周波数が４５５ Ｋ Ｈ２に設定され、上記
第１中間周波数への周波数変換用の局部発振器と送信系
のＩＩ送波発振器とを同一周波数で発振させるようにな
っている。
ーバでは、その受信系にダブルス−パーヘテロゲイン方
式が採用されており、第１中間周波数が４５ＭＩ〜ＩＺ
、第２中間周波数が４５５ Ｋ Ｈ２に設定され、上記
第１中間周波数への周波数変換用の局部発振器と送信系
のＩＩ送波発振器とを同一周波数で発振させるようにな
っている。
ところで、上述の如きセルラシステムのモーピル隅用の
トランシーバにおける受信系では、受信帯域幅の周波数
よりも高い第１中間周波数に周波数変換を行うようにす
ることによって、高周波段のバンドパスフィルタにより
イメージ妨害を排除することができるのであるが、第１
中間周波数（４５Ｍ ｌ（ｚ ）から第２の中間周波数
（４５５ＫＨ２）に周波数変換するための第２の局部発
振器の発振擢波数の精度が要求されるという問題点があ
り、また、第１巾間周波数信号を取り出すだめのバンド
パスフィルタとして高精度のフィルタ特性が要求された
め、一般に高価なりリスタルバンドパスフィルタが用い
られていた。クリスタルバンドパスフィルタは、単に高
価であるばかりでなく、その調整作業も難しく、トラン
シーバに実装する上で大きな問題点となっていた。
トランシーバにおける受信系では、受信帯域幅の周波数
よりも高い第１中間周波数に周波数変換を行うようにす
ることによって、高周波段のバンドパスフィルタにより
イメージ妨害を排除することができるのであるが、第１
中間周波数（４５Ｍ ｌ（ｚ ）から第２の中間周波数
（４５５ＫＨ２）に周波数変換するための第２の局部発
振器の発振擢波数の精度が要求されるという問題点があ
り、また、第１巾間周波数信号を取り出すだめのバンド
パスフィルタとして高精度のフィルタ特性が要求された
め、一般に高価なりリスタルバンドパスフィルタが用い
られていた。クリスタルバンドパスフィルタは、単に高
価であるばかりでなく、その調整作業も難しく、トラン
シーバに実装する上で大きな問題点となっていた。
そごで、本発明は、上述の如き問題点に鑑み、米国にお
けるセルラシステムのモーピル隅用のトランシーバ等の
ように連続した受信チャンネルを有するシンセサイザ受
信機において、受信帯域幅の周波数よりも低い中間周波
数を使用してイメージ妨害を防止できるようにし、廉価
なバンドパスフィルタを使用して良好な受信出力を得ら
れるようにすることを目的とするものである。
けるセルラシステムのモーピル隅用のトランシーバ等の
ように連続した受信チャンネルを有するシンセサイザ受
信機において、受信帯域幅の周波数よりも低い中間周波
数を使用してイメージ妨害を防止できるようにし、廉価
なバンドパスフィルタを使用して良好な受信出力を得ら
れるようにすることを目的とするものである。
本発明は、上述の如き問題点を解決するために、連続し
た受信チャンネルを有するシンセサイザ受信機において
、下側チャンネルはロアーヘテロダインにて中間周波数
信号に周波数変換し、上側チャンぶルはアッパーへテロ
ダインにて中間周波数信号に周波数変換する周波数変換
手段を設け、上記周波数変換手段の出力からバンドパス
フィルを介して受信帯域幅の周波数よりも低い中間周波
数信号を取り出すようにしたことを特徴としている。
た受信チャンネルを有するシンセサイザ受信機において
、下側チャンネルはロアーヘテロダインにて中間周波数
信号に周波数変換し、上側チャンぶルはアッパーへテロ
ダインにて中間周波数信号に周波数変換する周波数変換
手段を設け、上記周波数変換手段の出力からバンドパス
フィルを介して受信帯域幅の周波数よりも低い中間周波
数信号を取り出すようにしたことを特徴としている。
本発明に係るシンセサイザ受信機では、連続した受信ヂ
ャンネルの下側チャンネルをロァーヘテロダインＧこて
中間周波数信号に周波数変換し、上側チャンネルをアッ
パーへテロゲインにて中間周波数信号に周波数変換する
ことにより、各受信チャンネルの信号が受信周波数帯域
幅よりも低い周波数の中間周波数信号に変換される。上
記周波数変換によるイメージ周波数範囲は受信周波数帯
域外となる。
ャンネルの下側チャンネルをロァーヘテロダインＧこて
中間周波数信号に周波数変換し、上側チャンネルをアッ
パーへテロゲインにて中間周波数信号に周波数変換する
ことにより、各受信チャンネルの信号が受信周波数帯域
幅よりも低い周波数の中間周波数信号に変換される。上
記周波数変換によるイメージ周波数範囲は受信周波数帯
