JPS6224406A - 磁気再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、磁気再生装置に関し、特に、マルチトラック
に好適な磁気抵抗効果型再生磁気ヘッドで再生信号を得
るように構成された磁気再生装置に関する。

（従来の技術とその問題点） 従来、磁気媒体に信号を記録し、それを再生する装置は
極めて多くのものが知られている。このような磁気記録
再生装置は１例えば、磁気テープ等の磁気媒体にデジタ
ル信号の論理゛ｌ”及び論理１１０　ＩＩを磁気特性の
磁化の方向に対応させて着磁記録する。又再生過程にお
いては磁気媒体上の磁化の方向を再生磁気ヘッドで検出
し、増幅した後デジタル信号の論理“１゛及び“Ｏ′′
に複合している。

かかるデジタル磁気記録再生装置において、例えば、オ
ーディオ信号である２０Ｈｚ〜２０ｋＨ２の２チャンネ
ル信号を１６ビツトの７ナログーデジタル変換器にて４
４．１ｋＨ２以上のサンプリング周波数でデジタル信号
に変換し、磁気媒体に記録する場合、その総伝送レート
は２ＭＢＰＳ（メガビット／秒）以上に達する。このた
め、磁気媒体には複数のトラックを設け、ｌトラック当
りの伝送レートを低く設定し、いわゆるマルチトラック
方式により安定的に磁気記録再生を行うようにしている
。

ところで、磁気媒体として広く一般に昔及しているコン
パクトカセットテープを用いて前述した２ＭＢＰＳ以上
のデジタル信号を記録、再生するには、テープ速度が４
　、７６　ｃｒｓ／　ｓの場合１トラツクの記録再生周
波数特性の実用的な記録周波数に限界が存在することか
ら、１トラック当りの伝送レートを１００ｋＢＰＳ　（
キロビット／秒）以下に設定しなければならず、従って
、デジタル信号を２０トラック以−Ｅに分散して記録、
再生する必要がある。一方、コンパクトカセットテープ
は幅が３．８１ｍｍであり、これを往復で２（１ラツク
、つまり４０）ラー、りで用いると、ｌトラック当りの
トラックピッチ（トラック幅：６５μｍ、ガートバンド
：１５ルｍ）は８ｏルｍ程度と極めて小さくなる。

さて、従来は高密度磁気ヘッドとして磁気抵抗素子（Ｍ
ａｇｎｅｔｏｒｅｓｉｓｔｉｖｅ素子；以下、ＭＲ素子
と称す）を磁電変換素子としているＭＲ再生ヘッ、ドが
用いられ、特に、ＭＲ素子が磁気媒体との対接面より後
退した位置に配置される構造のリアー型ＭＲ再生ヘッド
が用いられている。

第８図にはリアー型ＭＲ再生ヘッドが示されている。こ
の再生ヘッドは、Ｎｉ−Ｚｎ系フェライトより成る絶縁
性の磁性基板１を備え、この基板１とにはバイアス磁界
を与えるためのバイアス電流導体２が設けられている。

バイアス電流導体２上には、Ｎｉ−Ｆｅの合金薄膜より
形成されているＭＲ素子が図示しない非磁性絶縁膜を介
して設けられている。また、この再生ヘッドには、バイ
アス電流導体２及びＭＲ素子３を挟み付けるような形態
で、Ｎｉ−Ｆｅ系フェライトより成る絶縁性のヨーク４
及び５と、磁気ギャップｇを形成するためのギャップス
ペーサ６とによって磁気回路が形成されている。

このような再生ヘッドにおいて、バイアス電流導体２に
はバイアス磁界発生用の電流Ｉを流し、ＭＲ素子３には
端子３ａ、３ｂを介してセンス電流ｉを流す、一方、基
板１の一端１ａには磁気媒体が当接され、磁気ギャップ
ｇと対向する。従って、磁気媒体が相対的に移動すると
、磁気媒体に記録された着磁磁界は、磁性基板１、ヨー
ク４及び５の磁気回路を介してＭＲ素子３により磁界変
化として検出され、ＭＲ素子３の抵抗が変化する。従っ
て、センス電流ｉが電圧降下の変化分を表わす検出信号
として端子２ａ、３ｂより得られる。

