JPS6212598B2 - - Google Patents
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- JPS6212598B2 JPS6212598B2 JP55147926A JP14792680A JPS6212598B2 JP S6212598 B2 JPS6212598 B2 JP S6212598B2 JP 55147926 A JP55147926 A JP 55147926A JP 14792680 A JP14792680 A JP 14792680A JP S6212598 B2 JPS6212598 B2 JP S6212598B2
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- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
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- G11C11/40—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using electric elements using semiconductor devices using transistors
- G11C11/401—Digital stores characterised by the use of particular electric or magnetic storage elements; Storage elements therefor using electric elements using semiconductor devices using transistors forming cells needing refreshing or charge regeneration, i.e. dynamic cells
- G11C11/4063—Auxiliary circuits, e.g. for addressing, decoding, driving, writing, sensing or timing
- G11C11/407—Auxiliary circuits, e.g. for addressing, decoding, driving, writing, sensing or timing for memory cells of the field-effect type
- G11C11/409—Read-write [R-W] circuits
- G11C11/4094—Bit-line management or control circuits
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は半導体記憶装置に用いられる能動昇圧
回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to an active booster circuit used in a semiconductor memory device.
近年における集積回路技術の進歩は著しいもの
があり、特に記憶装置の分野で大容量のLSI(大
規模集積回路)が開発されている。それを実現し
てきた背景には幾多の新しい技術的発展があつ
た。具体的には、例えばダイナミツク型の記憶装
置では、1トランジスタ・1キヤパシタメモリセ
ル、フリツプ・フロツプを用いるダイナミツクレ
シオレスアンプ、二層ポリシリコン構造のメモリ
セル等が掲げられる。このダイナミツクレシオレ
スアンプを用いて、例えば64KビツトのRAM
(ランダムアクセスメモリ)を作る上で新しく導
入されたのが能動昇圧回路である。すなわち、ダ
イナミツクレシオレスアンプを用いると、消費電
力を少なくすることができる利点を有している
が、反面感知された情報の論理“1”レベルが低
下するという欠点がある。この低下したレベルを
メモリセルに再書き込みすると、次にメモリから
アクセスされた時に誤動作することがある。この
ため低下した論理“1”レベルを元のレベルに回
復させ、再書き込みレベルを高電位に保証し、か
つ“1”レベル側のデイジツト線のみを昇圧する
ために設けられたのが能動昇圧回路である。 Integrated circuit technology has made remarkable progress in recent years, and large-capacity LSIs (Large-Scale Integrated Circuits) have been developed, particularly in the field of storage devices. Many new technological developments have made this possible. Specifically, examples of dynamic memory devices include one-transistor/one-capacitor memory cells, dynamic ratioless amplifiers using flip-flops, and memory cells with a two-layer polysilicon structure. Using this dynamic ratioless amplifier, for example, 64K bits of RAM can be
An active booster circuit was newly introduced in the production of (random access memory). That is, the use of a dynamic ratioless amplifier has the advantage of reducing power consumption, but has the disadvantage that the logic "1" level of sensed information is reduced. If this reduced level is rewritten into the memory cell, a malfunction may occur the next time the memory is accessed. For this reason, an active booster circuit was provided to restore the dropped logic "1" level to its original level, guarantee a high potential for the rewrite level, and boost only the digit line on the "1" level side. It is.
このような能動昇圧回路を用いたMOSダイナ
ミツクRAMの一組のセル、センス系の従来例を
第1図に示す。図において、フリツプ・フロツプ
を用いてなるダイナミツクレシオレスセンスアン
プ1の両端は、各メモリセル群2,3に接続され
たデイジツト線A,Bが接続されており、これら
デイジツト線A,Bにはそれぞれ能動昇圧回路
4,5が設けられている。上記デイジツト線A,
Bはプリチヤージ信号φpにより動作するMOS
トランジスタQ1,Q2によつて電源Vccの電位Vc
まで第2図eに示すようにプリチヤージされる。
このとき、能動昇圧回路4,5におけるノード
(交接点)C,Dは共にMOSトランジスタQ3,
Q4を通してAc―Vtの電位までプリチヤージされ
る(第2図f)。ここでVtは上記トランジスタ
Q3,Q4の閾値電圧である。 FIG. 1 shows a conventional example of a set of cells and a sense system of a MOS dynamic RAM using such an active booster circuit. In the figure, both ends of a dynamic ratioless sense amplifier 1 using a flip-flop are connected to digit lines A and B connected to each memory cell group 2 and 3. are provided with active booster circuits 4 and 5, respectively. The above digit line A,
B is a MOS operated by precharge signal φp
Transistors Q 1 and Q 2 reduce the potential Vc of the power supply Vcc
It is precharged as shown in FIG. 2e.
At this time, nodes (intersection points) C and D in active booster circuits 4 and 5 are both MOS transistors Q 3 ,
It is precharged to the potential of Ac-Vt through Q 4 (Figure 2 f). Here, Vt is the above transistor
This is the threshold voltage of Q 3 and Q 4 .
