JPS60500275A - 信号処理並びに信号合成方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

信号処理並びに信号合成方法及び装置 発明の背景 この発明は複素信号の処理及び合成に係り、更に詳しくは複素信号の各成分を処 理し特定しまた４ｇ　Ｍ成分を特定した複素信号を合成するための新規な方法及 び装置に関する。 各信号成分（よ−次元表示又はそれ以上の表示による離散的な位置によって特定 され、少くとも最初のうちの測定及び発生の一方又は双方から得られまた処理す なわち形成されている複素波形を形成Ｊ−る信号成分を減衰」ることによって得 られる。 複素波形の解析及び合成技術は大変発達しており、極めて多方面に応用されてい る。例えば、離れて配置した１つ又はそれ以上の波源対象によって形成される複 素波形を有する音響信号の解析は良く知られている。同様に、電気信号、地震信 号その他の信号の信号波形の解析は、音声処理、環境分析、生医学的信号解析な どへの応用が知られている。 複素波形を発生させるための同様の装置はミュージックシンセサイザ、音声合成 などの分野で良く知られでいる。 現在知られている盲管システムでは、極く面単な波形から所望の情報を得ること ができ、例えば背景雑音の低い所に置いた一本のスピーカの様な単一音源からで も所望の情報を得ることができる。スピーカの振幅、ダイナミックレンジ、駆動 方法、及び極性の様な）７クタは音声解析装置を複雑なものとしまた解析不能な 挙動を引起す。同様の問題は、人の声以外の音源によって形成される信号の波形 解析にｄ３いても存在する。現存する装置は比較的高価で、また構成が複雑であ り、処理のためのアルゴリズムが複雑であるため、駆動用の入力電力を相当用い る。 現存する複素信号を解析する装置は何らかの形でフーリエ解析、すなわちスペク トル分析によっており、更に一般的には多項関数の最小自乗評価を用いているの が実情である。この様な方法は、フーリエ級数の多項計数を評価するに必要な測 定間隔が比較的長くなるため、処理シーケンスの間に重要な情報が失なわれると いう共通の欠陥がある。 測定間隔が比較的長いため、波形中の新たな個別の信号が始まる時期である［エ ポックＪ　（ｅｐｏｃｈ　、初期）に関連した情報を測定過程で失う。この制限 のため、複数の対象物によって形成される複素波形の観測乃至は測定中に同県に 発生する複数の音源をフーリエ型の解析技術では特定できない。 もし、ある特別な装置で多項係数の評価間隔を初期粘度を改善するために減少で きれば、波源関数の二乗平均評価の精度が低下する。従って、フーリエ解析にお いては、サンプリングの窓が時間的に短くなるほどスペクトルは益々ぼける様に なる。 推計学的な信号を解析するための現存するシステムの欠点は、周波数領域で精度 を上げ様とすると時間領域での分解能を低くしなりればならず又はその逆という 周知の時間−周波数間の不確定性に集約される。このことは、例えばＪ　ｏｕｒ ｎａ！　ｏｆ　（Ｅ　Ｅ　Ｆの１９４６年１１月号（第３９巻、パート■、Ｎｏ 、２６）所載のＤ　、　Ｇ　ａｌ）ｏｒによる”　Ｔｈｅｏｒｙｏｆ　（：　０ ｍ１ｌｌｕｎｉＣａｔｉＯｎ’″ど題した文献に記載されでいる。また、上述の 問題点は、Ｉ　Ｅ　Ｆ　Ｆ　Ｐ　ｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓの１９８１年１１月号（ 第６９巻、第１３８０・・・１４１９頁）のＳ。 Ｍ、Ｋａｙと３．１．、　Ｍａｒｐｌｅによる”　Ｓ　ｐｅｃｔｒｕｍＡｎａｌ ｙｓｉｓ　−ＡＭｏｄｅｒｎ　Ｐｅｒｓｐｅｃｔｉｖｅ”　、及びＩＥＥＥの丁 ｒａｎｓａｃｔｉｏｎ　ｏｎ　３　ｉｏｍｅｄｉｃａｌ　［ｕｇｉｎｃｅｒｉｎ ｇ　（生医学］−ンジニアリングに関りる会報）１９６８年７月号（Ｂ　Ｍ　Ｉ Ｅ　−１５号、Ｎ０３）の１−１　、　［３ｒｅｌｔｌｅｒｌｔｌａｎにＪ、る ”　ｌ−’　ａｔｔｅｒｎ１’；ｌ：ｅｃｏｇｎｉｔｉｏｎ　、　Ｆｕｎｃｔｉ ｏｎｓ　ａｎｄ　１−ｎｔｒｏｐｙ”に記載もされている。 この解析関数にお（する■の動作は分かってい４ｆいにもかかわらず、人間のＬ ｌが波形解析の問題点を解決しているは興味深い。耳の動作について旧理論の解 析によれば、聞くという過程がスペクトル処理を用い−（−い）ど仮定しでいた 。 こうして、聞くことについての初期の狸論干デルはＶＯｎＨｅｌｍｈＯｌｔＺに よって作られた。Ｖ　Ｏｒ＋　ｌ−１ｅｌｍｈｏｌｔｚのモノールはフーリエ解 析、すなわち周波数領域信号の解析に基づいている。■ｏｎ　ｌ−１ｅｌｍｈｏ ｌｔｚ並ひに彼の承継古は良く定にバーれ且つ比較的簡単な信号条件について、 特にある時刻におりるたった一つの信号によって研究Ｊることに専念していた。 これらの簡略化によって理論的すＩ究の基礎は充分なものどなっていたが、耳が 広い対数的範囲にわたって如何にして周波数の区別をするのかと、広い振幅領域 及びダイナミックレンジにわたりほぼ理想的な検出精度をもって音を検出特定す る能力及び過渡状態に如何に耳が応答するのかとか、また空間的及び時間的に分 離した複数の音源しかも振幅が非常に異なる音源を如何にして耳が区別できるの かとかについては見逃がされている。また、背景ノイズがある場合及び振幅並び に位相に極端な歪がある場合にも、耳は音源を識別できる。これは「カクテルパ ーティ−効果」として良く知られており、人間の耳は振幅の等しい又は大きい複 数人の声から成る背景の中から成る目に見えない話者の声を聞き分けることがで きる。フーリエ解析型の技術を用いたのでは、上記の場合を含み人間の耳が多く の周波数を聞き分りることができることを、矛盾のない信号処理理論で説明でき ない。 現在利用できる信号処理の方法及び装置は極１に複雑で且つ高価であり、しかも その関数は人間の耳の効率及び広帯域での適応可能性に及ばない。この発明は人 間の耳によって得られる結果により接近し且つ現在利用し得る装置よりも複雑で なくまた安価な信号処理を提供する。 発明の概要 この発明は複素波形の解析及び発生のための新規な信号処理方法及び等価信号の 発生方法を提供するものであり、スペクトル解析によらないアプローチを用いて 信頼性があり且つ比較的安価な処理回路を供給することができる。 この発明によれば、波形の実数値及び複素値の一方又は双方がゼロとなるときに 順次測定を行うことにより複索波形を解析する。波形の実数値及び複素値がゼロ となるとき直接に測定可能なパラメータは波形のエネルギーレベル、新しい波の 先頭のエポックすなわち開始部分、及び波形の微分値である。到達の方向も同様 に測定できる。これらのパラメータを［波形情報ベクトル（ｗａｖｅｆｏｒｍ　 ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎｖｅｃｔｏｒｓ　）　Ｊと呼び、以後場合に応じてＷＩ Ｖｓと称することにする。これらのＷＩＶｓは比較的簡単なディジタル又はアナ ログの回路で処理することができ、各信号を性格付けまた位置付ける測定情報か ら到達する波形の全体のうちに音源対象を得ることができる。 信号を特定するための最初の方法は、周期性、剰余、及び振幅を軸として形成さ れるベクトル空間でパターンを形成することである。このベクトル空間は耳及び 聴覚過程に似ていることから［オラル・レティナＪ　（ＡｕｒａｌＲａｔｉｎａ 　、耳綱膜）と呼ぶ。人間がピッチと音質で音を特定することは分かっている。 特に、ピッチは時間領域における周期性の特性であり、また音質は周波数領域に おりる瞬間的な高調波成分すなわち剰余の特性である。このピッチと周期性及び 音質と剰余の関係は耳と聴覚過程におけるパターン空間の特定の定義を可能にす る。この耳と聴覚過程における聴覚対象は視覚対象に類似している。他言すれば 、オラルレディナの周期性、剰余、及び振幅の座標軸中の一連の点として定義さ れる対象は高さ、幅、及び輝度で式（１）が示す様に、合成波形ｆ（ｔ）は種々 の振幅の一連の指数関数的な被片の合計であり、各被片は各種のエポック（又は 瞬間）に生ずる励起の応答関数として生ずる。 このプロセスを第１図に模式的に示した。すなわち、第１図はある時刻τｎでパ ルス型の励起を各々が発生するｎ個の励起源２０〜２３をその左側に模式的に描 いている。励起源２０〜２３は互いに任意の空間的位置を占め、また任意の大き さとすることができる。対象が単位のインパルスによって励起インパルスδ（τ ｎ）を発生した場合、その応答信号はブロック２４〜２７の上の各波形で示す様 に任意の波形をとり得る。づ゛なわち、その波（よＩａＡＫｈ（τＫ）で示され る様に振動波又は急速な減衰波であったりする。 各対象２０〜２３の応答信号は一般に、（２） で表わされる。ここで、愛にはに番目の位置を表わす。 ブロック２４〜２７の出力は加算器２８で合計され、上記式（１）の関数である 出力ｆ　（ｔ）を加算器２８は形成する。