第９図には、かかるＭＲ再生ヘッドを備える従来の磁気
再生装置の１トラツクに対応した回路構成が示されてい
る。即ち、第９図において、ＡはＭＲ再生ヘッドを示し
１ＭＲ素子Ｒｍと、このＭＲ票子Ｒｍにセンス電流ｉを
供給する定電流回路Ｓとから成る。ＭＲ素子Ｒｍの一端
には端子７．７′を介してコンデンサアレーＣのコンデ
ンサＣ′が接続されている。このコンデンサＣ′には端
子８．８′を介して増幅回路群ＢのオペアンプＤの反転
入力端子が接続され、オペアンプＤの反転入力端子と出
力端子９とは抵抗Ｒｆを介して負帰還接続されている。

オペアンプＤの非反転入力端子は接地されている。

かかる構造の磁気再生装置では、ＭＲ素子Ｒｍか磁界の
変化を検出してその抵抗値が変化すると、この微小抵抗
値変化分が交流電圧変化、つまり検出信号としてコンデ
ンサＣ′を介してオペアンプＤに入力される。従って、
この検出信号はオペアンプＤＬこより増幅されて出力さ
れる。尚、この場合の電圧利得は略Ｒｆ　／　Ｒｍとな
る。

ところで、デジタル信号を記録再生する場合には直流成
分を必要としない変調方式、例えば、ＤＣフリーな８−
１０変換の変調方式が用いられており、この場合には２
ｋＨｚ以下の低域周波数成分が不要であることが知られ
ている。そこで、第９図に示す回路構成においては、例
えば、低域カットオフ周波数ｆｃを１．６ｋＨｚに設定
するタメニ、用いるべきコンデンサＣ′の容量を決定し
ている。しかるに、ＭＲ素子Ｒｍの抵抗値は、例えば、
２００Ωと小さいので、コンデンサＣ′としては容量の
大きなものが必要になってしまう。即ち、低域カットオ
フ周波数ｆｃを１．６ｋＨｚに設定する場合にＭＲＪ子
Ｒｍの抵抗値が２００Ωであるとすると、コンデンサＣ
′の容量は次式にて求めることができる。

Ｃ’＝１／２π＊ｆｃｅＲｍ 従って、コンデンサＣ′としては略０．４７〔ｕ−Ｆ〕
の大容量のものが必要になってしまう。

そして、容量の大きなコンデンサＣ″によりコンデンサ
アレーＣを形成すると、コンデンサアレーＣが大きくな
ってしまうので、磁気再生装置自体が大型化してしまう
。また、コンデンサアレーＣを用いると、ＭＲ素子Ｒｍ
毎に端子７，７′間及び端子８．８′間での配線ポンデ
ィングが必要になるので、組立作業に多大な時間と手間
を要してしまう上に小型化も困難になってしまう。

第１０図には従来の他の磁気再生装置の１トラツクに対
応する回路構成が示されており、　ＭＲ票子Ｒｍにはベ
ース接地回路構成を有するトランジスタＱのエミッタが
接続され、そのコレクタにはコレクタ抵抗Ｒｃを介して
′屯源＋Ｖが接続されている。また、トランジスタＱの
コレクタにはコンデンサアレーＣのコンデンサＣ′が接
続されている。かかる回路構成においては、トランジス
タＱ及びコレクタ抵抗Ｒｃにてインピーダンス変換を行
い、交流成分である検出信号を略ＲＣ／　Ｒｍの利得ま
で増幅した後コンデンサＣ′を介してオペアンプＤに供
３合しているので、コンデンサＣ′としては小容着のも
のでよい。即ち、Ｒｍ＝　２００Ω、Ｒｃ＝２にΩに設
定し、Ｒｃ　／　Ｒｍにより２０ｄＢの増幅利得が得ら
れるものと仮定すると、コンデンサＣ′としては０．０
４７≠Ｆの容量のものでよく、第９図の回路例に比べて
１／１０の容量で済む。しかし、第１０図の回路例では
、トランジスタＱのエミッタとＭＲ素子Ｒｍとを端子１
０．１０′にて接続する必要が新たに生じるので、更に
配線ポンディング数が増加してしまう問題点を有する。