域外となる。
以下、本発明の一実施例について、図面に従い詳細に説
明する。
明する。
第１図に示す実施例は本発明をセルラシステムのモーピ
ル隅用のトランシーバに適用したものである。
ル隅用のトランシーバに適用したものである。
ごの実施例において、受信信号は、アンテナ１から８７
０． ０３〜８８９． ９８ＭＴ−Ｉ ｚの通過周波数
帯域を有するバンドパスフィルタ２を介して高周波増幅
器３に供給され、この高周波増幅器３により増幅されて
第１の周波数混合器４に供給される。上記第１の周波数
混合器４は、受信用の電圧制御型発１辰器５から第１局
部発振信号が供給されており、上記受信信号と第１局部
発振信号を周波数混合することにより、上記受信信号を
１０゜７ Ｍ ［−Ｔ ｚの第１中間周波数信号に変換
する。上記第１の周波数混合器４の出力は、中間周波数
フィルタ６を介して第１中間周波数信号が取り出されて
第２の周波数混合器７に供給される。上記第２の周波数
混合器７は、局部発振器８から供給される第２局部発振
信号と第１中間周波数信号を周波数混合することにより
、第１中間周波数信号を４５５ Ｋ Ｔｌ ｚの第２中
間周波数信号に変換し、この第２中間周波数信号を信号
復調器９に供給する。
０． ０３〜８８９． ９８ＭＴ−Ｉ ｚの通過周波数
帯域を有するバンドパスフィルタ２を介して高周波増幅
器３に供給され、この高周波増幅器３により増幅されて
第１の周波数混合器４に供給される。上記第１の周波数
混合器４は、受信用の電圧制御型発１辰器５から第１局
部発振信号が供給されており、上記受信信号と第１局部
発振信号を周波数混合することにより、上記受信信号を
１０゜７ Ｍ ［−Ｔ ｚの第１中間周波数信号に変換
する。上記第１の周波数混合器４の出力は、中間周波数
フィルタ６を介して第１中間周波数信号が取り出されて
第２の周波数混合器７に供給される。上記第２の周波数
混合器７は、局部発振器８から供給される第２局部発振
信号と第１中間周波数信号を周波数混合することにより
、第１中間周波数信号を４５５ Ｋ Ｔｌ ｚの第２中
間周波数信号に変換し、この第２中間周波数信号を信号
復調器９に供給する。
そして、上記信号復調器９にて得られる復調出力は、音
声信号がハンドセット１０の図示しないスピーカに供給
され、また、チャンネル情報等の制御信号がシステムコ
ントローラ１１に供給されるようになっている。
声信号がハンドセット１０の図示しないスピーカに供給
され、また、チャンネル情報等の制御信号がシステムコ
ントローラ１１に供給されるようになっている。
この実施例において、上記第１の周波数混合器４に第１
の局部発振信号を供給する上記電圧可変型発振器５は、
その発振出力がプログラマブルデバイダ１２にて分周さ
れて位相比較器１３により基準発振器１４にて与えられ
る３０ＫＨｚの基準信号と位相比較され、上記位相比較
器１３の比較出力がローパスフィルタ１５を介して制御
電圧として帰還される所謂ＰＬＬ制御を採用したシンセ
サイザ方式の局部発振回路１７を構成している。
の局部発振信号を供給する上記電圧可変型発振器５は、
その発振出力がプログラマブルデバイダ１２にて分周さ
れて位相比較器１３により基準発振器１４にて与えられ
る３０ＫＨｚの基準信号と位相比較され、上記位相比較
器１３の比較出力がローパスフィルタ１５を介して制御
電圧として帰還される所謂ＰＬＬ制御を採用したシンセ
サイザ方式の局部発振回路１７を構成している。
この局部発振回路１７は、上記プログラマブルデバイダ
１２の分周値Ｎが上記システムコントローラ１１により
与えられ、８７０．０３〜８７９゜９９ Ｍ Ｈｚの周
波数範囲すなわち受信チャンネルの下側チャンネル（１
〜３３３ｃｈ）をロアーヘテロダインにて第１中間周波
数信号に周波数変換するような８５９．３３〜８６９．
２９ＭＨｚの第１の局部発振信号を上記第１の周波数混
合器４に供給し、また、８８０．０２〜８８９．９８Ｍ
Ｈｚの周波数範囲すなわち上側チャンネル（３３４〜６
６６ Ｃｈ＞をアッパーヘテロダインにて第１中間周波
数信号に周波数変換するような８９０゜７２〜９００．
６８ＭＨｚの第１の局部発振信号を上記第１の周波数混
合器４に供給するようになっている。
１２の分周値Ｎが上記システムコントローラ１１により
与えられ、８７０．０３〜８７９゜９９ Ｍ Ｈｚの周
波数範囲すなわち受信チャンネルの下側チャンネル（１
〜３３３ｃｈ）をロアーヘテロダインにて第１中間周波
数信号に周波数変換するような８５９．３３〜８６９．