第１図に示す複雑な波形はそれぞれジ ェネレータ２０〜２３のエポックτ１．τ２．τ３及びτｎを含むことに注意さ れたい。 上述から、各対象によって発せられる波形は潜在的に各対象の空間的又は時間的 パターンに関する情報を含んでいる。第１図に示づ関数を解析するために、この 発明の信号解析システムは各音源２０〜２３のエポック、振幅、及び応答関数の 測定を高い解析忠実度で分類し、・比較し、また組合せることができる。解析忠 実度とは、適朽な情報源に対して回復可能な情報の量を意味づ−６３、問題とな る信号源は通常任意のまた予測し得ないパラメータによって特徴付けられる。こ うして、影響センサ及び生物的センサーで形成される波形は極めてランダムであ り、推計的であり、又は過渡的である。例えば、人の音声及び各種の動物の音は ランダムで過渡的な事象を相互に複合させた極めて種々の周期性のある成分を右 することとなる。ある場合には、多数の信号源が時間的及び共存することとなる 。 この様に各事象がランダムであり変化があるため、この発明による信号分析器は 極めて小さな時間間隔の間に情報を抽出しなければならない。さもないと、対象 ２０〜２３のエポック情報をそれぞれシステム応答ブロック２４〜２７の対応す るシステム応答と組合せる能力が失われてしまう。もしこの情報が失われてしま うと、最早波源の構成成分を特定する方法はない。また、この問題は背景雑音又 は他信号の中である信号を検出する能力にも関係することに注意されたい。 上述から、分析装置に関して装置が出来る限り正確にエポックτ、を特定しなけ ればならないことが特に要求されていることは明らかである。式（１）にお（づ るエポック情報は被片の単一応答関数を形成づ−るインパルスであり、ここて被 片は複素周波数α十ＪＢＫの実数部分αがα）１のときの過減衰状態からＯ≦α ≦のときの振動状態まで変化させることができる。 撮動状態において、エポックは複素周波数αに＋ＪβＫにおりる周期数関数の最 初の部分である。１つの複素信号において、種々のエポックで出現する種々の被 片の合計は波形中に種々のピークとゼロ部分とを引起こす。 従って、第１図の波形の各リップルは励起インパルス又は振動の応答のいずれか から生ずる特色である。これらの特色は時間領域における実数部及び虚数部がゼ ロとなる場合どして表現でき、例えばＨ，Ｂ、　Ｖｏｅｌｃｋｅｒの文献”　Ｔ 　ｏｗａｒｄ　ａ　（Ｊｎｉｆｏｒｍ　Ｔｈｅｏｒｙ　ｏｆ　Ｍｏｄｕｌａｔｉ ｏｎ　”に記載されている１、この文献は、第１部Ｐ　ｈａｓｅ　Ｅｎｖｅｌｏ ｐｅＲｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐｓがＩＥＥＥ会報、第５４巻、１９６６年３月号 の３４０〜３５３真に、また第２部／：ｅｒ。 Ｍ　ａｎｉｐＵｌａｔｉｏｎが■ＥＥＥ会報、１９６６年５月号の７３５〜７５ ５頁に所載されている。また、ｌ−１，Ｂ。 Ｖ　ｏｅｌｃｋｅｒによる”　Ｍ　ｅｔｈｏｄ　ａｎｄ　Ａ　Ｄｐａｒａｔｕｓ 　ｆｏｒｌ　ｕｔｅｒｐｏｌａ目ｏｎ　ａｎｄ　Ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ　ｏｆ’ 　Ｓ　１ｑｕｅｌｓＳｐｅｃｉｆｉｅｄ　ｂｙ　Ｒｅａｌ　ａｎｄ　Ｃｏｍｐｌ ｅｘ　Ｚｅｒｏｓ”と題づ−る米国特許第３，５１０，６４０号も参照されたい 。 この発明によれば、複素波形の虚数部分のゼロを特定し測定刃るための手段を設 け、複素波形を構成する指数関数的な被片のエポックと周期とを測定する。 複素波形における個々のゼロはいずれも新しい被片又は前の被片からの応答の開 始部分であるため、各ゼロ点で情報を測定し蓄積するための手段を設り、その情 報が前回及び次回のデータの一方又は双方と関連付け、ることかできる様にする 。ゼロ点で直接測定できるパラメータ

【よエネルギーレベルＡ１エポック、及び 微分値である。また、エネルギーは到来方向は瞬間的なパラメータであり、瞬間 的なエネルギー及び空間的に分離したセンサのエポックを比較することにより決 定できる。前述した様に、ゼ［」点で測定されるこれらのパラメータは波形情報 ベタ１ヘル又はＷＩＶｓと呼ばれる。 微分値すなわちベクトルの変化率は、信号強度の絶対伯を規格化すれば有用とな る。これは、ｆ　（ｔ）の対数値の振幅からは独立した時間の導関数を得るため に、ｆ　（ｔ）によって式（１）の微分子’　（ｔ）を得ることによって得式（ ３）において、関数ｒ（ｔ）は信号ｆ（ｔ）のスペク］ヘル・パターンの瞬間的 な「剰余」と解づることができる。従って、以後関数ｒ（ｔ）は便宜上「剰余関 数」とする。また、関数ｒ　（ｔ）は信号ｆ（ｔ）におりる前回及び現在の指数 関数の応答の剰余を示づ。 ここで、ｆ　（ｔ）が −α　ｔ　。 ｆ（ｔ）−Ａｅ　ｓｉｎ　βｔ　（４）の形で現わされる様な単一の指数関数的 な被片である場合を考えることは有用である。式（４）において、αの項は指数 関数的な被片の減衰時間であり、βの項はリンギング（ｒｉｎｇｉｎｇ）周波数 である。これらはまた式（１）の複素周波数ｆにの実数酸部及び虚数成分である ことに注意されたい。第４図のｆ（ｔ）は微分をとり、それを式（４）のｆ（ｔ ）で割ることにより、剰余関数ｒ（ｔ）は、また、これは簡単に ｒ（ｔ）βｃｏｓβｔ−ａ（６） と書（プる。式（６）で示される剰余関彎は種々に解釈することができる。この 発明の目的は、ｆ（ｔ）又はｒ（ｔ）の選定した実数ゼロ又は虚数ゼロでの指数 係数αを特徴づける関数を特定することである。ｆ’　（ｔ）のゼロ点はｒ　（ ｔ）のそれと同じである。ゼロ点で関数ｒ（ｔ）をサンプリングすることにより 、ｆ　（ｔ）における実数ゼロによって生ずる関数の不連続を避けることができ るという利点がある。こうして、この様な方法により所望の情報を抽出するため に、極めて簡単な回路技術を用いることができる様になる。 この結果を得るには多くの方法が可能であるが、以下に２つの方法を示す。 第１の方法によれば、式（６）の関数ｒ（ｔ）の実数ゼロだけを考える。このた め、ｒ（ｔ）＝Ｏのとき、α となる。前述の様に、虚数部の周波数βは考慮している単一の指数関数的被片の リンギング周波数を定義する一方αは実数軸の周波数を定義し、また指数関数の 減衰又は減少時間を特定する。電子装置の目的は従ってｒ（ｔ）のゼロ点から得 られた情報を用いてα及びβを評価することである。α及びβは共に従来の測定 装置によりｒ　（ｔ）のゼロ点の関数として先ず測定される。剰余波形ｒ（ｔ） は正又は負の半サイクルを得べく処理され、リンギングの時間周期（αはβより 小さいと仮定して）が測定される。量αを得る適当な方法は、波形の前縁とピー クの間の周期を測定することであり、これにより となる。従って、パラメータαは剰余の定義となる。上記がなる周波数βにおい ても基準となるゼロバンド幅ＺＢＷ又は逆に最大の立上りが時間をその持続時間 が示す。従って、測定可能なパラメータ ταは上記式（６）によって剰余ｒ　（ｔ）に関係付けられる。ταはｌｏｇの 微分波形から得られたのであり、その波形は単一の振幅について可変でないこと に注意すべきであり、またその波形がシステムデザインの実際上の問題のいくつ かを除去することに注意すべきである。 ＴαとＴβとの関係については、αの値に関し第２図に示されている。 第２図において、値Ｔαは温室に等しく、これに対してｆｆ１１／Ｔβは周期性 すなわち信号中の剰余−αの異なる量に関する信号の知覚したピッチである。 第２図のダイアグ−ラムはこの発明のオラルレテイナの概念の基礎を成している 。こうして、基準信号関数が、正弦波信号条件に対してα＝Ｏを境界とする既存 のダイアグラム内でその点位置によって各瞬間で特定される。第２図において、 α−〇の左には何らの信号も存在することができ密に減衰した線）の剰余の値の 間で、信号は振動的となり、また分離可能な周期性を有することとなる。第２図 で単一のインパルス応答は単一の点として現われている。インパルス応答の繰返 しはリンギング周期と干渉する励起周期のパターンに依存する単一のドツト状パ ターンを形成する。 α−π／４Ｔαの右側の過減衰領域では、測定した立上り時間でゼロパルスが繰 返す周波数軸上に単一インパルスが現われることとなる。立上り時間は、基本的 には、与えられたインパルスエポックで現われる全ての指数関数の構成成分であ る。しかし、一連の周期的なパルスがその立上り時間Ｔα及び繰返し率Ｔβで特 定されるある点に現われる。 ノイズパルスは、システムの上側帯幅のカットオフの周期性の近辺にその密度を 集中させて、第２図の実空間を通して飛散する傾向となる。 上述の方法では、リンギング周波数の周期Ｔβを測定できることが前提となって いる。この基本的な例では、Ｔβの測定は何らの問題も生じないが、一般にはＴ βの測定は後述する様な特別の測定装置が必要となる。 