そして、第９図及び第１０図の従来例では、ＭＲ素子Ｒ
ｍに、常時、センス電流ｉを供給しているので、第９図
の回路例においては、抵抗値が２００Ωの２０個（７）
ＭＲ十子Ｒｍ（２０）う・ンク分）に１０　ｍ　Ａのセ
ンス電流ｉを供給すると、Ｐ＝ｉ２Ｒであるから、４０
０−ｍＷの消費電力となる上に、定電流回路Ｓが存在す
るので、全消費電力が非常に大きなものになってしまう
、また、第１０図の回路例においては、コレクタ抵抗Ｒ
ｃが２にΩと仮定すると、トランジスタＱを除いたセン
ス電流ｉによる消費電力は４．４Ｗにもなってしまう。

本発明は、かかる点に鑑みて創作されたものであり、組
立作業が容易な上に小型で消費電力が少なくて済む磁気
再生装置を提供することを目的とする。

（問題点を解決するための手段） 第１図には第１の発明に係る磁気再生装置の構成が示さ
れている。

第１図において、磁気媒体のｎ木のトラック１１１には
デジタル信号が記録されている。

ｎ個の磁電変換素子１１３はｎ本のトラック１１１に対
応するように設けられており、デジタル信号を検出して
検出信号１１５を出力する。

ｎ個の積分回路１１７は検出信号１１５を積分して積分
信号１１９を出力する。

ｎ個の第１の増幅回路１２１は積分信号１１９を増幅し
て第２の増幅回路１２３に出力する。

第２の増幅回路１２３は検出信号１１５と増幅した積分
信号の差分を増幅して出力する。

（作用） 積分回路１１７の積分時定数により検出信号１１５の低
域周波数成分のみが積分信号１１９として第１の増幅回
路１２１に供給される。

第２の増幅回路１２３はこの積分信号１１９により検出
信号１１５に含まれる低域周波数成分を相殺し、交’Ｒ
成分のみから成る検出信号を増幅して出力する。

第２図には第２の発明に係る磁気再生装置の構成が示さ
れている。

第２図において、ｎ個の前置増幅器２１１は動作制御信
号２１３の入力で各磁電変換素子１１３に時分割的にセ
ンス電流ｉを供給する。

ｎ個の８１電変換素ｒ−１１３はセンス電流の供給で検
出信号１１５′を前置増幅器２１１に出力する。

ｎ個のサンプリング回路２１５は増幅された検出信号を
サンプリングし、ホールドしてサンプリング信号２１７
を出力する。

ｎ個の積分回路１１７はサンプリング信号２１７を積分
して積分信号１１９′を第１の増幅回路１２１に出力す
る。

ｎ個の第２の増幅回路１２３はサンプリング信号２１７
と増幅した積分信、号の差分を増幅して出力する。

切換手段２１９はｎ個の第２の増幅回路１２３による出
力信号を順次選択して多重化する。

（作用） ｎ個の磁電変換素子１１３からは、ｎ木のトラック１１
１に記録されたデジタル信号の一部が検出信号１１５′
として時分割的に出力される。

従って、第１の増幅回路１２１には積分回路１１７より
検出信号１１５’の低域周波数成分のみが積分信号１１
９′として供給される。

第２の増幅回路１２３はこの積分信号１１９により検出
信号１１５′に含まれる低域周波数成分を相殺し、増幅
して出力する。

よって、第２の発明では、ｎ木のトラック１１１のデジ
タル信号が切換手段２１９の高速マルチプレックス動作
