JPS6263812A - 圧力検出装置 - Google Patents

圧力検出装置

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JPS6263812A
JPS6263812A JP61170723A JP17072386A JPS6263812A JP S6263812 A JPS6263812 A JP S6263812A JP 61170723 A JP61170723 A JP 61170723A JP 17072386 A JP17072386 A JP 17072386A JP S6263812 A JPS6263812 A JP S6263812A
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detection device
pressure
capacitor
pressure detection
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JP61170723A
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ズビ　シケディ
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    • G—PHYSICS
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    • G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
    • G01L9/00—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means
    • G01L9/12—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in capacitance, i.e. electric circuits therefor
    • G01L9/125—Measuring steady of quasi-steady pressure of fluid or fluent solid material by electric or magnetic pressure-sensitive elements; Transmitting or indicating the displacement of mechanical pressure-sensitive elements, used to measure the steady or quasi-steady pressure of a fluid or fluent solid material, by electric or magnetic means by making use of variations in capacitance, i.e. electric circuits therefor with temperature compensating means

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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は圧力変化を受けたとき静電容量が変化する圧力
変換器を用いた圧力検出装置、特に検出圧力を表わすデ
ィジタル出力の分解能が高く高精度であり且狭い空間に
も設置可能な圧力検出装置に関する。
異なる位置、例えば異なる高度において測定した圧力を
利用することにより、航空機の高度、マツハ数、気流速
度、迎え角、および片揺れ角の情報を求める航空磁子工
学の分野では、特により正確に圧力を検出することが求
められる。即ち民間用および軍用のいずれの航空機にお
いても検出された圧力から求められる情報は極めて精度
が高いことが望まれる。
（従来の技術） この種の圧力検出装置には通常３つの構成部が具備され
ている。即ちＡ九空機の内部へと延びる空気導管を有し
た航空機内部の圧力を測定するパイロット管と、米国特
許第３，９６２，９２１号に開示されるような石英で形
成され、可変のキャパシタを有していて空気圧力を電気
信号に変換する変換器と、上記変換器のセンサからキャ
パシタを入力部として有する電子回路部とが包有されて
いる。
また米国特許第３，７９０，９１０号にはＬ−Ｃオシレ