以上では、この発明によって用いることのできるオラル・レティナの一例を述べ 、関数ｒ（ｔ）の実数ゼロでの測定によっている。しかし、複素ゼロがｆ（ｔ） のピーク値に当るため、剰余関数ｒ　（ｔ）を関数の複素ゼロでめることも可能 である。このため、式（６）からとなる。以上から、ｆ（ｔ）−ｓｉｎβｔ−１ （ピーク）のとき、ｒ（ｔ）−一αである。従って、一般に、測定装置でｆ　（ ｔ）の各ピークでｒ（ｔ）をサンプリングした場合、ｒ（ｔ）はαの値に関連し た測定値を生ずることとなる。 この型の測定を行った場合、剰余αは波形変化率の各瞬間での評価すなわち各瞬 間でのバンド幅を与える。この方法は、従って第２図の三角形の実平面領域の代 りに矩形の実領域を画定する。 オラルレティナに関して第２図で説明したパターンは被検者に対する音響心理学 的な実験を基礎にした３　ｃｈｏｕｔｅｎによる実ダイアグラムに類似している 。このことについては、Ｒ，ｐｌｏｍｐとＧ、　Ｆ、　Ｓｍｏｏｒｅｎｂｕｒｇ を編集者とするＬ　ｙｄｏｎにお（プる１９７０年のへ、　ｗ、　ｓ　１ｊｔｈ ｏＮの“Ｆｒｅｑｕｅｕｃｙ　Ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　ｐｅｒｉｏｄｉｃｉ ｔｙ　Ｑｅｔｅｃｔｉｏｎｉｎ　Ｈｅａｒ；ｎｇ”に記載されている。しかして 、指数関数波形における波形情報ベクトルの有効性を基礎とする上述の数学的分 析と、３５ｈｏｕｔｅｎの実ダイアグラムの再生である第２Ａ図に示される様な 耳の現実に測定した応答との間には相互関係がある。 この発明のオラルレティナを示す第２図のダイアグラムはそのダイアグラムに適 用される種々の瞬間的なＷＩＶデータを有する。ここで、ＷＩＶデータは比較的 容易に測定されるものである。ＷＩｖのサンダルが、複素波形の波源対象を考慮 した所望の情報を宥るために如何に処理されるかは後述する。 「オラルレティナ」の詔は、視覚綱膜は空間的対象の分析と波形情報ベクトルに よって定義される空間での波源対象の分析との間の関数的な類似性によって選ば れている。 このこのどは第３ａ図及び第３ｂ図に示されてあり、それぞれ視覚綱膜（ｖｉｓ ｕａｌ　ｒｅｔｉｎａ　）と音響綱膜（ａｕｒａｌ　ｒｅｔｉ’ｎａ）とを図式 的に示している。第３ａ図では、視覚綱膜が高さと幅の軸によって形成さ“れる 平面内Ｃ対象の形状を識別する。視覚綱膜に対する第３の次元は対象の形状の輝 度によって示すことができる。この発明のオラルレティナでは、対象の形状は第 ２図のオラルレティナの平面内に位置すると考えることができ、またピッチと音 質に関連し、解析づ−る波形が８波であればオラルレティナが音の強度である様 な第３の次元を右−りると考えられる。 眼の場合と同様に、オラルレティブにおける信号検出は２つの機能に関連づる。 すなわち、第１はエネルギー閾値による対象パターンの検知することであり、第 ２は他のパタ一ンの背景から特定の対象パルーンを選択することである。第３ｂ 図のオラルレティナにおいては、パターンが信号の特定を示している第１図にａ ５りる様に、最初の波線対象のパターンが剰余及び周期性によって区切られる実 空間内に示されている。音響音は耳におけるピッチ及び音質によって同様に記述 され、被検者に対する音響心理学的実験を基礎としてブ「Ｊットした′ｆ５２Ａ 図の実ダイアグラムによって示されている。フーリエ解析型の処理を複素信号に 用いた従来装置では、相当多数のフーリエ係数を用いた低次元化したオラルレテ ィナによって同様の信号を現わすことができることを注意しておく。低次元化に よれば、後述する様に信号処理のためのフコンピュータ処理をより高速旧っより 安価にすることができ、スペク１〜ル解析技術によるよの認識のための二者択一 的な方法を示す。 第１８図は単一オクターブのエポック検出回路のための論理マツプを図式的に示 す。 第１８ａ図は第１８図を多オクターブ装置に拡張できる方法を図式的に画いてい る。 第１９図はこの発明により波形合成器のブロックダイアグラムである。 第２０図は第１９図の波形合成器で用いるゼロ位置マトリクスのダイアグラムで ある。 第２１図は第２０図のゼロ位置マトリクスのタイミングダイアグラムである。 第２２図は合成器構成の剰余の変調方法を示す。 第２３図は解析すべき典型的な信号波形である。 第２４図は第２３図の信号のスペクトル分析を示す。 第２５図は各種波形の代表的パルスと共に示した第２３図の波形及び第２５図の 波形に対応するオラルレテイナの表示である。 第２６図は第２５図の波形に加えて第２の波形を示す。 第２７図は第２６図の合成波形のスペクトル分析を示す。 第２８図は第２６図の合成波形に対応するオラルレテイナ表示を示す。 発明の詳細な説明 第１図、第２ａ図、第３ａ図、及び第３ｂ図は既に参照しているが、以下図面を 参照して説明する。少くとも２つのセンサによって検知したＷＩＶデータを分析 する回路のブロックダイアグラムを第４図に示す。一般に、この発明の分析過程 は、第４図に示す様に、受けとった各ＷＩＶを蓄積する。次に、ＷＩＶは前のＷ ＩＶｓと比較される。次に、それらの意味を考慮しまた必要な動作を行い決定す る。 解析は少くとも５つの解析ステップの間に実行することができる。第４図におい ては、各々所望の型の右センサ３０及び左センサが示されており、各センサは一 つ又はそれ以上のエネルギー源から波形エネルギーを受ける。センサ３０．３１ はそれぞれ後述するＷＴＶデータ測定回路３２゜３３に接続されており、受信信 号からエポックに関する情報τ、エネルギーＡ１及び剰余Ｒを抽出することがで きる。 また、適当なデータ処理によって、信号の到来方向θを決定することができる。 より多数の個別センサを三角法を用いることなどにより立体角内の波源対象を位 置付（プるために用いることができる。この方法は１９７５年５月２７日発行の ’　Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ　Ｌ　ｏｃａｔｉｒ＋ｃ＋　Ｍｅｔｈｏｄ　ａｎｄ　 Ｓｙｓｔｅｍ　”と題する私の既出の米国特許第３，８８６．５５３号に記載さ れている。しかし、方向ベクトルは波源対象又はそのメツセージを特定するため に必ずしも必要でない。また、この測定において、エポックτは信号を受（プた 時間であり、エネルギーＡはエネルギーの瞬時値であり、また剰余Ｒは式（８） の剰余ｒ（ｔ）に対応することに注意されたい。 第４図に示す５つの解析ステップは収集したＷＩＶデータ中の適当な情報の限界 によって決定される。最初のデータを受けたとき各波形がゼロとなるサンプルは 最初のステップを示す。情報の到達角度はセンサ３０．３１の振幅及びエポック の一方又は双方の比較によって直ちに決定できる。 測定装置３２．３３から得られる第１ステツプでの情報は処理ブロック３４で空 間的ＷＴ’Ｖ情報を発展処理させる。 直ちに受取った信号はその受信した信号の意味を考慮した情報を発展させること のできる「フラッシュ」情報とすることができる。こうして、最初のステップで 、装置は各ＷＩｖ事象の意味を考慮した簡単な質問に対する基本的な解答すなわ ちフラッシュ解答を与えることができる。例えば、若し質問が「危険な状態の代 表信号か？」である場合、振幅の閾値、変化率、又は方向を、危険を検出した場 合のある早い応答を特定するために確立することができる。従って、第１のステ ップでは波源を特定することは必要でなく、その潜在的な様もだ４Ｊが必要であ る。 第２の分析ステップでは、周期性（Ｔβ）を抽出し、瞬間的な信号のエポックを 前の信号と比較する回路が準備されている。この回路は第４図のブロック３５で 示されている。第２の処理プロセスで、各事象が等しい時間間隔で観測されると 、周期信号成分はｆ（ｔ）の総体として存在するということを決定することがで きる。その様な成分は励起関数、減衰前段階の装置の応答によって、又は推計的 な波形中のランダムな発生によって簡単に引起すことができる。しかし、周期的 な励起成分は連続的に反覆可能である。 第２のステップはＷＩＶデータに周期性情報を付加するが、３つの瞬間的なＷＩ Ｖ事象のレンジを超えるのみであり、そのレンジは周期的−事象を決定するため の最小のものである。この付加情報は波源関数の特７定を可能とするに充分なデ ータを通常供給するため、応答動作は第１ステツプに関すると同様であり、第４ 図の「フラッシュ」よりも簡単に特定される。 第３の処理ステップにおいて、付加した周期性を有するＷＩＶデータは処理回路 ３６におりる短時間間隔にわたって平均される。この短時間間隔はセンサ３０， ３１で受けた波形中の波源対象の評価が妥当なものとなる様に選定する。これは 、波源の種々の特性例えば誰、何、何処、何時という特質を特定することができ る波源の「スナップショット」とみなすことができる。 第４の分析ステップは、第３のステップから連続的に入力されるスナップショッ トを検査する回路３７を有し、波源対象における時間及び空間的変化を決定する 。