によって多重化されて再生される。

（発明の実施例） 以下１本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する
。

第３図には第１の発明に係る磁気再生装置の１トランク
に対応した回路構成が示されており、ＭＲ再再生７ＦＡ
と、モノリシック増幅部Ｂとから成る。ＭＲ再生ヘッド
ＡはＭＲ素子Ｒｍ＋　を含み、こ（７）ＭＲ素子Ｒｍ＋
は端子１０．１０’を介してトランジスタＱ１のエミッ
タに接続されている。このトランジスタＱ１はベース接
地の前置増幅回路を構成しており、コレクタがコレクタ
抵抗Ｒｅを介して電源＋Ｖに接続され老いる。トランジ
スタＱ１のコレクタレこは抵抗Ｒ１を介してオぺアンプ
Ｄの反転入力端子が接続されている。このオペアンプＤ
の出力端子９と反転入力端子とは抵抗Ｒｆを介しで負帰
還接続されている。従って、オペアンプＤは、Ａｖ＝−
Ｖｉ−Ｒｆ／　（Ｒｃ＋Ｒ１）の利得を有する反転増幅
回路を構成する。

但し、Ｖｉは抵抗Ｒｃの端子電圧、即ち、トランジスタ
Ｑ、のコレクタ電圧である。

また、トランジスタＱ１のコレクタには抵抗Ｒ２を介し
てオペアンプＥの非反転入力端子が接続されている。こ
のオペアンプＥの非反転入力端子には一端側が接地され
ているコンデンサＣｉが接続されている。このコンデン
サＣｉと抵抗Ｒ２とは積分回路を形成している。オペア
ンプＥの出力側と反転入力端子とは接続され、又オペア
ンプＥの出力側はオペアンプＤの非反転入力端子に接続
されている。

ところで、抵抗Ｒ２の抵抗値を大きくしてもオペアンプ
Ｅの入力インピーダンスが十分に大きい場合にはオペア
ンプＥは所定の演算動作を行う。

そこで、本実施例では、オペアンプＥ及びＤをＣ−ＭＯ
Ｓ型のオペアンプとして構成し、オペアンプＥの人力イ
ンピーダンスを１０“２Ω程度に設定した。そして、抵
抗Ｒ２を２００ＭΩの抵抗値に設定したので、コンデン
サＣｉの容量を０．４７ｐＦに設定するだけで１．６ｋ
Ｈｚの低域カットオフ周波数を実現することができた。

このように、コンデンサＣｉの容ｉを０．４７ｐＦ、抵
抗Ｒ２の抵抗値を２００ＭΩに設定すると、コンデンサ
Ｃｉ及び抵抗Ｒ２から成る積分回路は低域通過回路とし
て動作する。

さて、トランジスタＱ１のベースに電圧を印加してＭＲ
素子Ｒｍ、にセンス電流ｉを供給した状態で、ＭＲ素子
Ｒｍ＋の抵抗値が磁気テープのデジタル信号の検出で変
化すると、トランジスタＱ１のコレクタ電圧が変化し、
これが検出信号ＳとしてコンデンサＣｉ及び抵抗Ｒ２か
ら成る積分回路に供給される。この積分回路は上述した
ように、低域通過回路として動作するので、検出信号Ｓ
に含まれる低域周波数成分のみがオペアンプＥに供給さ
れる。従って、オペアンプＥからは低域周波数成分が増
幅して出力され１．この信号成分がオペアンプＤに更に
供給される。一方、オペアンプＤには低域周波数成分を
含む検出信号Ｓが抵抗Ｒ１を介して直接的に供給される
。従って、オペアンプＤは検出信号Ｓの低域周波数成分
をオペアンプＥよりの信号成分で相殺し、増幅するので
、その出力端子９からは交流成分のみの検出信号Ｓ′が
出力さ、れる。