２９ＭＨｚの第１の局部発振信号を上記第１の周波数混
合器４に供給し、また、８８０．０２〜８８９．９８Ｍ
Ｈｚの周波数範囲すなわち上側チャンネル（３３４〜６
６６ Ｃｈ＞をアッパーヘテロダインにて第１中間周波
数信号に周波数変換するような８９０゜７２〜９００．
６８ＭＨｚの第１の局部発振信号を上記第１の周波数混
合器４に供給するようになっている。
この実施例のように、受信チャンネルの下側チャンネル
をロアーヘテロダインにて第１中間周波数信号に周波数
変換し、上側チャンネルをアッパーヘテロダインにて第
１中間周波数信号に周波数変換するようにすれば、イメ
ージ周波数範囲が受信周波数帯域内に入らないので、例
えば第２図に示すようなフィルタ特性を有する高周波段
のバンドパスフィルタ２によりイメージ妨害を排除する
ことができる。また、上記第１中間周波数信号の周波数
を１０．７ＭＨｚにすれば、上記中間周波数フィルタ６
として、一般的なＦＭ受信機に使用されている１０．７
ＭＨｚのセラミックフィルタ等の廉（商な中間周波数フ
ィルタを用いることができる。
をロアーヘテロダインにて第１中間周波数信号に周波数
変換し、上側チャンネルをアッパーヘテロダインにて第
１中間周波数信号に周波数変換するようにすれば、イメ
ージ周波数範囲が受信周波数帯域内に入らないので、例
えば第２図に示すようなフィルタ特性を有する高周波段
のバンドパスフィルタ２によりイメージ妨害を排除する
ことができる。また、上記第１中間周波数信号の周波数
を１０．７ＭＨｚにすれば、上記中間周波数フィルタ６
として、一般的なＦＭ受信機に使用されている１０．７
ＭＨｚのセラミックフィルタ等の廉（商な中間周波数フ
ィルタを用いることができる。
ここで、この実施例のトランシーバの受信系では、第１
中間周波数が１０．７ＭＩ（ｚで第２中間周波数が４５
５ＫＨｚのダブルスーパーヘテロダ・イン方式を採用し
たが、上記１０．７ＭＨｚの第１中間周波数信号であれ
ば直接検波して十分にＦＭ復凋することができるので、
第２の周波数混合Ｓ ７および局部発振器８を省略して
、シングルス−パーヘテロダイン方式とするようにして
も良い。
中間周波数が１０．７ＭＩ（ｚで第２中間周波数が４５
５ＫＨｚのダブルスーパーヘテロダ・イン方式を採用し
たが、上記１０．７ＭＨｚの第１中間周波数信号であれ
ば直接検波して十分にＦＭ復凋することができるので、
第２の周波数混合Ｓ ７および局部発振器８を省略して
、シングルス−パーヘテロダイン方式とするようにして
も良い。
なお、この実施例における送信系は、上記］＼ントセノ
トｌＯに設けられている図示しないマイクロフォンから
音声信号が供給されとともに上記システムコントローラ
１１から送信チャンネル情報等が供給されるＦＭ変調器
１７と、電圧可変型発振器１８、グラマプルデバイダ１
９、位相比較器２０およびローパスフィルタ２１にて構
成したＰＬＬシンセサイザ方式の１般送波発振回路・２
２を（ＡＮえ、（放送波発振回路２０からの搬送波出力
が上記変調器１７によりＦＭ変調され、高周波増幅器２
３からバンドパスフィルタ２４を介して上記アンテナ１
に供給されるようになっている。
トｌＯに設けられている図示しないマイクロフォンから
音声信号が供給されとともに上記システムコントローラ
１１から送信チャンネル情報等が供給されるＦＭ変調器
１７と、電圧可変型発振器１８、グラマプルデバイダ１
９、位相比較器２０およびローパスフィルタ２１にて構
成したＰＬＬシンセサイザ方式の１般送波発振回路・２
２を（ＡＮえ、（放送波発振回路２０からの搬送波出力
が上記変調器１７によりＦＭ変調され、高周波増幅器２
３からバンドパスフィルタ２４を介して上記アンテナ１
に供給されるようになっている。
ごこて、この送信系に設けられているプログラマブルデ
バイダ１９と上述の受信系に設けられているプログラマ
ブルデバイダ１２とは、互いに異なる分周値Ｎが上記シ
ステムコントローラ１１により与えられる。なお、ＰＬ
Ｌ入力がシリアルデーク入力とラッチ・クロックにて構
成されている場合には、ラッチとクロックを受信系と送
信系とで共用することができる。
バイダ１９と上述の受信系に設けられているプログラマ
ブルデバイダ１２とは、互いに異なる分周値Ｎが上記シ
ステムコントローラ１１により与えられる。なお、ＰＬ
Ｌ入力がシリアルデーク入力とラッチ・クロックにて構
成されている場合には、ラッチとクロックを受信系と送
信系とで共用することができる。
と述の実施例の説明から明らかなように、本発明に係る
