JPS62145405A - 定電圧電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は電源回路に係り、特に直流電流の供給と周波数
信号とを同一電線によって伝送するための定電圧電源回
路に関する。

（従来の技術） 従来から、電話機および電子回路を有するマイクロホン
等では、これらの電話機およびマイクロホンの周波数信
号の授受とこれらを動作させるための直流電流の供給と
を周一電線により行なっており、このような目的の定電
圧電源回路があった。

第４図はこのような目的の従来の定電圧電源回路であり
、同図において、１は定電圧電源回路の入力端子、３は
同出力端子、２．４はそれぞれ入出力側の接地端子、５
は差動入力型のオペアンプ（演算増幅器）、Ｑｌはトラ
ンジスタ、Ｅｉは入力端子１と接地端子２との間に供給
される直流の入力電圧、ＥＳは直流の基準電圧、Ｓはマ
イクロホン等より発生する周波数信号の信号源、Ｒ′は
負荷抵抗である。

入力端子１に入力電圧Ｅｉのプラス側が、接地端子２に
入力電圧Ｅ１のマイナス側が、それぞれ接続されるよう
になっている。上記入力端子１はトランジスタＱ１のコ
レクタに接続され、このトランジスタＱ１のベースはオ
ペアンプ５の出力端子ａに、同エミッタはオペアンプ５
の逆相入力端子すとコイルＬを介して出力端子３とにそ
れぞれ接続されている。

オペアンプ５の正相入力端子Ｃは基準電圧ＥＳのプラス
側に接続され、この基準電圧ＥＳのマイナス側は接地さ
れている。出力端子３と接地端子４との間にはマイクロ
ホン等の信号源Ｓと負荷抵抗Ｒ′とが並列に接続されて
いる。

このような構成の定電圧電源回路は、電圧の制御を入力
端子１，３間に直列に接続したトランジスタＱ１によっ
て行なうもので直列制御型と呼ばれており、その動作は
一般に周知の如く下記の通りである。

オペアンプ５は逆相入力端子すに供給されるトランジス
タＱ１のエミッタの電圧と、正相入力端子Ｃに供給され
る基準電圧ＥＳとの電圧差を比較し、その電圧差に対応
して出力端子ａに得られる直流電圧をトランジスタＱ１
のベースに供給してトランジスタＱ！に帰還を掛けてト
ランジスタＱ１のエミッタの出力電圧を一定にしている
。

一般に、定電ｆＪｆ、電源回路の電圧の変動を小さくす
るには、この回路の出力インピーダンスを小さくする必
要があり、この値は数１０７７１Ωに設定する場合が多
い。第４図の定電圧電源回路の接地端子４と逆相入力端
子すと間の出力インピーダンスｚ１は数１０ＴｒＬΩ程
度に設定されており、この出力インピーダンスｚ１の周
波数特性を第５図に図示した。同図からも明らかなよう
に、周波数が１０ＫＩ−１ｚ〜１００Ｋｆ−１ｚの周波
数から出力インピーダンスＺ１が６　ｄＢｌｏｃｔで、
Ｆ胃しているが、これは、トランジスタＱ１おにびオペ
アンプ５の周波数特性によって帰還量が減少する為であ
る。

一方、信号源Ｓの発生する周波数信号の周波数帯域では
、出力端子３と接地端子４との間の出力インピーダンス
Ｚ２は大ぎい方が上記周波数信号の損失が少なく望まし
い。例えば、信号源Ｓが電話系であれば、その使用周波
数帯域である０、３Ｋ　Ｈｚ〜０．４ＫＨｚの範囲で出
ツノインピーダンスＺ２が大ぎくなるようにコイルＬが
トランジスタＱＩのエミッタと出力端子３との間に直列
にＩＩＩ’ｉ入しである。

この時の出力インピーダンスｚ２の周波数特性を第６図
に示す。同図からも明らかなように、１０ＫＨｚ〜１０
０ＫＨｚからインピーダンス７２が６　ｄＢ１０ｃｔ上
昇しているが、コイルＬの直流抵抗分が付加される為、
直流時においても出力インピーダンスＺ２は数１００と
なっている。