これは映画フィルムを形成する静止画像を連続的に生成することに似ている。 第４の分析ステップにおける付加分析の効果は［対象が何をしているか］の様な 質問に対する答を供給する。 第５の分析ステップでは、「波源対象は何を言っているか」の様な質問に答える 配詔パターンの分析を可能とする回路３８を設ける。また、後述する分析ステッ プが連続する。 第４図に示す分析ステップ列はこの発明の波源から情報を抽出する基本的手順を 示す。この手順は、特定の結果を達成するための所望の装置を設計するためにも 用いることができる。こうして、分析ステップとその回路３４〜３８は装置の特 定の目的に依存し必要に応じて配列することができる。また、回路ブロック３２ −３８は、音声処理、環境検出、生体信号の分析、及び他の関連信号の処理のた めに、設計することができる。何らかの形のフーリエ解析また更に一般的には多 項関数の最小自乗法を用いた装置では第４図に示Ｊ様な分析シーケンスを用いる ことはできないことに注意づべぎである。 第５図はこの発明の装置に関するデータの流れを機能的に示すブ１Ｊツクダイア グラムである。第５図の装置は第４図で示した分析ステップと同じシーケンスを 用いている。 先づ、信号波形のゼロ点でＷＩＶｓを特定する手段が設りられている。これらの ゼロ点は実数値のゼロクロス点、複素ゼロ、又は実数値及び複素値の双方がゼロ となる点とすることかできる。第５図で示す最も一般的に場合、各サンシリング のぜ口点に到達する方向を決定する手段を示す２紺のＷＩＶｓがある。このため 、装置の各側にオラルレティナがあり、また方向パラメータを決定するために左 右の〜Ｖ　Ｉ　Ｖ　Ｓを比較する組合せの空間的オラルレティナがある。 第５図のトランスデユーサ３０，３１からの信号は先づそれぞれ対数アナログデ ィジタル変換器４０，４．１によってサンプリングし処理され、受取った波形を 対数値で振幅をコード化したディジタルデータに変換する。この方法によれば、 標準的なオートマチック・ゲイン・コン［へロールによるよりも、波形の瞬間的 変化におけるより広いダイナミックレンジでの振幅のサンプリングが可能となる 。また、ｌｏｇ関数は剰余を得るｌｏｇ導関数を形成する必要がある。 ディジタル値と（〕ての振幅のピーク値はＷＩＶ空間の−・要素を直接に形成す る。ディジタル微分器４２．４３はイれぞれ信号の実数ゼロと複素ゼロとを出力 し、その出力はＷＩＶの剰余ベタ１ヘルを与えるべく処理される。 こうして、第５図の第１の分析ステップでは、対数アブログディジタル変換器４ ０．４１の振幅出力と、ディジタル微分器４２．４３の剰余出力とが得られる。 エポック情報を有するゼロ点を考１還しｌ〔情報はまたそれぞれ後に詳述する周 期性分類マトリクス（ＰＳＭ）４４．４５に接続される。周期性の分類は、第４ 図及び第５図の第２の分析ステップの間に、全ての周期的成分が検出されディジ タル化される様なゼロ点間の時間間隔を比較することにより実行される。 また、装置の右手側及び左手側にはそれぞれオラルレディナ回路４６．４７が設 【プられ、この回路は１ヘランスデコーサ３０．３１によってそれぞれ受取った 波形の中実の最初の評価をする回路を構成している。 オラルレティナ４６．４７は多次元空間を現Ｊがら、もし視覚表示が必要であれ ば、オラルレディナ回路４６゜４７によって適当な表示動作が可能である。ベク ｌ−ルの視覚的解釈又は表示は種々の方法で実行することができ、また関連する 情報に応じてその方法を選定する。一般的には、全てのベクトルを同時に観測す る必要はない。特に、第２図に示づ様に、波形を特定する主要情報中に存する２ つのパラメータである剰余と周期性によって画定される実平面内に最初のベクト ルは含まれる。このため、観測者は「フラツシコ」データを直ちに感知すること ができる。すなわち、彼は特に重要な瞬間的内容を有するパターンを理解するこ とができる。 また、第５図には、オラルレティナ回路４６．４７に入力される全ての情報を受 りる空間的オラルレティナ比較回路４８が設りられており、左側のトランスデユ ーサのベタ１〜ルと右側の１〜ランスデユーサのベクトルとの間の比較を行う。 比較回路４８はラジオ波の方向検出技術で用いられている様な従来の振幅比較回 路や詩間差方向検出回路を用いることができる。振幅及び方向の検知は、いくつ かの動作段階で有用であるが、パイノーラルヒアリング（ｂｉｎａｕｒａｌ　ｈ ｅａｒｉｎｇ　）によッテ聴取者が音の反響や干渉を無視できるのと同様な信号 源の分類機能を与えることにおいて最も役立つ。 Ａラルレテイナ回路４６．４７は信号分析を行うにもかかわらず、この回路は全 体の内容に関する主要な決定を行うｋめには用いない。第３Δ図及び第３Ｂ図の 視覚的網膜どＡラルレデイナとの間の類似関係はこの点において特徴的である。 このため、オラルレテイナは基本的には空間的パターンの収納部とみなされるぺ ぎであり、連続する認識プロセスだ【Ｊがパターンを特定しその意味を解釈する こと到来する各ＷＩＶのおおまかなデータの蓄積と平均化に関する。この処理Ｔ 稈は主−】−ブの状態で視覚的に観測゛することができ、次に蓄積することがで き、そして所望に応じて取出すことのできる一連の滑かなＷｒＶｓを形成するた めに用いる。第３ステツプの表示では、ＷＩＶをＭＷＩｂ高分解能の混成データ を得るために平均をとるための回路５０を設りる。この回路５０としては適当な マイクロプロセッサを用いることができる。また、蓄積及び平均化のために蓄積 型ＣＲＴを用いることができる。 ここで、各パターンはシステムの制御下にあるため、所望のＥＩＶｓのＦ型」を 各種の人カイ、１号状態の自動認識を可能にすべく準備覆ることができる。この ため、適当な比較器５２に入力することので゛きる蓄積信局パターン源５１を設 けることができる。比較器５２は、蓄積器５０の受りたＷＩＶｓが装置５１の予 め定めたイハｇパターンに対応するかどうかを決定Ｊ−る。もし［ヒラ１〜」ど 決定−りれば、回路５２は適当な決定づ−＜ｒわち回路５０て・処理されている 信号波形の内容に関連し・た出力を形成することができる。 オラルレディナの概念において、この機能は信号検出と等価である。従来の周波 数を選択するＪ−ネルギー検出方法と異なり、処理中にエネルギーを拒絶し又は 選択させる様な決定は何もされないことに注意されたい。このため、信号が認識 決定によって検出されたとき、その決定が当然には他の信号のＷＩＶパターンを 排除しない。こうして、広範な互いに離れた信号パターンの認識による交互的な また同時的な検出を続行でき、適当な選定処理が容易に含まれる。 第５図の第４のステップでは、回路５３として示されている平滑化したベクトル を比較するための回路を設ける。 この回路５３では、いくつかの共通の特徴を含む平滑化したｗｒｖｓの集合が比 較され、また種々のパターンを特定する。例えば、この過程は音声中の二重母音 （ピッチ又はフォルマン１−の変型）７を認識することができる。回路５４は可 変パターンに関する決定に関連した出力を形成することができる様に設【づられ ている。また、回路５３は、例えば細長形状のヂ１７−１−である表示を操作す るため（こ用いることができる。 人間の音声以外の信号源では、第５図に示す３つ又は４つの処理ステップ以上の ステップを必要とする場合は比較的少ない。しかし、他のステップを設けること もでき、例えば音声の自動認識及び音声処理の規格化を行うための回路５５を含 む第５の処理ステップを用いることもできる。 また、例えば回路５５は必要ならばソナーの目標認識のために用いることもでき る。特定のパターン変化に関して予め記憶させた型が回路５６によって示されて おり、この回路５６は予め定めたパターン変化の自動認識を行うためブロック５ ４に接続することができる。 第５図はオラルレティナの概念の広範な局面を示しており、この概念の数々の特 定の応用のうちに多くの共通の特徴があることを示している。第５図に示す・種 々の機能を実行するためには所望の回路を用いることができる。 第５図で用いることのできる特定のオラルレテイナ装置を、信号センサ３０から 始まる第５図の経路に関して、第６図のブロックダイアグラムで示す。第５図の 信号センサ３１から始まる回路は、基本的には第６図に関して記述するものと同 等である。 第６図の装置は式（８）及び式（９）で示す演算を実行する。第６図のブロック ダイアグラムによって実行される一般的手順は、振幅、剰余、及びエポックが得 られる様な単極性の対数形に信号波形を変換することである。地球物理学で用い る地震信号の処理の様ないくつかの応用においては、正及び負の双方の極性を分 析することが必要である。 このため、デュアルＬＡＤが必要となる。デュアルＬＡＤの出力は同等に処理さ れ周期性を分析するためのＰＳＭに適当に併合される。