以上説明したように、コンデンサＣｉをオペアンプＤ、
Ｅ及びトランジスタＱと共にモノリシック構成にすると
、ＭＲＴＷ子Ｒｍ＋　とトランジスタＱ、　　とを、端
子１０．１０′間での配線ポンディングのみで接続する
ことができる。従って１組立作業が筒屯になる上にＩＣ
内蔵型の小型で安価な再生ヘッドが得られる。

ところで、第３図の実施例におけるオペアンプＥに代え
て、第４図（ａ）に示すＣ−ＭＯＳ型緩衝増幅器４０を
用いるようにしてもよい。即ち。

この緩衝増幅器４０は、入力端子ＩＮにゲートが並列に
接続されているＮチャン木ルＦ　Ｅ　Ｔ　ｎ　＋　及び
ＰチャンネルＦ　Ｅ　Ｔ　ｐ　＋　と、出力端子ＯＵＴ
にソースが共通に接続されているＮチャンネルＦＥＴｎ
ｚ及びＰチャンネルＦ　Ｅ　Ｔ　ｐ　ｚとから成る。

Ｆ　Ｅ　Ｔ　ｎ　Ｉ　のソースはＦ　Ｅ　Ｔ　Ｐ　２の
ゲートに接続されて接地されており、Ｆ　Ｅ　Ｔ　ｎ　
ｚのベースどＦＥＴｐ、のソースとは接続されている。

そして、入力端子ＩＮにはＭＯＳコンデンサＣｑが接続
されている。このコンデンサＣＧは、第４図（ｂ）に示
すように、加える電圧ＶＧ　　によって３〜５ｐＦまで
容にが変化する特性を有し、ｖ９を制御することにより
所定の容量に設定することができる。このコンデンサＣ
Ｇは図示しない抵抗と共に積分回路を構成している。

第５図には第２の発明に係る磁気再生装置が示されてお
り、図中、ＡはＭＲ再生ヘッドである。

このＭＲ再再生ラドＡはｎ本のトラックに対応して設け
られているｎ個のＭＲ素子Ｒｍ＋〜Ｒｍ　ｎを有し、こ
れらＭＲ素子の一端側は共通に接続され、接地されてい
る。各ＭＲ素子Ｒｍ＋　〜Ｒｍｎは、前置増幅回路を構
成するトランジスタＱ＋　〜Ｑｎのエミッタに接続され
ている。各トランジスタＱ、〜Ｑｎのコレクタは抵抗Ｒ
Ｃ＋〜Ｒａｎを介して電源＋Ｖに接続され、又増幅部Ｘ
、〜Ｘｎにそれぞれ接続されている。各増幅部Ｘ、〜Ｘ
ｎの出力側には、抵抗Ｒ２／　”　Ｒａｎを介して電子
スイッチＳＷλｔ　”　Ｓ　Ｗ２ｒ（がそれぞれ接続さ
れている。これらの電子スイッチｓ　ｗ２．−　ｓ　ｗ
２．及び抵抗Ｒ２／−Ｒλ、はｎチャンネルのマルチプ
レクサＭＰＸを構成しており、電子スイッチＳ　Ｗ２．
〜５Ｗ２ｎの出力側は共通に接続されてオペアンプＧの
反転入力端子に接続されている。オペアンプＧの出力端
子５０は抵抗ＲＦｆを介して反転入力端子に接続され、
その非反転入力端子は接地されている。

増幅部ＸＩ　（又はｘ２〜Ｘ　ｎ　）は、第６図に示す
ように、サンプリング回路ＳＨを備えている。

このサンプリング回路ＳＨは、トランジスタＱ。

のコレクタに電子スイッチＳＷｔを介して入力が接続さ
れている緩衝増幅器Ｆと、この入力に接続されている入
力コンデンサＣｉｎとを含んでいる。＆ｌ衝増幅器Ｆの
出力側は抵抗Ｒ２を介して他の緩衝増幅器４０の入力に
接続されている。この緩衝増幅器４０は第４図のそれと
同一構成を有し、入力にコンデンサＣ６が接続されてい
る。このコンデンサＣ９と抵抗Ｒ２とは積分回路を形成
している。緩衝増幅器４０の出力側にはオペアンプＤの
非反転入力端子が接続されている。このオペアンプＤの
反転入力端子には抵抗Ｒ１を介して前記緩衝増幅器Ｆの
出力側が接続され、又その出力端子９と反転入力端子と
は抵抗Ｒｆを介して負帰還接続されている。従って、オ
ペアンプＤは利得Ａ　ｖ　＝　−Ｒｆ　／　Ｒ＋　を有
する反転増幅回路を構成することになる。