シンセサイザ受信機では、連続した受信チャンネルの下
側チャンネルをロァーヘテロダインにて中間周波数信号
に周波数変換し、上側チャンネルをアッパーへテロダイ
ンにて中間周波数信号に周波数変換することによりイメ
ージ妨害を防止して、各受信チャンネルの信号が受信周
波数帯域幅よりも低い周波数の中間周波数信号に変換さ
れるので、廉価なバンドパスフィルタを使用して良好な
受信出力を得ることができる。
シンセサイザ受信機では、連続した受信チャンネルの下
側チャンネルをロァーヘテロダインにて中間周波数信号
に周波数変換し、上側チャンネルをアッパーへテロダイ
ンにて中間周波数信号に周波数変換することによりイメ
ージ妨害を防止して、各受信チャンネルの信号が受信周
波数帯域幅よりも低い周波数の中間周波数信号に変換さ
れるので、廉価なバンドパスフィルタを使用して良好な
受信出力を得ることができる。
第１図は本発明に係るシンセサイザ受信機の一実施例を
示すブロック図であり、第２図は上記実施例における高
周波段のバンドパスフィルタのフィルタ特性図である。 １・・・アンテナ ２・・・高周波段のバンドパスフィルタ４．７・・・周
波数混合器 ５・・・電圧可変型発振器 ６・・・中間周波数段のバンドパスフィルタ９・・・復
調器 １１・・・システムコントローラ １６・・・局部発１辰回路
示すブロック図であり、第２図は上記実施例における高
周波段のバンドパスフィルタのフィルタ特性図である。 １・・・アンテナ ２・・・高周波段のバンドパスフィルタ４．７・・・周
波数混合器 ５・・・電圧可変型発振器 ６・・・中間周波数段のバンドパスフィルタ９・・・復
調器 １１・・・システムコントローラ １６・・・局部発１辰回路
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 連続した受信チャンネルを有するシンセサイザ受信機に
おいて、 下側チャンネルはロァーヘテロダインにて中間周波数信
号に周波数変換し、上側チャンネルはアッパーヘテロダ
インにて中間周波数信号に周波数変換する周波数変換手
段を設け、 上記周波数変換手段の出力からバンドパスフィルを介し
て受信帯域幅の周波数よりも低い中間周波数信号を取り
出すようにしたことを特徴とするシンセサイザ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23869985A JPS6298925A (ja) | 1985-10-25 | 1985-10-25 | シンセサイザ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23869985A JPS6298925A (ja) | 1985-10-25 | 1985-10-25 | シンセサイザ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6298925A true JPS6298925A (ja) | 1987-05-08 |
Family
ID=17033977
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23869985A Pending JPS6298925A (ja) | 1985-10-25 | 1985-10-25 | シンセサイザ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6298925A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5147320A (en) * | 1974-10-21 | 1976-04-22 | Alps Electric Co Ltd | Vhf terebijononseijushinyochuunaa no hatsushinhoshiki |
-
1985
- 1985-10-25 JP JP23869985A patent/JPS6298925A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5147320A (en) * | 1974-10-21 | 1976-04-22 | Alps Electric Co Ltd | Vhf terebijononseijushinyochuunaa no hatsushinhoshiki |
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