この後、周期性が測定さ れ、短時間記憶装置内のＷＩ■データと周期性が組合される。この一時記憶によ って個々の信号を特徴づける循環データパターンの合算が可能となる。この後、 平滑化、表示、及び信号の自動認識を行うマイクロプロセッサの制御する記憶部 で周期的にこれらのパターンは走査される。この過程は第５図の最初の３つの処 理ステップの機能を達成する。従来型のコンピュータ・アルゴリズムでは、４つ 又はそれ以上の継続的な処理ステップが必要となる。 第６図において、第５図°と同様の構成要素は同一の符号が与えられている。セ ンサ信号３０は先づプリアンプ６０に与えられ、次に対数型のアナログディジタ ル変換器４０に与えられることが分かる。所定のクロック回路６１が変換器４０ 、剰余プロセッサ６２、周期性分類マトリクス４５、及びエポックフレーム回路 ６３に接続されている。 増幅及びディジタル変換の後に、第５図のディジタル微分器４２の一部である剰 余プロセッサ６２が振幅、剰余情報、並びにエポックデータを含む実数ゼロ及び 複素ゼロを抽出し符号化する。ゼロ情報及び振幅情報はそれぞれ回路６４゜６５ に入力され、また剰余情報は回路６６に入力される。 回路６４のぜ日情報は次に周期性分類マトリクス４５に入力され、また回路４５ ．６６．６５（７）出カバ’Ｔ’、’　Ｉ　Ｖ　７　ｔ　−マツ１〜回路６７に 入力される。周期性分類マトリクス４５はゼロ点を分析し周期性のシーケンスを その到来時間を特定するために分類することに注意されたい。 外積マトリクス回路６８は回路６７からＷＩＶのフォーマット情報を受りまた回 路６３からエポックのフレーム情報を受け、この回路６８は瞬間的な特定動作を 行うべくＷＩＶｓを組合せる様に動作する。外積マトリクス回路６８は次に各認 識内容を、外積マトリクスの平均化と書込みを行う一時記憶回路６９に転送する 。選択された波源対象の自動認識もこの段階で自動波源対象認識回路７０におい て実行される。外積マトリクス回路６８の出力は視覚的オラルレティナ表示回路 ７１に入力され、書込み及び平均化を行う回路６９からの情報は平滑化された情 報を形成するオラルレティナ表示装置７２に出力される。 一般に、第６図に示すブロックの信号処理機能はアナログ方式で実行できる。す なわち、これらの機能は第７図に示す波形信号で直接に動作させることができる 。アナログ剰余プロセッサを示す第７図によれば、信号ｆ　（ｔ）は単一方向性 の対数増幅器８０に入力され、増幅器８０の出力は適当なＲＣ時定数回路を有す る微分器８１に接続される。 微分器８１の出力は所望の剰余関数ｒ（ｔ）を含むｆ（ｔ）の対数導関数である 。この定数はｆ（ｔ）のピークでのみ生ずるため、ｆ（ｔ）の各ピークを選定す ることによりこれらの瞬間だけで対数導関数を導出することが必要である。 これは、微分器８２で関数ｆ（ｔ）を微分し　次に通常のゼロクロス検出器８３ でゼロクロスを検出することにより行う。これらのゼロクロスは、剰余関数と振 幅の対数値を複素ゼロのときのみ継続する処理回路に入力させるためそれぞれゲ ート８４．８５を動作させるために用いる。ゼロクロス検出器８６はまた対数増 幅器８０の出力に接続され、実数ゼロのときのみｆ　（ｔ）の対数値を出力Ｊる 。また、信号の各ピークは１次の複素ゼロに対応し、引続く分析のために用いら れることに注意されたい。 第７図のアナログ回路は構造的に比較的簡単であり、対数増幅器８０、微分器８ ２、及びピーク検出回路は安価である。更に、ディジタル処理回路はパターン認 識に用いるディジタルマイクロコンビコータによって次々処理を行うために必要 な出力形式を直接得ることができる。 対数型アナログディジタル変換器は、タイミング波形が種々のシステム関数、こ のシステムの３つの基本ブロック又はＰＣボードに関づ−る詳細な論理設計ダイ アグラム、及び各種関数がデーイジタル処理においていかにふるまうかを示すタ イミング波形に関連しているため、種々のディジタルタイミング波形の通路を示 す全ブロックダイアグラムを示す。 第８ａ図は基本クロック９ｏがら得られる種々のタイミング制御ラインを示づ。 点線で分離した３つの基本領域がある。−（１なわち、（１）ＬＡＤサンプリン グスイッチ９１、（２）ディジタル微分器及びデータコード化回路９２、及び（ ３）ＰＳＭデータの入力及び読出し手段９３である。 タイミング分割器９４は一連のタイミングパルス列を形成し、パルス列は制御信 号の固有の持続時間を得るために用いる。タイミング論理回路９５によって出力 されるＬＡＤスイッヂパルスは、その周期がＰＳＭ９３の基本シフトレジスタの クロックと一致する様に選定される。スイッチパルスの幅は、スイッヂング回路 の抵抗９６及びコンデンサ９７のＲＣ充電及び放電要求と矛盾しない程度に小さ く選ぶ。 ＬＡＤサンプリングスイッヂ回路９１は信号ｆ（ｔ）である信号入力を右する。 この信号はプリアンプ８００と、ＲＣ回路９６．９７を介して比較器８０２に接 続される適当なＬＡＤスイッチ回路８０１とに入力される。比較器８０２の出力 はゲート８０３の一方の入力及び後述り−る実数ぜ口選択回路８０４の一人力に 接続される。実数ゼロ選択回路８０４の他の入力はｌ−Ａ　Ｄスイッチパルスか らｆｔられ、またグー１〜８０３の他の人力はタイミング分割器９４の速いクロ ック出力から直接に得る。制御論理回路８０５は、タイミング分割器９４の２つ の出力による分割値、タイミング論理回路９５の出力６４にＪ、る分割値、及び タイミング分割器９４のり［］ツク出力から人力信号を得る。回路８０５の制御 論理出力は、グーｌ−８０３の出力を受けるデータカウンタ８１０１複素ゼ［Ｉ 選択論理回路８１１、及びラッチ８１２に接続される。データカウンタ８１０の 出力は図示の様に引等回路８１３及びラッチ８１２に入力され、回路８１３の引 算出力は剰余ラッチ８１４及び振幅ラッチ８１５に入力される。複索ゼ［１選択 論理回路８１１の出力はゼロモード組合せ選択回路８１６に入力され、図示の様 に種々の回路が介在している。剰余ラッチ８１４の出力は剰余関数から成り、他 方振幅ラッチ８１５の出力は対数振幅出力関数である。ＰＳＭデータの入出力部 ９３はそれぞれ読出し走査クロック及びシフトクロックからの出ツノを受ける読 出し走査選択論理回路８２０から成り、その８つの出力リード（典型的な場合） は周期的分類７１〜リクス４５に接続される。周期性分類マ［−リクス４５はカ ウンタ８２１に接続される一出力を有し、このカウンタは逆に入力信号中のディ ジタル周期性に関係しＩｃデータを出力づる。 質問パルス論理制御回路８２６が設けられ、この回路はシフトクロック及びゼロ モード組合せ選択回路８１６から入力を受け、周期性分類マトリクス４５に出力 を送出する。 第８１）図の波形はＬＡＤ９１の動作を示す。波形ｆ　（ｔ）はプリアンプ８０ ０の出力であり、この出力はスイッチパルスによって制御されるスイッチ８０１ に供給される。各スイッチパルス毎に、電子スイッチ回路（通常は、ＣＤ４０６ ６の様なＣＭ　ＯＳ半導体チップ）は閉じられ、このとき」ンデン４ノ９７を信 号ｆ（ｔ）のレベル「に充電する。 スイッチパルスがなくなると、コンデンサ９７は抵抗９６を介して放電する。放 電電圧は振幅比較器８０２（１−Ｍ３１１７−ツブ）の入力に規われる。この充 電電圧が調ンされた比較器８０２は放電によって電圧が閾値レベルＥ□以下に二 落らる；Ｊ：　Ｔ’　：４ンを維持りる。閾値Ｅ、ｉ、ｉ通常でさるかぎりゼ［ −１に近くとり、振幅のグイ−）−ミックレンジを大ぎくとれる様にする。比軸 器パルスの持続時間は、ＲＣｅ旧定数として、Ｔ　＝　ＲＣ１０ｑＥ　／　Ｅ　 Ｔで与えられる。最大ダイナミックレンジ「ｍａｘ　、／’　Ｆ　、に関しＲＣ の値は、Ｔがスイッチパルスの周＋＋１１よりも小さくなる様に選択される。 また、第８１）図には比較器の［クリア」パルスが示されてＪ３す、ここでスイ ッチパルスは比較器信号の幅に対重る寄与をキャンセルしまた疑似過渡現象を排 除づるために用いられる。このため、第８ｂ図に示す様な比較器パルスは固定ク ロックパルスをデータカウンタ８０１に通過させるのに用いる。 クリアパルスはまた実数げ［−１選択論理回路８０４にも送出され、この回路８ ０４は波形ｆ（ｔ）が負から正になる際のシフトクロックの時間間隔を検出４る 。。このり［１ツク検出されたゼロパルスは第８ｂ図の波形ｆで示されている。 第８ｂのゲートを通過したパルス波形ｅはデータカウンタ８１０に送られ、各サ ンプリングの連続パルスを二進数に変換する。第８ｅ図に示す各υンブリング周 期の間に制御理論回路によって決定される一連の動作において、波形の瞬間的振 幅の対数値を示すこれらのリンブリング数は引算され、比較さね、ラッチされく 記憶され）、そしてクリアされる。引算動作において、＋？ｉｉ回の記憶された ２の補数Ｂはバイナリカウンタ８１０で１現イ「の−１数Δと加えられる。この 動作は波形ｆ（ｔ−）の対数的なとびとひの導関数に等価であり、従って対数導 関数を／Ｙ、、づ。