次に、第２の発明の磁気再生装置の動作を第７図の波形
図を参照して説明する。

トランジスタＱ＋のベース端子１ａに、ｉＲｍ＋Ｖ８Ｅ
の電圧を印加すると、トランジスタＱ、が導通ずるので
、電源子Ｖより抵抗Ｒｃ＋、）ランジスタＱのコレクタ
及びエミッタを介してＭＲ素子Ｒｍ＋　にセンス電流ｉ
が供給される。一方、ＭＲ素子Ｒｍ　＋　はトラ−ツク
のデジタル信号による磁界変化で比抵抗が変化する。従
って、抵抗変化分がΔＲｍ＋　　とすると、トランジス
タＱ１のコレクタ電圧は、略ΔＲｍ＋　　ａ　ｉ　＊　
（Ｒｃ＋　／Ｒｍ＋　）（Ｖ）で交流的に変化し、第７
図（ａ）に示ｆ交流波形となる。

さて、本発明装置では、第７図（ｂ）に示すように、ト
ランジスタＱ、のベース電子１ａに、ｔ１〜ｔ２の周期
内でΔを時間だけパルス状のバイアス電圧を印加する。

従って、トランジスタＱ１はベース電圧が印加されてい
ないときは非導通状態であることから、第７図（Ｃ）に
示すように、コレクタ電圧は＋Ｖに保持されているが、
パルス状のベース電圧が印加されると、コレクタ電圧は
Ｖ　−ｉ　ＲＣ＋　の電圧降下により低下する。一方。

ＭＲ素子Ｒｍ＋はデジタル信号の検出で抵抗が変化する
。よって、第７図（Ｃ）の破線に沿ってコレクタ電圧は
負のパルス状に変化し、これが再生すべさ検出信号ΔＳ
となる。

ところで、検出信号ΔＳを単に増幅器により増幅するだ
けではそのダイナミックレンジを大きくする必要がある
０例えば、トランジスタＱ１への電源電圧＋Ｖが５Ｖ、
そのコレクタ電圧（Ｖ　＋　　−ｉ＊Ｒｃ、）が２．５
Ｖ（７）場合に検出信号ΔＳをそのまま３０ｄＢの電圧
利得で増幅するためには、増４１！Ｗに少なくとも７５
Ｖの電圧を供給しなければならない。

しかるに、本発明装置の増幅部Ｘ＋（及びｘ２〜Ｘ　ｎ
　）は初段にサンプリング回路ＳＨが設けられており、
上記検出信号ΔＳをこのサンプリング回路ＳＨにてサン
プリングし、ホールドするようにしている。従って、増
幅部Ｘ、には電源より低い電圧を供給すればよい、即ち
、電子ス、イッチＳＷ、の制御ゲート端子すにはトラン
ジスタＱ１へのベース電圧（Δｔのパルス電圧）と同期
してΔＬ時間だけ制御電圧が印加される。この場合電子
スイッチＳＷＩはエンハンスメント型ＮチャンネルＭＯ
Ｓトランジスタから構成されているので、当該スイッチ
ＳＷ１のスレッシボルド電圧ｖｔｈをＶｔとすると、制
御ゲート端子すにＶ＋＋Ｖｔ以上の制御電圧を印加する
と導通し、ソース電位（Ｖ’＋　　−１ＲＣ＋　）以下
の電圧で非導通状態となる。従って、電子スイッチＳ　
Ｗ　＋がΔを時間だけ導通ずると、検出信号ΔＳは緩衝
増幅器Ｆに入力され、サンプリング及びホールドされ、
緩衝増幅器Ｆの出力端子より増幅されて出力される。第
７図（ｄ）はその出力波形を示している。