ータを用い、変換器による検出圧力によって決まる周波
数を発生する圧力検出回路が示されている。
この場合、出力は航空機上の空気データ用のディジタル
コンピュータへ送られるので電子回路の出力はディジタ
ル出力であることが望ましく、上記米国特許では第３，
７９０，９１０号においては多数のカウンタおよびレジ
スタを用いてディジタルコンピュータへ送る信号を制御
している。また米国特許第４，２０８，９１８号に開示
された圧力検出回路においてはディジタル信号をカウン
タへ送り、そのカウンタ出力によりデコーダ／ドライバ
を介し表示装置が駆動されるように構成されており、機
能としては満足できるものである。
（発明が解決しようとする問題点） 一方航空機に搭載する航空電子装置の量が増大している
ため、搭載する航空電子装置の占有空間および重量を小
さくする必要が生じ、従って圧力検出装置並びにこれに
関連する電子回路を出来る限り小さくすることが望まれ
ている。ここで例えば石英でなりキャパシタを包有する
圧力検出装置において寸法を小さくするにはＬ−０回路
が障害となる。即ち例えば米国特許第３，９６２，９２
１号においては、Ｌ−Ｃ回路の誘導子の占める割合が圧
力検出装置自体の大きさくおよび重量）の８０〜９０％
にも達する。従って外形が大となるＬ−Ｃ共振回路→以
外の回路構成をとる必要がある。
また外形を小さくすると共に従来のＬ−Ｃ回路を用いる
圧力検出装置の検出精度に比べ少なくとも同等以上の精
度を維持する必要があシ、更にノイズによる影響を受け
ず分解能が高く亘長期間に亘り安定性および信頼性に富
むものが要求される。
且また圧力検出回路には漂遊静電容量が変化することに
より影響を受けないことが望まれる。
（問題点を解決するための手段） 本発明による圧力検出装置にあっては、圧力変換器にキ
ャパシタンス値が可変のキャパシタを含むＣ−Ｒ回路が
含まれ、キャパシタが充放電回路に接続されると共に、
充放電回路の出力が可変の周波数のパルス列としてカク
ント・タイミング回路（分周器を内置可能）を介しマイ
クロプロセッサへ送られ、マイクロプロセッサから出力
される高分解能のディジタル信号が圧力変換器により検
出された圧力を充放電回路からの可変周波数の函数とし
て表わされるように構成されてなる。
（作用） 上述の如き本発明によればＲ−Ｃ充放電回路を用いるこ
とによって、従来のＬ−Ｃ回路を含むものよシ相当にコ
ンパクトな圧力検出装置を提供でき、装置の占有空間を
最少限に抑え得る。
（実施例） 第１図に示す圧力検出装置において圧力変換器αＧは通
常キャパシタＣを有しており、キャパシタＣの容量は例
えば圧力変換器ααに加わる圧力が変化するに応じ、５
０〜１００　ＰＦの範囲で変化する〇また圧力変換器α
ｅのキャパシタＣはキャパシタＣを充放電する充放電回
路αりに接続される。キャパシタＣの充放電時間はこの
容量によって決まし、図示の実施例では充放電装置をな
す充放電回路α２の出力が通常線１０〜２０μｓθＣの
パルス幅を有するパルス列になるように選択される。
充放電回路（１２＋から送出されるパルス列はカウント
・タイミング回路Ｈへ送られ、このカウント・タイミン
グ回路αａには基準周波数を発生するオシレータ（１６
１から基準周波数が入力されている。オシレータ（１６
１からの基準周波数は１０〜８０１１４Ｈ，の範囲にさ
れ、通常２０ＭＨｚにされる。カウント・タイミング回
路Ｉは市販のカウンタチップで構成され得、また構成自
体は当業者には周知のものを採用できる。この場合カウ
ント・タイミング回路Ｉには充放電回路（１３からのパ
ルス列をディジタル値出力に変換するコンバータが内装
されている。
カウント・タイミング回路■の出力はマイクロプロセッ
サ（１８１へ送られ、マイクロプロセッサ鱈を介しメモ
リ（２１がアクセスされる。メモリ■にはマイクロプロ
セッサ（１８１に供給される変数に関する多くの値が記
憶されている。最簡潔な実施態様においてはマイクロプ
ロセッサ（１＆から、カウント・タイミング回路ａ４か
らの単一の入力を用いて圧力値を示すディジタル出力が
送出されるように構成される。このディジタル出力は高
分解能出力、通常１６〜２０ビツトの分解能を持つ出力
にされる。１６ビツト分解能を持つ場合出力は０〜６４
にの範囲になる。
圧力検出装置の好ましい実施態様では、更に温度変化を
補正するように構成されており、この場合、検出温度を
表わすアナログ出力を発生する温度センサ（ハ）が具備
される。このアナログ出力はＡ／Ｄコンバータ（２４へ
送られて温度に関するアナログ出力がディジタル信号に