この引０動作と同時に、現在の数Δが前回の数１３より大き いか小ざいかを決定づる比較決定が行なわれる。この決定は、２の補数の差を差 引く回路８１３の１リインピッ１−」出力の状態を検知することで検出する。も し、決定シーケンスに変化があると、複素ゼロが生じたことをゼ［１又はピーク の型て”示づ−１このピークとゼロによる決定は回路８１１によっ−Ｕ　ＰＳＭ の分析のためのり［１ツク同期されたパルスに変換される。 実数ゼロ及び複素ゼ「１の種々の組合せは、信号分析におりる実験的な立場から 選定することができる３、引算動作に引続いて、カウンタ８１０のカウンタデー タを２ずつディクリメン１へ（〕またそれを転換（−る制御パルスを論理回路８ １０は出力し、２の補数を形成する様にする。 次に、このパルスはラッチ８１２でラッチされ、次のサンプリング間隔の準備と してカウンタから排除される。引算は各サンプリングの間で行われるにもかかわ らず、その結果はゼロが検出されたサンプリングでのみラッチレジスタに記憶さ れる。このサンプリングは瞬間的な剰余関数ｆ（α）を現わす。同様にして、対 数的な振幅情報（２の補数の前に）が複素ゼロのピークで記憶される。この様な 同期をとった振幅及び剰余のサンプリングによって２つの波形情報ベクトルすな わち「Ｗ■■Ｓ」を構成する。（前）ボした様に、振幅のサンプリングは方向性 ベクトルを得るために比較することができる。） 各サンプリング周期は、周期性分類マトリクス４５の遅延シフトレジスタを制御 する主シフトクロックの周期に対応することに注意されたい。第８ａ図はタイミ ング信号を伝送する線と、ＰＳＭ９３と結合する機能ブロックとを示している。 ＰＳＭはその遅延シフトレジスタを制御するシフトクロックのタイミング信号、 検出した周期性を読出すシーケンスを制御する読出走査選択信号、及びＰ、ＳＭ から読出す周期性の測定値をディジタル符号化するための手段を必要とする。質 問パルス論理回路８２６はディジタル微分回路からゼｏ（Ｈ号を受け、ＰＳＭシ フトレジスタの入力を訂正するタイミングを保証づ−る。 また、次の原波形のゼロ点の断望の組合せを選択することのできるブロックがあ ることも注意すべきで、ある。すなわち、 実　数＋ゼ　ロ ピーク＋ゼ　ロ 実　数＋ピーク＋ゼ　ロ である。以上において、符号（＋）は論理和として定義する。この選択能力は各 種の入力信号の最適処理のために望ましいものである。例えば、人間の話声を最 も良く分析するには実数士ピークモードを用いればよいことが現在分かっている 。 周期性の測定の２進データはラッチ８２２に記憶され、オラルレティナについて 前述した方法に従って処理されることが、第８ａ図から分かる。 第８Ｃ図は演算可能なＬＡＤ回路９１の詳細な回路図を示す。この回路は必要な 構成要素に共通点が有り、第８ａ図に記載した増幅器８００、スイッチ８ｏ１、 及び比較器８０２の機能を実行する。構成要素のピン部材も示されている。１Ｍ ３２６という高精度電圧レギュレータ８０３が設けられており、１Ｍ３８７とい うフィードバック反転増幅器８３１に±１２ボルトを供給する。ＣＤ４０６６と いうスイッチ８３２は２Ｎ３９０４というトランジスタ増幅器８３３から得られ る正のスイッチパルスによって制御される。、増幅器８３３は５ボルトのＴＴＬ 論理レベルをスイッチ回路８３２の固有のスイッチングのたａＦｌ［１５ボルト レベルに変換する必要Ｂある。ローパスフィルタ８．３３はスイッチング効果が プリアンプ８３１から絶縁されてしまうのを防ぐために用いる。 抵抗９６とコンデンサ９７のＲＣ詩冗数放電回路ｔよ所望のダイナミックレンジ に適応させるために１０・ＫΩ及び２００ｐｆとする。スイッチを経過した波形 の出力は、２８に４３という高入力抵抗−低出力抵抗のソースフォロアの電界効 果トランジスタを用いることにより比較器８０２から絶縁される。１Ｍ３１１と いう比較器８０２は、可変抵抗８４０で調整した閾値以下に信号がなったときに 正の信号を送出し、反転する。バイパスコンデンサは浮遊雑音による信号送出を 抑制し信号送出動作を安定されるために用いる。５Ｎ７４０はというゲートは種 々の引続く負荷関数から比較器を保護するために用いる。 フィードバック増幅器８３１はオフセット電圧のバランバランス調整手段を具え ている。また、±１２ボルトの供給線には、７．５ボルトのツェナダイオードレ ギュレータがある。これは、製造元の示す１５Ｖの限界内でＣＤ４０６６に供給 する総合電圧を減少させるために必要である。 第８ａ図に戻ると、ＰＳＭ９３及びディジタル微分器９２を駆動するに必要なタ イミング信号を発生させるための論理回路（後述する）が示されている。この回 路は第８ｄ図にその詳細が示されており、タイミングシーケンスの各点の波形は 第８ｅ図に示されている。マスタクロック回路９０は２Ｍ）（Ｚで２：１の周波 数調整をすることのできる５Ｎ７４ＬＳＯ４というヘツクスインバータを有する 発振器である。出力は「固定クロック」とされ、引続く論理回路で直接用いられ る。これから、クロック周期は、第８ｅ図の符号Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ、Ｅで示す各ス テップの様に、２倍つづになる。波形は５Ｎ７４９３という２つの集積回路Ｍ２ 　、Ｍａから得られる。Ｅでは、更に波形を２チレネルの２倍周期とし２相クロ ツクを得る様にする。クロックＥは、こうして主ＰＭＳシフトクロックを得る分 割回路Ｍｅ　（Ａ）を駆動する前に反転される。この一群の信号はいくつかの必 要な制御信号を形成している。ＬＡＤスイッチングパルスは、第８ｅ図の波形Ｂ 、Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｇに関してアンド論理をとるアンドゲートＭ４　、　Ｍｎ　（ピ ン８゜９．１０＞によって得られる。反転出力は、第８ｏ図の曲線ｉで示されて いる。第８ｅ図の走査パルスのゲート信号Ｊは、波形Ｈとシフトクロックとのア ンド論理をとるＭｌ＋（ピン４．５．６）から得られる。信号Ｊは、各シフトク ロック周期毎に２４のパルスを発生するクロック信号Ａのアンド論理を、第８ａ 図で示す様なアンドゲートＭ５　（ピン１１，１２．１３＞を介してとる。 クリーニングパルスは第８ｄ図のフリップフロップＭＩ２及びアンドゲートＭ５ 　（ピン８．９．１０）によって発生する。この回路はスイッチパルスをわずか に拡げることを目的とし、望ましくないスイッチングの過渡効果を比較器の出ノ ｊから除去づる様にする。Ｄフリップフロップは遅延させた固定クロックパルス を形成し、このパルスとスイッチパルスとを組合せて第８ｅ図の曲線ｐで示す様 な波形を形成する。読出し走査クロックは、ＰＳＭ４５で用いる一連の読出しシ フトク日ツクを用意するため各チャネルに切換えられねばならない。これは、３ ピツ１への連続２進コードを発生するカウンタＭ７によって達成される。このコ ーσ ドはＭａ　（７４１３８）によって分解され、８Ａクターブのチャネルにわたっ て繰返す一連の一シフ１〜クロックを有するパルスを形成する。このスイッチゲ ートはこうして１′ンバ一タＭ９２Ｍ１３及びアンドゲートＭ１５９Ｍ１４を用 いる読出し走査り［］ツクパルスを受りる固有のＰＳＭチャネルを選択する。こ のシーケンスは第８ｅ図の曲線ｑ、ｒで水型。玩出し走査クロックは８及び７の オクターブを選択したしのであり、８，７．．６・・・２，１と進んだ後ま１〔 ８に戻るという８つのオクターブの走査サイクルの始まりを図示するために選ば れている。このため、最低周波数から最高周波数にまで周期性データを走査づる ことができる。認識された周期性サンプルのディジタル符号化はバイナリカウン タＭｈｏ、Ｍｎによって行なわれる。このカウンタは各８つのオクターブの走査 サイクルの間読出し走査パルスの数を合算する。第８ｅ図の曲線Ｓで示づ様に、 周期性認識パルスが生じたとき、認識チャネルに対応する直列データパルスは２ 進数を８ビツトの並列バスに出力する。第８ｅ図の例は、第８ｅの曲線ｔの対応 する２進数を有するチャネル３６の周期性認識を示している。 このデータ読出し方法はいくつかの実際的な装置を考１慮して選定されたことに 注意すべきである。２進論理回路の設計者にとって明らかな様に、いくつかの他 の方法を案出することもできる。 第８ａ図に示した様に、ディジタル微分部９２０制御信号はタイミング論理回路 ９５から得られる。この制御論理回路は第８ｆ図の回路図に詳しい。第８ｆ図の 制御信号は、Ｍ２　、１ＶＩ５　、　Ｍｙに含まれるアンドグー！へ及びＭｌの インバータによって形成される論理シーケンスを介して形成される。各信号は、 第８ｅ図の曲線ｒ、に、女で示され、引算、補数、及びラッチ／クリアを指令す る３つの連続したパルス信号である。 アンドゲートＭ２　（１１，１２，１３）及びＭ２　（８゜９．