次に、メモリセル群2,3からデータがデイジ
ツト線A,Bに読み出され、センスアンプ1の
MOSトランジスタQ7〜Q10がセンスアンプ駆動信
号φSAおよびクロツク信号φOによつて動作す
ると、2本のデイジツト線A,Bのうちいずれか
一方はメモリセル群2,3からのデータによつて
“1”レベルになり、他方が“0”レベルとな
る。今、デイジツト線Aが“1”レベルでデイジ
ツト線Bが“0”レベルになつたとする。する
と、第2図eに示すようにデイジツト線Bの電位
は0Vになり、ノードDの電位も第2図fに示す
ように0Vの電位まで放電される。一方、デイジ
ツト線Aの電位は第2図fに示すようにセンス時
に少し放電されてVc電位より少し低下する。こ
こで、第2図dに示す昇圧クロツク信号φが
“1”レベルになると、前記トランジスタQ3がカ
ツトオフ状態であるので、ノードCはキヤパシタ
C1の容量カツプリングでブートストラツプされ
てその電位は第2図fに示すように電位Vcより
ずつと高い電位となる。他方、ノードDは、前記
トランジスタQ4が導通状態であるので0Vに保持
される(第2図f)。このようにしてMOSトラン
ジスタQ6はオフ、MOSトランジスタQ5は3極管
動作のオン状態となつてデイジツト線Aの少し低
下した電位を電源電位Vcに回復させる(第2図
e)。この後、上記デイジツト線A,Bのレベル
は、図示しないカラムデコーダの出力で制御され
るI/O(入力/出力)ゲートを介して読み出さ
れる。 Next, data is read out from memory cell groups 2 and 3 to digit lines A and B, and sense amplifier 1
When the MOS transistors Q 7 to Q 10 are operated by the sense amplifier drive signal φSA and the clock signal φO, one of the two digit lines A and B becomes “” by the data from the memory cell groups 2 and 3. 1” level, and the other becomes “0” level. Now, assume that digit line A is at the "1" level and digit line B is at the "0" level. Then, the potential of the digit line B becomes 0V as shown in FIG. 2e, and the potential of the node D is also discharged to the potential of 0V as shown in FIG. 2f. On the other hand, the potential of the digit line A is slightly discharged during sensing, as shown in FIG. 2f, and becomes slightly lower than the Vc potential. Here, when the boost clock signal φ shown in FIG. 2d goes to the "1" level, the transistor Q3 is in the cut-off state, so the node C is connected to the capacitor.
It is bootstrapped by the capacitive coupling of C1 , and its potential gradually becomes higher than the potential Vc, as shown in FIG. 2f. On the other hand, node D is held at 0V since said transistor Q4 is conducting (FIG. 2f). In this way, the MOS transistor Q6 is turned off and the MOS transistor Q5 is turned on for triode operation, thereby restoring the slightly lowered potential of the digit line A to the power supply potential Vc (FIG. 2e). Thereafter, the levels of the digit lines A and B are read out through an I/O (input/output) gate controlled by the output of a column decoder (not shown).
ところが、センス後にデイジツト線Aの電位が
第2図gに示すように相当低下する場合、つまり
トランジスタQ3の閾値電圧Vtに相当する分以上
下がつた場合、トランジスタQ3はカツトオフ状
態ではなくなる。そこで、キヤパシタC1でブー
トストラツプしても、電荷はトランジスタQ3を
通じてすべてデイジツト線Aに逃げてしまう。こ
のため、ノードCは第2図hに示すように電源電
圧Vcより低い電位のままであり、トランジスタ
Q5はカツトオフ状態になつてしまい、デイジツ
ト線Aの電位レベルは第2図gに示すように回復
されないことになる。実際には、デイジツト線A
は、集積回路基板とのカツプリングやノイズ等の
影響によつて電源電位Vc=5Vの場合で約1.5V近
く低下する。このような状況では、能動昇圧回路
4,5は実際的には役立つていないことが多い。
そこで、このような能動昇圧回路4,5を用いて
いると、メモリセル2,3からデイジツト線A,
Bに読み出されたデータを再書き込みする際に誤
動作をし、システムエラーの原因となる。 However, if the potential of the digit line A drops considerably after sensing as shown in FIG. 2g, that is, if it drops by more than an amount corresponding to the threshold voltage Vt of the transistor Q3 , the transistor Q3 will no longer be in the cut-off state. Therefore, even if the capacitor C1 is used for bootstrapping, all the charges will escape to the digit line A through the transistor Q3 . Therefore, the node C remains at a potential lower than the power supply voltage Vc as shown in Fig. 2h, and the transistor
Q5 will be cut off and the potential level of digit line A will not be restored as shown in FIG. 2g. Actually, digit line A
decreases by approximately 1.5V when the power supply potential Vc = 5V due to coupling with the integrated circuit board, noise, etc. In such situations, active boost circuits 4, 5 are often of no practical use.
Therefore, when such active booster circuits 4 and 5 are used, the digit lines A,
A malfunction occurs when rewriting the data read to B, causing a system error.