変換され、更に温度に関するディジタル信号はマイクロ
プロセッサＣＩＩＥ＋へ送られる。マイクロプロセッサ
Ｕには２人力、すなわちカウント・タイミング回路０４
）並びにＡ／Ｄコンバータ（至）からの２人力が入力さ
れ、所定の演算式に従い、マイクロプロセッサ（１ｇＪ
から圧力に関するディジタル出力が発生される。この圧
力に関するディジタル出力はカウント・タイミング回路
側から供給されるパルス数と温度センｆ＠により検出さ
れた温度との関数となることは理解されよう。
第２図および第３図に本発明の主要部をなす充放電回路
（１３の異なる実施態様の詳細な回路図が示されておシ
、従来品に比べ大巾に小形化が図られている。第２図の
充放電回路においては演算増幅器（至）、比較器ｒ、３
２および４個の抵抗器が具備される。
更に詳述するＣ二、演算増幅器（至）は市販のＬ７１５
６演算増幅演算用い得、＋１５Ｖの電圧が供給される。
また比較器■は市販のＬＭＩＩＩ比較器を用いることが
好ましく、＋１０Ｖの′電圧が供給されている。
且４個の抵抗器は、夫々ｌ０Ｋｇ、１０にΩ、２にΩの
抵抗値を持つ抵抗器（ロ）、（至）、（至）と可変抵抗
器Ｒであり、可変抵抗器Ｒの抵抗値を調整することによ
り第２図の充放電回路において出力のパルス幅が変更さ
れ得る。
この場合圧力変換器αωのキャパシタＣの一端部は演算
増幅器（至）の反転入力端子および抵抗器Ｒの一端部に
接続される。一方キャパシタＣの他端部は演算増幅器（
７）の出力端子および１０ＫΩの抵抗器（ロ）の一端部
に接続されている。１０ＫΩの抵抗器（ロ）の他端部は
比較器（至）の非反転入力端子および１０Ｋｍの抵抗器
（至）の一端部に接続される。また演算増幅器（至）の
非反転入力端子および比較器（３りの反転入力端子は相
互に接続され且共にアースされている。１０ＫΩの抵抗
器（至）の他端部は第２図の充放電回路の出力を送出す
る比較器Ｇ２の出力端子に接続される。２にΩの抵抗器
（至）の一端部が比較器（至）の出力端子に、且他端部
が比較器０２の＋ｉｏｖ電圧電源に夫々接続される。更
に抵抗器Ｒの他端部は比較器（至）の出力端子に接続さ
れている。
第２図の実施態様にあって好ましくは、抵抗器Ｒの値が
約１００Ｋｇにされ、充放電回路の出力のパルス幅が約
１０〜２０μｓｅｃにされる。第２図の充放電回路によ
り圧力変換器ａ１のキャパシタＣが充放電され、キャパ
シタＣのキャパシタンス値および抵抗器Ｒの抵抗値によ
り、第２図の充放電回路の出力の周波数が制御されるこ
とになる。またキャパシタＣのキャパシタンス値が５０
〜１００ＰＦの範囲内で変化するので、第２図の充放′
纜回路の出力はパルス幅が約１０〜２０μｓｅｃの範囲
内で変化せしめられる。
上述のように第２図の充放電回路には誘導子が含まれて
おらず、抵抗器の大きさは誘導子より大巾に小さいから
、この充放電の回路は従来品に比べ顕著に小形化され得
る。また第２図の充放電回路は圧力変換器ａαの周囲に
生じる漂遊容量の影響を受けず、長期間に亘って安定性
が保たれ、悪環境下でも好適に使用できる。更に、第２
図の充放電回路によれば分解能を相当に良好にできるの
で。
格別に高い分解能を要求しない回路に対し充分採用され
得る。
第３図には充放電回路の別の実施態様が示されており、
この場合、圧力変換器（１０１のキャパシタＣが入力部
に配置され、他に比較器Ｇ３と４個の抵抗器（財）、　
ｔ１６）　、　Ｃ３＆　、　Ｒが内装される。比較器器
には第２図の場合と同様にＬＭ　１１　ｍ比較器を用い
得、＋１５Ｖ電圧が供給される。、キャパシタＣは一端
部が比較器（至）の反転入力端子および抵抗器Ｒの一端
部に、また他端部が１０　ＫＱの抵抗器（ロ）に接続さ
れ且共にアースされる。ｌ０Ｋｇの抵抗器（ロ）の他端
部は比較器３３の非反転入力端子および１０　ＫＪ７の
抵抗器（至）の一端部に接続されており、１０　ＫＱの
抵抗器（至）の他端部は第３図の充放電回路において出
力を送出する比較器（至）の出力端子に接続されている
。更に２ＫＱの抵抗器（至）が＋１５Ｖ電圧源と比較器
器の出力端子との間に接続され、一方抵抗器Ｒの他端部
は比較器器の出力端子に接続される。
第３図の充放電回路は第２因の充放電回路より安価に構
成でき、また構成部品数が少ないので、更に小形化を図
り得る。第３図の充放′１回路における抵抗器Ｒの抵抗
値は第２図と同様的１００にΩであり、通常の上述した
キャパシタＣを用いる場合、第３図の充放電回路出力の
パルス幅が１０〜２０μｓｅｃになる。且第３図の光放
電回路はノイズを受けないので、分解能が第２因の充放