緩衝増幅器Ｆより出力された検出信号ΔＳには、ノイズ
成分が含まれている。即ち、ＭＲ素子Ｒｍ＋　〜Ｒｍ　
ｎの比抵抗値にはバラツキがあり、しかも周囲温度変化
によっても抵抗値が変化し。

温度特性の点でも不安定である。また、トランジスタＱ
１〜Ｑｎのベース・エミッタ電圧は温度等により変動し
、コレクタ抵抗Ｒｃ＋〜Ｒｃｎには抵抗値誤差が存在す
る。°従って、トランジスタＱｉ　（Ｑｚ〜Ｑｎ）のコ
レクタ電圧、即ち、検出信号ΔＳには直流電圧誤差や直
流ドリフト分が含まれている。

さて、第７図（ｄ）で示す検出信号ΔＳは、抵抗Ｒ３を
介してオペアンプＤに供給され、又同時に積分回路を構
成する抵抗Ｒ２及びコンデンサＣｑを介して緩衝増幅器
４０に供給される。従って、検出信号ΔＳは抵抗Ｒ２と
コンデンサｃ６にて積分され、即ち、低域信号成分のみ
が通過し、緩衝増幅器４０により増幅されて出力される
。第７図（ｅ）は増幅して出力された低域信号成分を示
す、この低域信号成分はオペアンプＤに出力される。よ
って、オペアンプＤは検出信号ΔＳの低域信号成分であ
るノイズを相殺し、交流成分のみを増幅して出力する。

これにより第７図（ｆ）に示す検出信号ΔＳ′が得られ
る。

検出信号ΔＳ′は、第５図に示すように、抵抗Ｒ３７を
介してマルチプレクサＭＰＸに供給される。マルチプレ
クサを構成する電子スイッチＳＷλｌは、トランジスタ
Ｑ、へのベース電圧の印加に同期してその制御端子１ｃ
にΔＬ時間だけ選択制御信号が供給され、導通する。従
って、検出信号ΔＳ′はオペアンプＧにより増幅され、
第７図（ｇ）に示すように、再生信号として出力される
。

以下、同様にトランジスタＱ２〜Ｑｎのベース端子２　
ａ　−ｎ　ａにＬ１〜ｔ２時間内に時分割的にΔｔのパ
ルス電圧が印加される。また、マルチプレクサＭＰＸも
それに対応して順次切換制御される。よって、オペアン
プＧからは各トラックのデジタル信号が多重化されて再
生出力される。

このように、Ｑ、〜Ｑｎに時分割的にベース電圧を印加
すると、ＭＲ素子Ｒｍ　、〜Ｒｍｎに常時センス電流ｉ
が流れることはない。また、サンプリング回路ＳＨを用
いているので、増幅部Ｘ、〜Ｘｎには小さな電圧を供給
量るだけでよい。従って、消費電力が少なくて済み、経
済的である。また、チ・ンブコンデンサ等より成るコン
デンサアレーを用いずに、積分回路としてコンデンサＣ
９を増幅部Ｘ、〜Ｘｎ内に集積化したので、配線ポンデ
ィングがその分だけ不要になる。従って、ＩＣ内蔵型の
マルチトラックＭＲ再生ヘッドの組立作業が極めて容易
になる上にその小型化を図ることが可能になる。