本発明は上記の事情に鑑みてなされたもので、
ダイナミツクRAMに用いられる能動昇圧回路を
互いに異なる閾値電圧を有するMOSトランジス
タで構成することによつて、有効な昇圧動作を行
ない得る能動昇圧回路を提供することを目的とす
る。 The present invention was made in view of the above circumstances, and
An object of the present invention is to provide an active booster circuit that can perform an effective boosting operation by configuring the active booster circuit used in a dynamic RAM with MOS transistors having different threshold voltages.
以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明
する。第3図はNチヤンネルMOSダイナミツク
RAMに本回路を適用したメモリ周辺回路の一
部、すなわち多数行のうちの一行分のセル、セン
ス系であつて、デイジツト線A,Bに接続される
複数のメモリセルおよび1個のダミーセルを有す
るメモリセル群2,3が接続された状態を示す。
図中点線で示す線は他の行のメモリセルおよびセ
ンス系にも接続されている事を示している。本発
明の能動昇圧回路11,12も、前述したように
メモリセル2,3とこのメモリセル2,3からの
読出情報を感知するダイナミツクレシオレスセン
スアンプ10とを接続するデイジツト線A,Bに
接続されている。このデイジツト線A,Bには図
示しないカラムデコーダの出力信号により制御さ
れる入出力用トランジスタQ21,Q22の一端が接
続されており、これらのトランジスタQ21,Q22
の他端から信号の入力あるいは出力(I/O,
/O信号)が行なわれる。上記センスアンプ1
0は2個のMOSトランジスタQ7,Q8によるフリ
ツプ・フロツプを用いて構成されており、このフ
リツプフロツプはセンスアンプ駆動信号φSAに
より動作する。このフリツプ・フロツプの両端は
ゲートに入力されるクロツク信号φoにより三極
管動作状態になるゲートトランジスタQ9,Q10を
介して前記デイジツト線A,Bに接続されてい
る。 Hereinafter, one embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. Figure 3 shows N-channel MOS dynamics.
A part of the memory peripheral circuit in which this circuit is applied to RAM, that is, one row of cells out of many rows, a sense system, and multiple memory cells connected to digit lines A and B and one dummy cell. This shows a state in which memory cell groups 2 and 3 having memory cells 2 and 3 are connected.
The dotted lines in the figure indicate that they are also connected to memory cells and sense systems in other rows. The active booster circuits 11 and 12 of the present invention also have digit lines A and B connecting the memory cells 2 and 3 and the dynamic ratioless sense amplifier 10 that senses the read information from the memory cells 2 and 3, as described above. It is connected to the. Connected to these digit lines A and B are one ends of input/output transistors Q 21 and Q 22 that are controlled by an output signal from a column decoder (not shown), and these transistors Q 21 and Q 22
Signal input or output (I/O,
/O signal) is performed. Sense amplifier 1 above
0 is constructed using a flip-flop made up of two MOS transistors Q 7 and Q 8 , and this flip-flop is operated by a sense amplifier drive signal φSA. Both ends of this flip-flop are connected to the digit lines A and B via gate transistors Q 9 and Q 10 which are put into a triode operating state by a clock signal φo input to the gates.
また前記能動昇圧回路11,12は、ゲートに
入力されるプリチヤージ信号φpにより動作し、
デイジツト線A,Bを所定レベルにプリチヤージ
するためのプリチヤージ用のMOSトランジスタ
Q11,Q12を有し、該トランジスタのそれぞれソ
ースは前記デイジツト線A,Bに接続され、ドレ
インはクロツク信号φ1により動作するMOSト
ランジスタQ13を介して電源Vccに接続されてい
る。上記したトランジスタQ11〜Q13は通常のエ
ンハンスメントモードのMOSトランジスタで構
成されており、その閾値電圧をVTOで表わす。ま
た前記能動昇圧回路11,12は、ドレインが電
源Vccに接続され、ソースが前記デイジツト線
A,Bに接続され、ゲートがブートストラツプ用
のキヤパシタC1,C2を介して昇圧クロツク信号
φ入力端に接続される低閾値電圧VT1(但しVTO
≧VT1>0)のMOSトランジスタQ14,Q15と、
ドレインが上記キヤパシタC1,C2を介してクロ
ツク信号φ入力端に接続され、ソースが前記デイ
ジツト線A,Bに接続され、ゲートが前記トラン
ジスタQ13を介して電源Vccに接続される高閾値
電圧のVT2(但しVT2>VTO)のMOSトランジス
タQ16,Q17を有している。ここで、トランジス
タQ16とキヤパシタC1の接点をノードC、トラン
ジスタQ17とキヤパシタC2の接点をノードD、ト
ランジスタQ13とトランジスタQ11,Q12との接続
点をノードEで表わす。なお、前記クロツク信号
φ,φ1,φ0、プリチヤージ信号φpおよびセ
ンスアンプ駆動信号φSAは、このメモリチツプ
内に設けられたクロツク発生器(図示せず)から
導びかれる。また、本実施例の能動昇圧回路1
1,12では、トランジスタQ14,Q15の閾値電
圧VT1は0.3V、トランジスタQ16,Q17の閾値電圧
VT2は1.0V、その他のトランジスタQ11〜Q13の閾
値電圧VT0は0.7Vとしている。さらに電源Vccの
電位Vcを5Vとしている。 Further, the active booster circuits 11 and 12 are operated by a precharge signal φp input to their gates,
MOS transistor for precharging to precharge digit lines A and B to a predetermined level