電回路より約４倍以上高い。一方第３図の充放電回路は
第２図の充放電回路に比べ安定な期間が比較的短かい。
第４図を参照するに、本発明を単一のキャパシタを有す
る圧力変換器に適用した場合の圧力検出装置のブロック
図が示され、この場合第１図の圧力変換器（１Ｇにおけ
るメモリ（イ）、温度セン−９−■およびＡＤＤコンバ
ーターは第４図から省かれているが、同様に用い得る。
−力筒４図の充放電回路Ｈには第２図または第３図に図
示のいずれのものも使用され得る。またこの場合充放電
回路（１′３の出力周波数は相当に高いので、分周器（
４（Ｉを用いて充放電回路α２の出力周波数を下げるこ
とが望ましい。且好ましい実施態様においては、分周器
（４０により出力周波数が１／２５６にされた上、分周
器（４Ｇからの出力が次段のカウンタゆへ送られる。ま
たカウンタθカにはオシレータ旺から基準周波数信号が
入力されており、カウンタ（４力からディジタル信号が
マイクロプロセッサαυへ送られる。マイクロプロセッ
サ（１９においては所定の演算式に従って圧力変換器ａ
１の検出した圧力を表わすディジタル的に読取可能な′
亀子出力信号を発生する。第４図の場合のマイクロプロ
セッサ（１υにおいて実行される演算式はＰ　＝＝　Ｋ
　ｘ　Ｆ　十Ｂであり、ここｌ：におよびＢは定数、Ｆ
はカウンタ（４３からマイクロプロセッサａ印へ送られ
る出力である。
第４図の回路を持つ圧力検出装置においては、幾分加速
流あるいは乱流の影響を受は易いが、低コストの構成を
もって高分解能を得ることができる。
更に加速流あるいはａ流の影響を低減するように第５図
の回路を持つ圧力検出装置が提供される。
この場合加速流若しくは乱流下でも高精度で、高分解能
を持つ出力が得られる。第５図の回路においては、圧力
変換器（至）は検出した圧力を表わすキャパシタンス値
を持つような第１のキャパシタＣＰと基準キャパシタン
ス値を有する第２のキャパシタＯＲとの２つのキャパシ
タを有している。キャパシタＣＰ　＋　ＣＲのキャパシ
タンス値は加速流あるいは乱流に応じて変化するので、
キャパシタＣａに生じるキャパシタンス値の変化分をキ
ャパシタｃｐに生じるキャパシタンス値の変化分から減
算することによって実際の圧力値を決定できる。
キャパシタｃｐは充放電回路α２に接続され、充放電回
路α２の出力は分周器（４Ｇへ、且分周器（４１の出力
はカウンタ（４３へ送られる。またカウンタ（４３には
オシレータα口から基準周波数信号が入力され、カウン
タ（６）の出力がマイクロプロセッサα＆へ供給される
。一方キャパシタＣＲは別の充放電回路５３に接続され
、充放電回路５ｚの出力は分周器５４）へ送られる。
分局４倒の出力は別のカウンタ■へ送られ、カウンタ［
相］にはオシレータαｅから基準周波数信号が入力され
ている。第２のカウンタ（ト）の出力はマイクロプロセ
ッサ（Ｌ♂へ送られ、マイクロプロセッサ（１８におい
ては所定の演算式に従って演算が行なわれて出力が送出
される。例えば演算式としてはＰ＝Ａｉ　Ｘ　Ｎｉが用
いられ、ここに１はＯから５まで変化する。この場合第
５図の回路により検出された圧力に相応する出力の精度
および分解能は極めて高くなる。
一方第５図の回路においても第１図に示すように圧力の
検出時の温度変化に対処する構成をどろことが望ましい
。この場合第５因の回路においては演算式Ｐ　＝　Ａｉ
ｊ　Ｘ　Ｎｉ　Ｘ　Ｔｊを用いて温度変化を参酌するこ
とになる。この演算式において１およびｊは夫々０から
５まで変化することになる。
尚第２図および第３図の充放電回路は第４図および第５
図の回路を持つ圧力検出装置に適宜組み合わせて使用で
きることは理解されよう。例えば第２因および第３図の
充放電回路のいずれか一方の出力を第５図の回路に付与
できよう。
本発明の実施態様を以下に要約して記載する。
１、加わる圧力に応じてキャパシタンス値が変化するキ
ャパシタを有する圧力検出器により検出した圧力を表わ
すディジタル出力を発生する圧力検出装置において、Ｒ
−Ｃ回路を具備し、コンデンサを充放電してパルス幅が
コンデンサの容量値を表わす電気パルス列を発生する充
放電装置と、基準周波数を発生する装置と、パルス列の
パルス幅、延いては圧力変換器の受ける圧力に応じ変化
するコンデンサの容量値を表わすディジタル値を周期的
に出力する出力装置と、圧力変換器の受ける圧力値を表
わす複数のディジタル出力を記憶し、出力装置からの特
定ディジタル値により指示されるメモリ装置と、メモリ
装置と連係され出力装置からのディジタル値を入力した