１０）によって 形成されるクロックパルス（第８ｂ図の曲線ｅ）は８ビツトのアップダウンカウ ンタＭｌｌ、Ｍ４に供給される。カウント値の合計は、制御パルスのタイミング 周期の終る前に常に達成されている。カウント周期の間にカウンタ出力はエクス クル−シブオアゲートＭ１４゜１ｖ１１５を介して８ビツトの２進加算器Ｍ１６ ．〜１９に入力される。これらの加算器はまた８ビツトのラッチＭＩＯ，Ｍ３に 接続されており、各ラップは前回のカウント周期の２の補数値を含んでいる。こ うして、加算器の８ピッｌ−出力は、前回のフレームのカウントどのカウント周 期の連続的な差分を現わす。カウント周期の終りで、差分は静止したままである 。 制御パルスシーケンスを説明する。第１の制御パルスは「引算」パルスであり、 フレーム間の差分をラッチされた記憶部Ｍ６．Ｍ１２に転送する。引算パルスは またＪＫフリップフロップを駆動し、このフリップフロップの状態をラッチＭＩ ２のサインビットの有無に応じて変化させる。この決定は、現在のカウント値Ａ が前回のカウント値Ｂより大きい４か小さいかを定義付ける。このデータを用い 、２つのデュアル型のＤフリップフロップとアンドゲートが、後述する様に、信 号波形の複素ゼロに対応するパルスを形成する。 第２の制御パルス「補数」は２つの効果を右する。づなわら、第１に１１ゴ゛ツ ］〜ずつアップダウンカウンタをディクリメン１〜し、また第２の」クスクルー シブオアゲートを反転させて補数ＩＪなわらカウンタの２進数を得る。これは２ の補数であり、ラッチパルス（シーケンスの第３のパルス）が第８ｆ図のラッチ ｌｖｌ＋ｏ、Ｍ３に記憶される様にづる。また、ラッチパルスはワンショットマ ルチバイブレータＭ８を作動させ、１２５＋１秒程麿の幅０極めて短いパルスを 形成覆る。このパルスはわずかに涯延されており、次のカワシミ〜周明のために 直ちにカウンタをクリアづ−る。パルスを遅延させるのはだの数がクリアされる 前に記憶される様に保証するためである。 実数ゼロの時刻はクリーニングパルス５（ｐ）を用いることによって選定され、 パルスはＤ入力を供給するＬＡＤの比較器の出力と共にＤフリップフロップのベ アＭ１３を駆動する。この回路は、信号が実数のゼロ軸を横切るときに信号エン ベロープの正の変移のみを選択する。その持続時間はシフｌ−クロック−周期分 のみである。 例示の波形からゼロ点を選択する様子が第８ｂ図に示されている。このタイミン グダイアグラムには、比較器パルスＣ１クリーンド比較器パルスｄ１及びデータ を符号化するためのゲートを通過した固定り［１ツクパルスｅが示されている。 波形ｆ（ｔ）がＬ’　ｏ　Ｉｔを交叉すると、１．、−　Ａ　Ｄ比較器が信号を 送出し、波形がぜ［］以下どなるまでト１（ハイレベル）を維持する。このぜロ ク目スはシフ１〜クロツクｆの一周期及び幅のパルスを形成する。波形の振幅が 増大づると、Ａ＞８の決定はサンプルパルス＃４まτパ［（を続行づ−る。 ＃４の比較器の出ツノパルス幅（Ｊイジタル振幅）は＃３Ｊ、り小さいので、サ インビットの決定△くＢは）−１になり、Ｊ　Ｋフリップフ［１ツブを変化させ る。第３　ｂ図は波形ｑの最終結果を示すパルスを示しでおり、イのパルスは波 形ｆ（ｔ）のピークを特定する。この決定は必然的にシフトクロック２周期分遅 れるが、以下の経過で説明する定数であることに注意されたい。 Ａ＞Ｂに転換したことを検出する無効モードは、正の実数ゼロと波形のあらゆる ゼ［］の双方で生ずることに注意されたい。もし、無効ゼ［］が引続く処理で必 要であれば、別々のゼロ検出を実数ゼロがキャンセルされる様に無効を一ド検出 の実数ゼロの位置と組合せる必要がある。 前述の周期性分類マトリクス４５は信号全体の全ての周期的要素を同時に認識し 分類する回路である。周期性分類マトリクスに入力される信号は一般に過減衰さ れた減衰前の被片のランダムな又は周期的に励起の種々の混合から成っている。 周期的信号のカテゴリーを考えると、２つの基本的な場合がある。すなわち、 （１）　少くとも一つは周期的である（被片は過減衰さないパルス列、又は （２）　振動応答関数（被片は減衰されていない）を伴う周期的な励起。 これら２つの信号条件をそれぞれ第９Ａ図及び第９Ｂ図に示す。第９Ａ図はそれ ぞれ周期Ｔ＋　、Ｔ２の互いに離れたパルスを示している。第９Ｂ図は、例えば 繰返し率が声のピッチを定める音声会話の典型的な波形を示している。 リンギング被片の応答はフォルマントとして知られている。 第９Ａ図及び第９Ｂ図の波形の個々の繰返し周期を測定する際の基本的な問題を 各図から見て取ることができる。ゼロクロス又はピークの連続的な時間間隔を測 定にのみ基づくいかなる方法も互いに離れた信号源を分類することができないこ とは明らかである。しかし、この発明によれば、第１１図に図式的に示す新規な 周期性分類マトリクスが用意されており、この機能を達成することができる。第 １１図の配列は、信号がタップのついた遅延線を通して伝帳するときそ・の周期 的要素に関する連続的な信号分析に基づい弘７ ている。論理ゲートアレーは、信号パルスが入力端に到達する度毎に遅延線の前 回のパルスの全てと同時比較ができる様に接続されている。このため、同時刻の ２つの位置での事象を認識することができる様になっている。この事象は周期性 として定義される。パルスがパルス列中で連続するのと異なり、周期性は隣接す るシーケンスで生ずる必要はない。例えば、ランダムな間隔の一連のパルスがた またま等しい間隔の３つのパルスを発生することはある。完全にランダムな場合 、これらの疑周期性の検出は認識ゲートの全範囲にわたって等しい確率で配分さ れていなければならない。認識の確率頻度は波形全体のパルス密度に依存する。 分布が完全にランダムではないが特定の繰返し率付近に集中している場合、「ジ ッタ」パルス列における様に、応答類ば平均的なパルスの繰返し周波数に対応す るゲートで最も大きく、その周波数の周囲をガウス型の応答分布がとりまいてい る。この分布の拡がりは信号対雑音比に依存する。 第１１図はアンドゲートアレーと遅延シフトレジスタのトポロジー的関係を模式 的に示している。第１１図は回路配列の「論理マツプ」である。第１１図の回路 は水平線１００〜１１１の１つで各々模式的に示される１２のアンドゲートを含 んでいる。各アンドゲート１００〜１１１は模式的に示した２５のステージを有 するタップ付のシフトレジスタ遅延線１１２に接続される。ゲート１００〜１１ １は、ゲート１００〜１１１を示す水平線の長さ方向の対角斜線で示される点で 、シフトレジスタの各ステージに接続されている。シフトレジスタ１１２に到来 する信号は、例えば第８．ＩＳのディジタル剰余プロセッサのゼロ選択論理回路 ８１１の出力端から得られる信号である。この信号は、対数ＡＤ変換器１１３、 ディジタル微分器１１４、及びゼロ選択論理回路８１１に入力される。こうして 、第１０Ａ図で示す形の入力信号は第１０Ｂ図に示す信号に変換される。第１Ｇ Ｂ図では、互いに離れたパルス列Ａ、Ｂの各パルスはそれぞれＡｎ　、３ｎと別 々に表示されるでいることに注意されたい。 タイミングダイアグラムのシフトクロック１１３は第１１図の下側部分にマトリ クスと共に模式的に画かれている。マトリクスはパルスＡ、Ｂがシフトレジスタ に入力されるシフトしノジスタ遅延線１１２を伝帳する様子を模式的に示してい る。第１１図に示すアントゲ−１〜の接続はシーケンシャルに配列されており、 ２：１のレンジで生ずるいかなる周期的事象にも応答する。隣接するパルス対の 間隔のあらゆる組合せを認識できる様に、各周期性ゲート１００〜１１１のセン タタップの接続を交互的なペアとする必要がある。これらの組合せはシフトレジ スタ遅延線１１２の２４のとびとびのクロック時間間隔の結果である。 システムの説明の便宜上、信号の時間スケールはタップ付のシフトレジスタ遅延 線と同様の２４のユニットに量子化して表示されている。 第１０Ｂ図の２つのパルス列Ａ、Ｂはシフトクロック１１３と同じスケールで表 示されており、それぞれ６時間ユニット及び１０時間ユニットの周期を有する。 Ａ１と表示した第１のパルス波形列Ａが遅延線１１・２に入力されると、他のパ ルスは存在しないため何らの認識もされない。 同様に、パルスＢ１．Ｂ２　、Ａ２が引続いて入力されても、何らかの周期性の 認識は行なわれず、パルスはシステムを通過する。パルスが時間ユニット１５で 到達すると、時間ユニット８のパルスＢ２及び時間ユニット１のパルスＢ１がシ ステム中にあり、３つのパルスが同時発生する。このことにより、時間ユニット ７の周期のパルス列Ｂに対する認識応答が形成される。同様にして、パルスＡ３ が到来すると、ユニットゲート１０からの他の認識結果が送出される。引続く操 作で、各パルス列は周期性認識レジスタ１１５の各チャネルと連続的に組合され る。 第１１図の回路で、システｌ＼の誤応答を避（プるための論理拒絶機能を与える ために、２：１の約数関係を用いることは極めて重要である。