The transistors have transistors Q 11 and Q 12 whose sources are connected to the digital lines A and B, respectively, and whose drains are connected to the power supply Vcc via a MOS transistor Q 13 operated by a clock signal φ1 . The transistors Q 11 to Q 13 described above are constituted by ordinary enhancement mode MOS transistors, and the threshold voltage thereof is expressed as V TO . The active booster circuits 11 and 12 have their drains connected to the power supply Vcc, their sources connected to the digit lines A and B, and their gates connected to the boost clock signal φ via bootstrap capacitors C 1 and C 2 . The low threshold voltage V T1 (where V TO
≧V T1 >0) MOS transistors Q 14 and Q 15 ,
A high threshold voltage whose drain is connected to the clock signal φ input terminal via the capacitors C 1 and C 2 , whose source is connected to the digit lines A and B, and whose gate is connected to the power supply Vcc via the transistor Q 13 . It has MOS transistors Q 16 and Q 17 with a voltage of V T2 (where V T2 >V TO ). Here, a node C represents a contact point between the transistor Q 16 and the capacitor C 1 , a node D represents a contact point between the transistor Q 17 and the capacitor C 2 , and a node E represents a connection point between the transistor Q 13 and the transistors Q 11 and Q 12 . Note that the clock signals φ, φ 1 , φ 0 , precharge signal φp and sense amplifier drive signal φSA are derived from a clock generator (not shown) provided within this memory chip. In addition, the active booster circuit 1 of this embodiment
1 and 12, the threshold voltage V T1 of the transistors Q 14 and Q 15 is 0.3V, the threshold voltage V T2 of the transistors Q 16 and Q 17 is 1.0 V, and the threshold voltage V T0 of the other transistors Q 11 to Q 13 is 0.7. It is set as V. Furthermore, the potential Vc of the power supply Vcc is set to 5V.
次に、上記回路における動作を第4図のタイム
チヤートを参照して説明する。メモリセル群2,
3に対するリード・ライト動作時には、前述した
ようにまずデイジツト線A,Bを所定レベルにプ
リチヤージする必要がある。プリチヤージサイク
ルにおいて、クロツク発生器でプリチヤージ信号
φpは電源Vccより高い電位約7Vに引き上げら
れ、この信号φpによつてトランジスタQ11,
Q12は導通し、デイジツト線A,Bはプリチヤー
ジされる。この時、クロツク信号φ1も信号φp
と同様に約7Vの電位に引き上げられているの
で、トランジスタQ13は三極管動作し、ノードE
は電源Vcc電位となり、したがつてデイジツト線
A,Bは電源電位Vcまでプリチヤージされる事
になる。また、クロツク信号φ0も昇圧され、約
7Vの電位となつて、トランジスタQ9,Q10を三極
管動作状態にしている。このプリチヤージサイク
ルにあつては、ノードC,Dはデイジツト線A,
B側からオン状態となるトランジスタQ16,Q17
を通じてプリチヤージされる。その電位は電源電
圧5VからこれらのトランジスタQ16,Q17の閾値
電位分1.0V降下した約4Vの電位である。こうし
てキヤパシタC1,C2は約4Vにプリチヤージされ
ることになる。この時、トランジスタQ14,Q15
はカツトオフ状態にあり、信号φSAもプリチヤ
ージレベルに設定されている。 Next, the operation of the above circuit will be explained with reference to the time chart of FIG. memory cell group 2,
When performing a read/write operation for digit number 3, it is first necessary to precharge digit lines A and B to a predetermined level as described above. In the precharge cycle, the clock generator pulls the precharge signal φp to a potential of about 7V higher than the power supply Vcc, and this signal φp causes the transistors Q 11 ,
Q12 becomes conductive and digit lines A and B are precharged. At this time, the clock signal φ1 is also the signal φp.
Similarly, since the potential is raised to about 7V, transistor Q13 operates as a triode, and node E
becomes the power supply potential Vcc, so the digit lines A and B are precharged to the power supply potential Vc. In addition, the clock signal φ0 is also boosted and approximately
The potential is 7V, and the transistors Q 9 and Q 10 are in a triode operating state. In this precharge cycle, nodes C and D connect digit lines A,
Transistors Q 16 and Q 17 turn on from the B side
Pre-charged through. The potential is about 4 V, which is 1.0 V lower than the power supply voltage of 5 V by the threshold potential of these transistors Q 16 and Q 17 . In this way, capacitors C 1 and C 2 are precharged to about 4V. At this time, transistors Q 14 and Q 15
is in the cut-off state, and the signal φSA is also set to the precharge level.