とき圧力を表わすディジタル出力を発生するマイクロプ
ロセッサ装置とを備えた圧力検出装置。
２加わる圧力の函数として変化する圧力変換器のコンデ
ンサの静電容量値を圧力変換器の受ける圧力を表わすデ
ィジタル出力に変換する変換方法　４において、Ｒ−０
回路を形成する電気回路１：おいてＲ−０回路のコンデ
ンサを充放電しコンデンサの静′礒容量値により決めら
れるパルス幅のパルス列を出力する工程と、パルス幅従
ってコンデンサの靜′ｆト容量値を表わすディジタル出
力のディジタル値を周期的に計算する工程と、圧力変換
器の受ける圧力従ってコンデンサの容量値を表わすディ
ジタル出力にディジタル値を周期的に変換する工程とが
包有されてなる変換方法。
（発明の効果） 上述の如く構成された本発明による圧力検出装置におい
ては従来のものより精度が高く、Ｒ−Ｃ充放電回路を用
いて大巾にコンパクトにし装置の占有空間を極めて小さ
くし得るから、例えば単一のハイブリッド回路基板など
にも組み込むことができる等々の顕著な効果を達成する
。
本発明は図示の実施例に限定されるものではなく、特許
請求の範囲の技術的思想に含まれる設計変更を包有する
ことは理解されよう。
【図面の簡単な説明】
第１因は本発明による圧力検出装置のブロック図、第２
図および第３図は夫々第１図の圧力検出装置Ｃ二速用す
る充放電回路の異なる実施態様の回路図、第４図並びに
第５図は夫々本発明による、単一のコンデンサを持つ圧
力検出装置並びに２つのコンデンサを持つ圧力変換装置
のブロック図である。 １０・・・圧力変換器、１２・・・充放電回路、１４・
・・カウント・タイミング回路、１６・・・オシレータ
、ｌ８・・・マイクロプロセッサ、２０・・・メモリ、
２２・・・温度センサ、２４・・・Ａ／Ｄコンバータ、
３０・・・演算増幅器、３２・・・比較器、３４　、３
６．３８・・・抵抗器、４０・・・分周器、４２・・・
カウンタ、５０・・・圧力変換器、５２・・・充放電回
路、５４・・・分周器、５６・・・カウンタ

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、圧力変換器に加わる圧力の函数として変化する圧力
    変換器の静電容量を圧力変換器の受ける圧力を表わすデ
    ィジタル出力に変換する圧力検出装置において、Ｒ−Ｃ
    回路を具備し、Ｒ−Ｃ回路のキャパシタを充放電してキ
    ャパシタのキャパシタンス値により決められるパルス幅
    のパルス列を発生する充放電装置と、キャパシタのキャ
    パシタンス値を示すパルス幅を表わすディジタル値を計
    算する演算装置と、ディジタル値の表わすキャパシタの
    キャパシタンス値を表わすディジタル出力に変換する変
    換装置とを備えてなる圧力検出装置。 ２、充放電装置には可変抵抗器が包有され、抵抗器の抵
    抗値を変えることによりパルス列のパルス幅を調整する
    ように設けられてなる特許請求の範囲第１項記載の圧力
    検出装置。 ３、パルス列のパルス幅がキャパシタのキャパシタンス
    値に応じて抵抗器を調整することにより実質的に１０〜
    ２０μｓｅｃ間の範囲に調整されるように設けられてな
    る特許請求の範囲第２項記載の圧力検出装置。 ４、可変抵抗器の抵抗値は１００ＫΩである特許請求の
    範囲第３項記載の圧力検出装置。 ５、キャパシタのキャパシタンス値が実質的に５０〜１
    ００ＰＦである特許請求の範囲第１項記載の圧力検出装
    置。 ６、演算装置には基準周波数を発生する装置と、充放電
    装置からのパルス列と基準周波数とを入力するカウント
    ・タイミング装置とが包有されてなる特許請求の範囲第
    １項記載の圧力検出装置。 ７、カウント・タイミング装置には、パルス列のパルス
    数を除算する分周器と、基準周波数および分周器からの
    出力を入力し、キャパシタＣのキャパシタンス値を示す
    パルス幅を表わすディジタル値を演算するカウンタとが
    包有されてなる特許請求の範囲第６項記載の圧力検出装
    置。 ８、基準周波数が１０〜８０ＭＨｚである特許請求の範
    囲第６項記載の圧力検出装置。 ９、基準周波数が実質的に２０ＭＨｚである特許請求の
    範囲第８項記載の圧力検出装置。 １０、変換装置には、圧力変換器の受ける圧力の値を表
    わす複数のディジタル出力を記憶し、演算装置からの所
    定のディジタル値により指示されるメモリと、メモリと