（発明が解決しようとする問題点） このように、直流電流の供給と周波数信号とを同一？１
２線で伝送する為の従来の定電圧電源回路は、周波数信
号に対して出力インピーダンスを大きくするためにコイ
ルが直列に挿入されており、このコイルＬの直流抵抗分
が定電圧電源回路の直流電圧の電圧変動を大きくしてい
る。更にコイルしは、第６図示の特性を得るには０．５
Ｈ〜１Ｈのインダクタンスが必要であり、しかもコイル
しには定電圧電源回路が供給する電流が流れるものであ
り、この値は１Ａ以上が通例である。従ってコイルＬを
構成する磁気コアは非常に大きいものとなるため、コス
ト的に高価で、かつｔｔｔ　ｍも大きくなる等の問題点
があった。

（問題点を解決するための手段） 本発明は上記問題点を解決するために、直流電流の供給
と周波数信号の授受とを共通の出力端子を介して同一電
線により伝送するようにした直列制御型の定電圧電源回
路において、入出力特性が直流から所定の低い周波数ｆ
ｃまでは平坦で、この周波数「Ｃ以上では周波数に逆比
例する特性を右する等生国と、館記出力端子の出力信号
をこの等生国を介して得られた信号と基準電圧とを比較
する比較器と、この比較器の出ツノ信号により制御され
、コレクタが前記出力端子に接続される電圧制御用のト
ランジスタとより構成された定電圧電源回路を提供する
。

（実施例） 第１図は本発明になる定電圧電源回路の一実施例のブロ
ック系統図である。同図において、第４図と同一構成部
品は同一符号を付与し説明する。

Ｑ２はＰＮＰトランジスタ、６は所定の周波数特性を有
する等生国、７は出力端子、８は出力端子７側の接地端
子で、接地端子２とは同一’ｆｆｌ線上にある。Ｚ３は
出力端子７と接地端子８との間の出力インピーダンスで
あり、ＥＯは同端子間の出力電圧である。

トランジスタＱ２のエミッタは入力端子１に、同コレク
タは出力端子７に、同ベースはオペアンプ５の出力端子
ａにそれぞれ接続されている。オペアンプ５の逆相入力
端子すは等生型６の端子ｄに、同正相入力端子Ｃはマイ
ナス側が接地された基準電圧ＥＳに接続されている。等
生型６の端子Ｃは出力端子７に、同端子ｆは接地端子８
にそれぞれ接続されている。

第２図（Ａ＞は等生型６の特性図、同図（Ｂ）は等生型
６の具体例を示す回路図である。第２図（Ｂ）において
、抵抗ＲとコンデンサＣとの直列回路よりなり、抵抗Ｒ
およびコンデンサＣのそれぞれの一端は端子ｄに、抵抗
ＲおよびコンデンサＣの曲端はそれぞれ端子ｅ、端子［
に接続される。

このような構成の等生型６の端子ｅへの定レベルの入力
電圧に対して端子「の周波数対出力特性図は、第２図（
Ａ＞図示の如く、直流から周波数［Ｃまでは平坦で、か
つ入出力比は略１であり、周波数「Ｃ以上での出力は、
周波数に反比例して減少する。即ち、第２図（Ｂ）図示
の回路構成の場合は６　ｄＢ　／　ｏｃｔで減少する。

上記出力はトランジスタＱ２への負帰還量となるもので
第２図（Ａ）の特性図はトランジスタＱ２への周波数対
負帰還量の特性図でもある。

このような構成の本発明の定電圧電源回路の動作を説明
する。まず、信号ＩＳの発生する周波数信号を無祝し、
直流に対しての動作は従来の回路と同様に出力電圧ＥＯ
と基準電圧Ｅｓとの電圧差をオペアンプ５により検出、
増幅してその信号によりトランジスタＱ２を制御し、出
力電圧を制御している。この場合、第２図（Ａ）、（Ｂ
）からも明らかなように、直流電圧に対しては出力端子
７の電圧ＥＯが逆相入力端子すにほとんど減衰せずに供
給されており、トランジスタＱ２に対しては深い帰還が
掛けられており、直流の出力インビンダンスＺ３は数１
０ｍΩと小さい値となっている。従って、この第１図示
の定電圧電源回路は直列制御型の一種であり、ＥＳが基
準電圧、等生型６が検出部、オペアンプ５が比較部およ
び増幅部、トランジスタＱ２が制御部として動作をして
いることになる。