次に、チツプ・イネーブル信号等によりアクテ
イブ・サイクルに入ると、選択されたメモリセル
2,3の一方とダミーセルからデータと基準信号
がデイジツト線A,Bに読み出され、センスアン
プ10が動作する。すなわちまず、クロツク信号
φ1が昇圧レベルの約7Vから電源電位Vc(5V)
レベルに下がり、これによりトランジスタQ13は
一応カツトオフ状態となる。次に、プリチヤージ
信号φpが0Vに下がり、トランジスタQ11,Q12
はオフとなるのでノードEとデイジツト線A,B
とは切り離される。この時、ノードEの電位は、
トランジスタQ11とQ12のゲート,ドレイン間容
量によるカツプリングにより電源Vccのレベルか
ら低下し、トランジスタQ13の閾値電圧分低下し
た所で止まる(クランプされる)。従つて、ノー
ドEの電位は、電源電位の5Vからトランジスタ
Q13の閾値電圧(0.7V)分下がつた4.3V位にな
る。次いで、メモリセル2,3の一方とダミーセ
ル(図示せず)の読み出し線が7V位になつて、
デイジツト線A,Bに記憶データと基準信号とを
出力する。これらの情報信号はオン状態にあるト
ランジスタQ9,Q10を通じてセンスアンプ10の
フリツプ・フロツプ6の両端子に伝達される。そ
の後、ただちにセンスアンプ駆動信号φSAがゆ
つくりとしたカーブを描きながら0Vになるの
で、センスアンプ10はデイジツト線A,B上に
現われた情報の微小信号を感知し増幅する。この
ようにして、デイジツト線A,Bは高電位の
“1”レベル、あるいは低電位(0V)の“0”レ
ベルとなる。この“1”レベルは前述したように
プリチヤージレベル(5V)から3.5V位まで低下
する。 Next, when an active cycle is entered by a chip enable signal or the like, data and reference signals are read out from one of the selected memory cells 2 and 3 and the dummy cell to the digit lines A and B, and the sense amplifier 10 operates. . That is, first, the clock signal φ1 changes from the boosted level of approximately 7V to the power supply potential Vc (5V).
As a result, the transistor Q13 is temporarily cut off. Next, the precharge signal φp drops to 0V, and the transistors Q 11 and Q 12
is off, so node E and digit lines A and B
be separated from. At this time, the potential of node E is
Due to the coupling between the gate and drain capacitance of transistors Q 11 and Q 12 , the voltage drops from the power supply Vcc level, and stops (clamped) when it drops by the threshold voltage of transistor Q 13 . Therefore, the potential of node E changes from the power supply potential of 5V to
The threshold voltage of Q13 (0.7V) has decreased to about 4.3V. Next, the readout line of one of memory cells 2 and 3 and the dummy cell (not shown) becomes about 7V,
The stored data and reference signal are output to digit lines A and B. These information signals are transmitted to both terminals of the flip-flop 6 of the sense amplifier 10 through transistors Q 9 and Q 10 which are in an on state. Immediately thereafter, the sense amplifier drive signal φSA becomes 0V while drawing a slow curve, so the sense amplifier 10 senses and amplifies the minute signals of information appearing on the digit lines A and B. In this way, the digit lines A and B become the high potential "1" level or the low potential (0V) "0" level. As described above, this "1" level drops from the precharge level (5V) to about 3.5V.
今、上記のようなセンス動作によつて、仮にデ
イジツト線Bが“0”レベルに、デイジツト線A
が“1”レベルにそれぞれなつたとする。すると
トランジスタQ17がオン状態になり、ノードDは
放電され、0Vになる。このノードDの0Vの低下
によつてトランジスタQ15はオフ状態を維持す
る。ノードEは、上記ノードDの放電等によつて
トランジスタQ17のカツプリングでさらに低下す
る。クロツク信号φ1のレベルが電源電位5Vで
あるので、ノードEの電位はトランジスタQ13の
閾値電圧分(0.7V)下がつた電位4.3Vに固定さ
れる。このような状況においても、トランジスタ
Q16はそのドレインが4V、ゲートが4.3V、ソース
が3.5Vとなつてカツトオフ状態にある。従つ
て、ノードCの電荷がこのトランジスタQ16を通
じてデイジツト線Aに抜ける事はない。 Now, as a result of the sensing operation described above, if digit line B goes to the "0" level and digit line A goes to
Suppose that each reaches the "1" level. Then, transistor Q17 turns on, and node D is discharged to 0V. This drop in node D to 0V causes transistor Q15 to remain off. Node E further decreases due to the coupling of transistor Q17 due to the discharge of node D, etc. Since the level of the clock signal φ1 is the power supply potential of 5V, the potential of the node E is fixed at a potential of 4.3V, which is lowered by the threshold voltage of the transistor Q13 (0.7V). Even in this situation, the transistor
Q16 is in a cut-off state with its drain at 4V, gate at 4.3V, and source at 3.5V. Therefore, the charge at node C will not leak to digit line A through transistor Q16 .