    連係され演算装置から入力されるディジタル値に応じて
    圧力変換器の受けた圧力を表わすディジタル出力を供給
    するマイクロプロセッサ装置とが包有されてなる特許請
    求の範囲第１項記載の圧力検出装置。 １１、ディジタル出力が１６〜３０ビット分解能を有し
    てなる特許請求の範囲第１項記載の圧力検出装置。 １２、Ｒ−Ｃ回路が２組具備され、第２のＲ−Ｃ回路の
    キャパシタを充放電してキャパシタンスのキャパシタン
    ス値により決められる第２のパルス幅の第２のパルス列
    を発生する第２の充放電装置と、第２のＲ−Ｃ回路のキ
    ャパシタのキャパシタンス値を示す第２のパルス幅を表
    わす第２のディジタル値を周期的に計算する第２の演算
    装置とを備え、変換装置は第１のディジタル値および第
    ２のディジタル値の両方を用いてディジタル出力を発生
    するように設けられてなる特許請求の範囲第１項記載の
    圧力検出装置。 １３、変換装置に対しディジタル補正信号を発生し温度
    変化により生じるエラーを補正する補正装置を備え、変
    換装置はディジタル値およびディジタル補正信号の両方
    を用いてディジタル出力を発生し、温度変化によりエラ
    ーを生じることなくディジタル出力が発生されるように
    設けられてなる特許請求の範囲第１項記載の圧力検出装
    置。 １４、補正装置には温度を表わす電気アナログ信号を発
    生する温度センサと、電気アナログ信号をディジタル補
    正信号に変換するＡ／Ｄコンバータとが包有されてなる
    特許請求の範囲第１３項記載の圧力検出装置。 １５、充放電装置には、パルス列を入力する比較器と、
    一端部がアースされたコンデンサの一端部に且他端部が
    比較器の非反転入力端子に夫々接続された第１の抵抗器
    と、一端部が比較器の非反転入力端子に且他端部が比較
    器の出力端子に夫々接続された第２の抵抗器と、一端部
    が比較器の正電圧源に且他端部が比較器の出力端子に夫
    々接続された第３の抵抗器と、一端部がコンデンサＣの
    他端部且他端部が比較器の出力端子に夫々接続された第
    ４の抵抗器とが包有されてなる特許請求の範囲第１項記
    載の圧力検出装置。 １６、比較器に供給される電圧が＋１５Ｖであり、第１
    、第２、第３、第４の抵抗器が夫々１０ＫΩ、１０ＫΩ
    、２ＫΩ、ＲΩであり、Ｒ−Ｃ回路が第１〜第４の抵抗
    器とコンデンサでなる特許請求の範囲第１５項記載の圧
    力検出装置。 １７、第４の抵抗器は１００ＫΩである特許請求の範囲
    第１６項記載の圧力検出装置。 １８、比較器がＬＭ１１１比較器である特許請求の範囲
    第１５項記載の圧力検出装置。 １９、充放電装置には、パルス列を入力する比較器と、
    非反転入力端子が比較器に接続されて共にアースされる
    演算増幅器と、一端部がコンデンサの一端部および演算
    増幅器の出力端子に且他端部が比較器の非反転入力端子
    に夫々接続される第１の抵抗器と、一端部が比較器の非
    反転入力端子に且他端部が比較器の出力端子に夫々接続
    される第２の抵抗器と、一端部が比較器の正電圧源に且
    他端部が比較器の出力端子に夫々接続される第３の抵抗
    器と、一端部がコンデンサの他端部および演算増幅器の
    反転入力端子に且他端部が比較器の出力端子に夫々接続
    される第４の抵抗器とが包有されてなる特許請求の範囲
    第１項記載の圧力検出装置。 ２０、比較器に供給される電圧が＋１０Ｖであり、演算
    増幅器に供給される電圧が＋１５Ｖであり、第１、第２
    、第３、第４の抵抗器が夫々１０ＫΩ、１０ＫΩ、２Ｋ
    Ω、ＲΩであり、Ｒ−Ｃ回路は第１〜第４の抵抗器とコ
    ンデンサとでなる特許請求の範囲第１９項記載の圧力検
    出装置。 ２１、第４の抵抗器は１００ＫΩである特許請求の範囲
    第２０項記載の圧力検出装置。 ２２、比較器がＬＭ１１１比較器である特許請求の範囲
    第１９項記載の圧力検出装置。 ２３、演算増幅器がＬＦ１５６演算増幅器である特許請
    求の範囲第１９項記載の圧力検出装置。
JP61170723A 1985-07-26 1986-07-18 圧力検出装置 Pending JPS6263812A (ja)

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