次に、信号源Ｓの発生する周波数信号による動作を説明
する。出力端子７に供給された信号源Ｓよりの周波数信
号は等生型６の端子ｅ、ｄを介してオペアンプ５の逆相
入力端子すに供給され、この供給された信号がトランジ
スタＱ２に負帰還を１卦ける。

この帰還量は第２図（Ａ）からも明らかなように周波数
ｆｃまでは周波数特性は一定であり、ここでは信号源Ｓ
より発生する周波数信号のレベルが略そのまま帰還量と
なる。周波数「Ｃ以上では帰）！量は周波数の増大に反
比例して減少し、最終的には略零となる。

従って、出力インピーダンスｚ３は帰還量に反比例する
ので、周波数対出力インピーダンスｚ３の特性は第３図
示の如くなる。即ち、出力インピーダンスＺ３は、直流
より周波数ｆｃまではトランジスタＱ２への帰還■が大
きいため、数１０ｍΩと小さい値で一定となり、この周
波数ｆｃＣ以上帰還量が周波数と共に減少するので、出
力インビンダンスＺ３は周波数に比例して増大する。こ
の場合、６ｄ３１０Ｃｔの特性となる。更に周波数が増
大すると、帰還量は略零となるので出力インピーダンス
Ｚ３はトランジスタＱ２のコレクタ出力としての値とな
るはずであるが、等生型６の抵抗Ｒの抵抗値がトランジ
スタＱ２のコレクタ出力のインピーダンスより小さいた
め、出力インピーダンスｚ３は抵抗Ｒの抵抗値で一定値
となる。

なお、周波数ｆｃの設定は抵抗Ｒおよびコンデンサ゛Ｃ
を任意選択することにより行なえるが、本実施例では周
波数ｆｃは数（」２．抵抗Ｒは１０にΩとした。

更に、！・ランジスタＱ２の替りにＮＰＮトランジスタ
またはＦＥＴを用いても、同様の作用効果がｌｑられる
のは言うまでもない。

ここで、トランジスタＱ２はコレクタ出力型として用い
ており、一般にコレクタ出力型は出力インピーダンスが
大きくなり、高周波数において帰還を深く掛けると発振
等が生じ不安定な状態となり易い。しかし本発明の定電
圧電源回路では直流では深い帰還を掛けて出力インピー
ダンスを低くしており、高周波数においては帰３！ｉ！
ｆｆｌが略零であるため、出力インピーダンスは大きく
、発振等も生じない安定した回路構成となっている。

（発明の効果） 本発明によれば、直流に対しては定電圧電源回路として
必要な充分に低い出力インピーダンスを得られるため、
負荷変動に対して電圧変動を低くおさえることが出来、
周波数信号に対しては高い出力インピーダンスを１ｑら
れるため周波数信号の損失が少なく、その回路構成も簡
単であり、コストおよび体積１重ａ、を削減した定電圧
電源回路が得られる特長を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明になる定電圧電源回路の一実施例のブロ
ック系統図、第２図（Ａ）は第１図の等生国の特性図、
同図（［３）は同等化器の具体例を示す回路図、第３図
は第１図の出力インピーダンスｚ３の特性図、第４図は
従来の定電圧電源回路のブロック系統図、第５図は第４
図の出力インピーダンスｚ１の特性図、第６図は第４図
の出力インピーダンスＺ２の特性図である。 １・・・入力端子、５・・・オペアンプ（比較器・増幅
器）、６・・・等生国、７・・・出力端子、ＥＳ・・・
基準電圧、Ｑ２・・・トランジスタ、Ｓ・・・信号源。 ＊’ｌｌＵ ル　３１ 才ちｎ ？　６　目

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流電流の供給と周波数信号の授受とを共通の出力端子
   を介して同一電線により伝送するようにした直列制御型
   の定電圧電源回路において、入出力特性が直流から所定
   の低い周波数ｆｃまでは平坦で、この周波数ｆｃ以上で
   は周波数に逆比例する特性を有する等化器と、前記出力
   端子の出力信号をこの等化器を介して得られた信号と基
   準電圧とを比較する比較器と、この比較器の出力信号に
   より制御され、コレクタが前記出力端子に接続される電
   圧制御用のトランジスタとより構成された定電圧電源回
   路。