次に、昇圧クロツク信号φが“1”レベルにな
ると、キヤパシタC1によつてノードCはブート
ストラツブされる。したがつて、昇圧クロツク信
号φの“1”レベルが5Vであるとすると、ノー
ドCの電位は約7V位になる。これによりトラン
ジスタQ14はオン状態となり、前述したように約
3.5Vになつているデイジツト線Aの電位レベル
を約5Vの電源レベルにまで回復させる。この場
合、このトランジスタQ14(能動昇圧回路12に
おいてはQ15)の閾値電圧は通常のトランジスタ
Q11,Q12のそれよりも低くしているので、トラ
ンジスタQ14,Q15のコンダクタンスを大きくと
ることができ、それだけ速く確実にデイジツト線
A,Bの電位を電源電位5Vに引き上げることが
できる。そして、このデイジツト線A,Bに現れ
た情報はトランジスタQ21,Q22を介して読み出
される一方、メモリ・セル2,3にはこのデイジ
ツト線A,Bの5Vの電位が情報として再書き込
みされる。 Next, when the boost clock signal φ goes to the "1" level, the node C is bootstrapped by the capacitor C1 . Therefore, if the "1" level of boosted clock signal φ is 5V, the potential of node C will be about 7V. This turns transistor Q14 on, and as mentioned above, approximately
The potential level of digit line A, which is at 3.5V, is restored to the power level of approximately 5V. In this case, the threshold voltage of this transistor Q 14 (Q 15 in the active booster circuit 12) is that of a normal transistor.
Since it is lower than that of Q 11 and Q 12 , the conductance of transistors Q 14 and Q 15 can be increased, and the potential of digit lines A and B can be raised to the power supply potential of 5V more quickly and reliably. . The information appearing on the digit lines A and B is read out via the transistors Q 21 and Q 22 , while the 5V potential of the digit lines A and B is rewritten as information in the memory cells 2 and 3. Ru.
上述した能動昇圧回路によれば、互いに異なる
閾値電圧を有するトランジスタで構成するように
しているので、メモリセル2,3への再書き込み
電位を従来と比べて確実に速く電源電位にまで回
復することができる。特にダイナミツク型レシオ
レスセンスアンプの場合、メモリセル2,3から
の信号の大小により“1”レベルの高さが変化
し、信号が小さい程“1”の電位レベルは下が
る。従つて、本発明の能動昇圧回路を使用すれ
ば、センスアンプはより低い“1”レベルの電位
をとることができるので、従来より小さい信号で
も安定に感知することができる。したがつて、そ
れだけ高感度のセンス回路になり、製品の信頼性
を高め、動作マージンの改善に役立ち、歩留りを
改善できる。また、より小さな信号でも安定に感
知できるので、その分メモリセルを小さくするこ
とができ、チツプサイズを縮小し得るので製品コ
ストの低減および歩留りの向上に寄与する。 According to the active booster circuit described above, since it is configured with transistors having mutually different threshold voltages, it is possible to reliably restore the rewrite potential to the memory cells 2 and 3 to the power supply potential faster than in the past. I can do it. Particularly in the case of a dynamic ratioless sense amplifier, the height of the "1" level changes depending on the magnitude of the signals from the memory cells 2 and 3, and the smaller the signal, the lower the potential level of the "1". Therefore, if the active booster circuit of the present invention is used, the sense amplifier can take a lower "1" level potential, so it can stably sense even a smaller signal than before. Therefore, the sense circuit becomes highly sensitive, which increases the reliability of the product, helps improve the operating margin, and improves the yield. Furthermore, since even smaller signals can be sensed stably, the memory cell can be made smaller accordingly, and the chip size can be reduced, contributing to lower product costs and improved yields.
また、メモリセル2,3への再書き込み電位が
確実に電源電圧になるので、メモリセル2,3内
の“0”と“1”との論理振幅レベルが電源電圧
と同じになる。これによりダミーセルによる基準
電位の設計が容易になり、製品の信頼性向上に寄
与する。さらに、論理“1”側のデイジツト線
は、トランジスタQ14,Q15を介して電源Vccに接
続されているため、デイジツト線はアクテイブサ
イクルでのセンス動作終了後も浮遊状態になるこ
とがなく、基板電位(バツクバイアス)変動や
種々のノイズに対して強くなり、製品の信頼性が
著しく向上する。 Furthermore, since the potential rewritten to the memory cells 2 and 3 is reliably the power supply voltage, the logic amplitude level of "0" and "1" in the memory cells 2 and 3 becomes the same as the power supply voltage. This facilitates the design of reference potentials using dummy cells, contributing to improved product reliability. Furthermore, since the digit line on the logic "1" side is connected to the power supply Vcc via the transistors Q 14 and Q 15 , the digit line does not become floating even after the sensing operation in the active cycle is completed. It becomes resistant to fluctuations in substrate potential (back bias) and various types of noise, significantly improving product reliability.