（発明の効果） 本発明によれば、集積化可能な回路構成にして配線ポン
ディングを少なくした上に、時分割で動作させるように
したので、小型、低消費電力で、しかも組み立ての容易
な磁気再生装置を提供し得る。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は第１及び第２の発明の構成をそれぞ
れ示す機能ブロック図、第３図は第１の発明に係る実施
例を示すブロック図、第４図（ａ）、（ｂ）は第３図の
実施例の変形例に係る回路図とコンデンサ特性図、第５
図は第２の発明に係る実施例を示すブロック図、第６図
は第５図の一部を詳細に示すブロック図、第７図は第５
図及び第６図の装置の動作を説明するための信号波形図
、第８図はＭＲ再生ヘッドの構造を示す斜視図、第９図
及び第１０図はそれぞれ従来の磁気再生装置の一部を示
すブロック図である。 Ａ・・・ＭＲ再生ヘッド、 Ｃ・・・コンデンサアレー、 Ｑ、−Ｑｎ・・・トランジスタ、 Ｒｍ＋　　〜Ｒｒｎｎ−・ＭＲ素子、 Ｄ、Ｅ、Ｆ、Ｇ・・・オハ：アンプ、 Ｃｉ・・・コンデンサ、 Ｘ嘗〜Ｘｎ・・・増幅部、 ＭＰＸ・・・マルチプレクサ、 Ｓ　Ｗ　１　、　　Ｓ　ＷｚＩ９Ｓ　Ｗ２ｎ　”・電子
スイッチ、Ｓ、ΔＳ′・・・検出信号。 第３図 第４＆、ｌ 第５図 第７ｈ 第８図 第９図 八 第１０図 ＋Ｖ Ａノ Ｌ−−−−Ｊ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、磁気媒体のｎ本のトラックにそれぞれ記録されてい
   るデジタル信号を磁電変換して検出信号を出力するｎ個
   の磁電変換素子と、前記ｎ個の磁電変換素子からの検出
   信号をそれぞれ積分するｎ個の積分回路と、該各積分回
   路からの積分信号をそれぞれ増幅するｎ個の第１の増幅
   器と、該各増幅した積分信号及び対応するそれぞれの検
   出信号の差分を増幅し、出力するｎ個の第２の増幅器と
   を備えることを特徴とする磁気再生装置。 ２、該積分回路は、抵抗器及び小容量のコンデンサから
   成ることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の磁
   気再生装置。 ３、該第１の増幅器は高入力インピーダンス構成を有し
   ていることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の
   磁気再生装置。 ４、該第１の増幅器はＣ−ＭＯＳ緩衝増幅器であること
   を特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の磁気再生装
   置。 ５、該磁気媒体は、磁気テープ若しくは磁気ディスクで
   あることを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載の磁
   気再生装置。 ６、磁気媒体のデジタル信号の記録されているｎ本のト
   ラックに対応して配され、センス電流が供給されるｎ個
   の磁電変換素子と、該各磁電変換素子に前記センス電流
   を時分割的に供給し、各磁電変換素子から得られる検出
   信号を増幅して出力するｎ個の前置増幅器と、該それぞ
   れの増幅検出信号を標本化し、保持するｎ個のサンプリ
   ング回路と、該ｎ個のサンプリング回路からのサンプリ
   ング信号をそれぞれ積分するｎ個の積分回路と、該各積
   分回路からの積分信号をそれぞれ増幅するｎ個の第１の
   増幅器と、該各増幅した積分信号及び対応するそれぞれ
   のサンプリング信号の差分を増幅し出力するｎ個の第２
   の増幅器と、該ｎ個の増幅器からの出力信号を順次選択
   して多重化する切換手段とを備えることを特徴とする磁
   気再生装置。 ７、該積分回路は、抵抗器及び小容量のコンデンサより
   成ることを特徴とする特許請求の範囲第６項に記載の磁
   気再生装置。 ８、該第１の増幅器は高入力インピーダンス構成を有し
   ていることを特徴とする特許請求の範囲第６項に記載の
   磁気再生装置。 ９、該第１の増幅器はＣ−ＭＯＳ緩衝増幅器であること
   を特徴とする特許請求の範囲第６項に記載の磁気再生装
   置。 １０、該磁気媒体は、磁気テープ若しくは磁気ディスク
   であることを特徴とする特許請求の範囲第８項に記載の
   磁気再生装置。