本発明においては、能動昇圧回路を構成する
個々のトランジスタの閾値電圧を調整し最適化す
ることが重要な特徴となつている。この閾値電圧
の調整には、ゲート酸化膜下のシリコン基板の不
純物濃度をイオンインプランテーシヨンによつて
変えて行なう方法が一般的である。この場合、製
造工程では1つのチツプ内にあるMOSトランジ
スタの閾値電圧の種類分のICマスクが必要であ
る。このため、蒸着回数が増加するとともにイオ
ンインプランテーシヨン回数も増加し、製造コス
トが上昇するという不都合が生ずる。そこで本発
明では、能動昇圧回路のMOSトランジスタに
MOSトランジスタの二次元効果を導入すること
により上記した不都合を解消している。すなわ
ち、本回路の低閾値電圧トランジスタQ14,Q15
にはシヨートチヤンネルMOSトランジスタを用
い、高閾値電圧トランジスタQ16,Q17にはナロ
ウチヤンネルMOSトランジスタを用いている。
例えば、通常のMOSトランジスタの閾値電圧を
0.7Vとするために、そのチヤンネル長をたとえ
ば3μ、チヤンネル幅をたとえば10μ以上にする
ものとする。そこで閾値電圧のトランジスタ
Q14,Q15は、チヤンネル長を2μにすると、閾
値電圧が約0.3〜0.4Vになる。また高閾値電圧の
トランジスタQ16,Q17は、チヤンネル幅を3μ
にすると、閾値電圧が1.0〜1.2V位になる。この
ような二次元効果を利用すれば、チヤンネルへの
イオンインプランテーシヨンを1回にでき、製造
工程の簡略化、製造コストの低減に効果がある。 An important feature of the present invention is to adjust and optimize the threshold voltages of the individual transistors constituting the active booster circuit. This threshold voltage is generally adjusted by changing the impurity concentration of the silicon substrate under the gate oxide film by ion implantation. In this case, the manufacturing process requires IC masks for the different threshold voltages of MOS transistors in one chip. For this reason, as the number of vapor depositions increases, the number of ion implantations also increases, resulting in an inconvenience that the manufacturing cost increases. Therefore, in the present invention, the MOS transistor of the active booster circuit is
The above-mentioned disadvantages are solved by introducing the two-dimensional effect of MOS transistors. That is, the low threshold voltage transistors Q 14 , Q 15 of this circuit
Short channel MOS transistors are used for , and narrow channel MOS transistors are used for high threshold voltage transistors Q 16 and Q 17 .
For example, the threshold voltage of a normal MOS transistor is
In order to obtain 0.7V, the channel length is, for example, 3μ, and the channel width is, for example, 10μ or more. So the threshold voltage of the transistor
Q 14 and Q 15 have threshold voltages of about 0.3 to 0.4 V when the channel length is 2 μ. In addition, the high threshold voltage transistors Q 16 and Q 17 have a channel width of 3μ.
, the threshold voltage will be around 1.0 to 1.2V. By utilizing such a two-dimensional effect, ion implantation into the channel can be performed only once, which is effective in simplifying the manufacturing process and reducing manufacturing costs.
なお、本発明は上記実施例に限らず、高速スタ
テイツクRAMの信号線やCPUバスラインにも適
用可能である。 Note that the present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, but can also be applied to high-speed static RAM signal lines and CPU bus lines.
以上説明したように本発明によれば、ダイナミ
ツクRAM等に用いられる能動回路を異なる閾値
電圧を有するMOSトランジスタで構成すること
によつて、有効に昇圧動作し、信頼性が向上する
能動昇圧回路を提供できる。 As explained above, according to the present invention, by configuring an active circuit used in a dynamic RAM or the like with MOS transistors having different threshold voltages, an active booster circuit that effectively boosts voltage and improves reliability can be created. Can be provided.
第1図は従来の能動昇圧回路を用いたメモリ周
辺回路の回路構成図、第2図は第1図の回路の動
作を説明するためのタイムチヤート、第3図は本
発明の能動昇圧回路を用いたメモリ周辺回路の回
路構成図、第4図は第3図の回路の動作を説明す
るためのタイムチヤートである。
10…ダイナミツクレシオレス・センスアン
プ、2,3…メモリセル、11,12…能動昇圧
回路、Q11〜Q13…通常のMOSトランジスタ、
Q14,Q15…低閾値電圧MOSトランジスタ、Q16,
Q17…高閾値電圧MOSトランジスタ、A,B…デ
イジツト線、C,D,E…ノード、C1,C2…キ
ヤパシタ、φ…昇圧クロツク信号、φp…プリチ
ヤージ信号、φ0,φ1…クロツク信号。
Figure 1 is a circuit configuration diagram of a memory peripheral circuit using a conventional active booster circuit, Figure 2 is a time chart for explaining the operation of the circuit in Figure 1, and Figure 3 is a circuit diagram of a memory peripheral circuit using a conventional active booster circuit. FIG. 4 is a circuit configuration diagram of the memory peripheral circuit used, and is a time chart for explaining the operation of the circuit of FIG. 3. 10...Dynamic ratioless sense amplifier, 2, 3...Memory cell, 11, 12...Active booster circuit, Q11 to Q13 ...Ordinary MOS transistor,
Q 14 , Q 15 ...Low threshold voltage MOS transistor, Q 16 ,
Q17 ...High threshold voltage MOS transistor, A, B...digit line, C, D, E...node, C1 , C2 ...capacitor, φ...boost clock signal, φp...precharge signal, φ0 , φ1 ...clock signal.
Claims (1)
が電源に接続される閾値電圧がVT1のエンハンス
メント形の第1のトランジスタと、このトランジ
スタのゲートに第2端子が接続され第1端子が前
記信号線に接続される閾値電圧がVT2のエンハン
スメント形の第2のトランジスタと、前記第1の
トランジスタのゲートおよび第2のトランジスタ
の第2端子に一端が接続され他端に昇圧クロツク
信号が入力されるブートストラツプ用のキヤパシ
タとを具備し、前記第1のトランジスタの閾値電
圧VT1は、前記第2のトランジスタの閾値電圧V
T2より低い(VT2>VT1)ことを特徴とする能動
昇圧回路。 2 前記第1のトランジスタのチヤンネル長は、
前記第2のトランジスタのチヤンネル長より短い
ことを特徴とする特許請求の範囲第1項記載の能
動昇圧回路。 3 前記信号線は、MOSダイナミツク形RAMに
おける複数のメモリセルおよび1個のダミーセル
とダイナミツクレシオレスセンスアンプとの間の
デイジツト線であることを特徴とする特許請求の
範囲第1項記載の能動昇圧回路。 4 前記第2のトランジスタのゲートと共に第2
端子が電源に接続され第1端子が前記信号線に接
続されゲートにプリチヤージ信号φpが入力され
る閾値電圧がVT0(但しVT2>VT0≧VT1>0)
のエンハンスメント形の第3のトランジスタと、
この第3のトランジスタの第2端子および前記第
2のトランジスタのゲートの接続点と電源との間
に第1端子、第2端子間が挿入接続され、閾値電
圧がVT0であつてゲートにクロツク信号が入力さ
れ、前記信号線および第2のトランジスタの第2
端子のプリチヤージ終了後に上記接続点を電源電
位より低い電位にするエンハンスメント形の第4
のトランジスタとを付加してなることを特徴とす
る特許請求の範囲第1項記載の能動昇圧回路。[Claims] 1. A first enhancement-type transistor with a threshold voltage of V T1 whose first terminal is connected to a predetermined signal line and whose second terminal is connected to a power supply; and a second terminal connected to the gate of this transistor. a second enhancement-type transistor having a threshold voltage V T2 connected to the transistor and having a first terminal connected to the signal line; and one end connected to the gate of the first transistor and the second terminal of the second transistor. and a bootstrap capacitor to which a boost clock signal is input at the other end, and the threshold voltage V T1 of the first transistor is the threshold voltage V T1 of the second transistor.
An active booster circuit characterized in that the voltage is lower than T2 (V T2 >V T1 ). 2 The channel length of the first transistor is:
2. The active booster circuit according to claim 1, wherein the channel length is shorter than the channel length of the second transistor. 3. The active signal line according to claim 1, wherein the signal line is a digit line between a plurality of memory cells and one dummy cell in a MOS dynamic RAM and a dynamic ratioless sense amplifier. Boost circuit. 4 along with the gate of the second transistor.
The threshold voltage at which the terminal is connected to the power supply, the first terminal is connected to the signal line, and the precharge signal φp is input to the gate is V T0 (however, V T2 >V T0 ≧V T1 >0)
a third enhancement type transistor;
The first terminal and the second terminal are inserted and connected between the connection point of the second terminal of the third transistor and the gate of the second transistor and the power supply, and the threshold voltage is V T0 and a clock is applied to the gate. A signal is input to the signal line and the second transistor of the second transistor.
An enhancement-type fourth terminal that sets the connection point to a potential lower than the power supply potential after the precharging of the terminal is completed.
2. The active booster circuit according to claim 1, further comprising a transistor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP55147926A JPS5771581A (en) | 1980-10-22 | 1980-10-22 | Active boosting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP55147926A JPS5771581A (en) | 1980-10-22 | 1980-10-22 | Active boosting circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPS5771581A JPS5771581A (en) | 1982-05-04 |
JPS6212598B2 true JPS6212598B2 (en) | 1987-03-19 |
Family
ID=15441201
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP55147926A Granted JPS5771581A (en) | 1980-10-22 | 1980-10-22 | Active boosting circuit |
Country Status (1)
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JP (1) | JPS5771581A (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS62165787A (en) * | 1986-01-17 | 1987-07-22 | Toshiba Corp | Semiconductor memory device |
Citations (3)
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US4052229A (en) * | 1976-06-25 | 1977-10-04 | Intel Corporation | Process for preparing a substrate for mos devices of different thresholds |
JPS54129841A (en) * | 1978-01-16 | 1979-10-08 | Western Electric Co | Sense refresh detector |
JPS5548894A (en) * | 1978-09-29 | 1980-04-08 | Nec Corp | Memory circuit |
-
1980
- 1980-10-22 JP JP55147926A patent/JPS5771581A/en active Granted
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS54129841A (en) * | 1978-01-16 | 1979-10-08 | Western Electric Co | Sense refresh detector |
JPS5548894A (en) * | 1978-09-29 | 1980-04-08 | Nec Corp | Memory circuit |
Also Published As
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JPS5771581A (en) | 1982-05-04 |
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