こうして、１オク ターブより大きいレジスタの周期を認識することが望ましいという仮定の下に、 真の周期性の約数で誤った応答を除去することが必要である。これらの誤った応 答を除去する錠は、上述の２＝１の関係である。 約数認識の問題は第１１Ａ図に示されており、周期Ｔ。 ２Ｔ、４Ｔ、８Ｔの約数（オクターブ）に１７時間ユニットを分割する様子を模 式的に示している。第１１Ａ図を詳査すれば分かる様に、第１１Ａ図の下側ゲー トで、周期Ｔの連続信号が応答を形成する。しかし、周期性の認識は失す上側の オクターブで行われるので、下側オクターブからの応答を除去することのできる 排除機能を発生させることができる。これは次の２つの方法のいずれがで行うこ とかできる。丈なわら、 （１）　下側オクターブで同時に生ずる約数の認識を直接排除覆ることができる 。 （芦）　上側オクターブで既に認識されたパルスと直接関連する第１１図の遅延 線１１２にお（プるパルス伝帳を避けることにより、下側オクターブの認識の可 能性を避【プることができる。 上記方法（１）は、各認識ゲートの出力に簡単な論理排除機能を設（−Ｊるだけ であるため、構成が簡単になる利点がある。しかし、複雑な集合波形を取扱わね ばなら・よい実際の場合に【ま、オクターブ当りのパルス数は連続する下側オク ターブで等比的に増大する。この様に、周期性誤認の数は真の認識値を上回り、 システムは効果的でない。 上記第２の方法は、下側オクターブのパルス密度が減少し、複雑な統合波形を取 扱うのにより望ましいアプローチである。このシステムは第１２図で用いられて おり、第１２図は３オクターブの統合波形を取扱う周期性分類マトリクスに関す るマツプを示している。第１２図では、分析さるべぎ分難した信号を受（プる伝 帳遅延線１２０を模式的に示している。２４のアンドゲートが設【プられでおり 、その各々は水平線で示されている。各アンドゲートは、対角斜線で示される交 点でＷ延線１２０に接続される。第１のアンドゲート線は信号パルスの１第１の オクターブ」を示しており、アンドゲート線の第２のオクターブ数ツクの様であ り、また下側の８つのアンドゲートである第３のオクターブはその様に表示され ている。第１１図の周期性認識レジスタ１１５に対応する周期性認識レジスタ１ ２１は２４のアンドグー１〜の出力に接続されている。 第１２図の伝帳遅延線１２０はその遅延特性が一様でなく、各ステップの相対的 遅延の割合を各タップの間隔で示している。最も高い時間分解能を有するコニッ ト０がら１６の間の時間（よ、信号の周期性を高率で時間的に量子化できる部分 である。ユニツ１〜１８・〜３２では相対遅延Ｈ！ｔＨは２倍となり、」−ニラ １〜３６−５４では４倍どなる。ゲートのオクターブ関係は隣接しており、３オ クターブの認識レンジにわたって）＋１！続した周期性の認識が可能である。 前述した約数のυ１除機能は各ゲートの出力を、認識の生じた遅延線のインクリ メントにフィードバックすることで達成される。このフィードバックは第１２図 では認識排除信号として示されている。このため、約数信号パルスの伝帳は、そ れが下側周期性認識のオクターブに入る前に終了する。 第１２図の構成において、遅延線のタップの間隔は遅延時間に比例すること（， １前述した。従って、７又は８オクターブの音響信号を処理する適当な装置を設 計するには、実際上、遅延が増大するに伴って遅延ユニット当りの遅延線の物理 的距離を減少させる手段が必要となる。この距離を減少させるための構成は第１ ３図のディジタル回路のダイアグラムに示されている。この回路は第１１図及び 第１２図の論理マツプで説明した機能を実行する。 第１３図は、第１２図の論理マツプが従来の回路デザインに如何に適用できるか を示す。このダイアグラムは動作システムのあらゆる基本的な特徴を有するもの であり、基本モジコールオクターブを除いて、システムは構成として等価である 。各オクターブは第１、第２、第３のオクターブに対してそれぞれ記憶シフトレ ジスタ１４０，１４１゜１４２を（１えている。簡単のために、第１３図では、 第１２図で示す８つのステージの代りに４つのステージのみを有するシフトレジ スタを示す。もちろん、ステージ数は任意の数としてＪ、い。 記憶シフ１〜レジスタ１４０．１１１，１４２は第１２図のレジスタ１２１とし で機能し、周期性の「ヒラ１−」の検出に対応して出力を形成する。この出力は 、レジスタの全ての内容を直列的に読比す間に形成される電子出力制御信号の様 な任意の形どづることができる。また、出力は記憶シフ１〜レジスタの各位置に 対するＬＥＤ出力の形とすることもできる。 各記憶シフ１〜レジスタの各ステージは、図示の様に記憶シフトレジスタ１４０ ，１４１，１４２の入力端△、Ｂ。 Ｃ，Ｄに接続された出力を有するアンドゲート１５０〜１６１として示される３ 人力のアンドゲートを具えている。 第１０Ｂ図の入力信号の様なりロックと同期したパルス信号入力は、それぞれ第 １オクターブの部分１７０．１７１及び第２．第３のオクターブの部分１７２， １７３を有するクロック同期したシフトレジスタに入力される。他の各オクター ブについても同様にクロック同期したシフトレジスタの部分が具えられている。 信号分析機能どして望む周波数レンジが大きくなるほどそのレンジをカバー覆る ために用いるオクターブ数も人ぎくなる。 シフｌへレジスタのステージはり［］ツク１８０で駆動され、このタロツク１８ ０は信号パルス列を駆動するのと同じ割合で動作りる。（この回路は第８ａ図の ｆ−タシ７１〜り［］ツクに対応づ−る。）連続する各オクターブの遅延時間は クロック１８０のクロック周期を連続づる各オクターブ毎に２で割ることにより 係数２っづ増大する。こうして、２：１の分割回路１８１，１８２等ｔま、各連 続するシフトレジスタ１７２，１７３などで２づつクロックの入力割合を減少さ せる様にする。 各遅延線間のデータを転送−するために、］−×で示すシフ（〜レジスタのエク ス１−ラスブージが各オクターブ遅延線１７１．１７２．１７３に挿入されてお り、アナログの周期信号がシフ１〜クロコ・りでサンプリングされた際に生ずる パルス対の量子化された時間的位置を取扱う。 各クロックシフトレジスタのＴｘステージからの信号は第１、第２、第３のオク ターブでそれぞれ１〜Ｔ／ンスフアオアゲー１へ１９０，１９１，１９２に接続 され−（る。オアゲ−１〜１９０，１９１，１９２の他の入力は、オアゲート１ ９０，１９１．１９２へそれぞれ入力される前回の遅延ステージ’８　’　Ｔ１ ２”　１６からの信号であり、信号パルスは次のオクターブの次のシフトレジス タの入力ステージに転送される。 各アンドゲート１５０〜１５３の第１の入力はクロックシフトレジスタのステー ジＴｏからの入力である。アンドゲート１５０〜１５３への第２の入力はそれぞ れクロックシフ１−レジスタのステージＴ５　、Ｔｏ　、Ｔｙ　、Ｔ８から取ら れる。同時に、アンドゲート１５４〜１５７の第２の入力はクロックシフトレジ スタ１７２のステージＴ９．ＴｌＯ。 Ｔ１１．ＴＩ２から取られる。 アンドゲート１５８〜１６１への第２の入力はレジスタ１７３のステージＴ１３ ．Ｔ１４．Ｔ１．、Ｔ１６から取られる。 ゲート１５４〜１６１への第３の入力はそれぞれオアゲート２００〜２０７の出 力をもって成る。アンドゲート１５０〜１５３の第３の入力は、それぞれオアゲ ート２１０の出力、シフトレジスタ１７１のＴ２又はＴ３の出力、オアゲート２ １１の出力、及びシフトレジスタ１７１のステージＴ３　、Ｔ４の出力として示 されている。 上述の構成は、第１１図及び第１２図において述べた対解斜線で示す方法で、記 憶シフトレジスタ１４０，１４１゜１４２のステージの１つで１つの周期性出力 を形成する。 周期性のサンプリング値はとびとびの値をとる性質があるため、基本モジュール 下の全てのオクターブで質問パルスの幅を二倍にする様に質問ゲート２２０が設 けられている。このため、各アンドゲート１５４〜１６１の第１の入力はオアゲ ート２２０の出力から成り、オア゛〃−ト２２０の入力はそれぞれクロックシフ トレジスタのステージＴｏ。 Ｔ１に接続される。 第１３図は検出した周期性を記憶し、次の表示及び自動処理段階の一方又は双方 に転送するためのディジタル回路手段を示す。こうして、認識ゲート１５０〜１ ６１の出力は記憶シフトレジスタ１４０，１４１．１４２のプリセット入力に送 られる。記憶シフトレジスタはその記憶ステージに周期性の事象を記憶し、この 記憶の後に第１２図に関して説明した排除機能が、組合せた遅延シフトレジスタ のステージがパルスを除去する様に作用する。こうして、第１３図において、ク ロックシフトレジスタ１７１のＴ５゜Ｔｏ　、Ｔｙ　、Ｔａ及びレジスタ１７２ ，１７３の各々はそれぞれアンドゲート１５０〜１６１の出力からクリア排除接 続信号を受ける。 第１３図の回路動作の例として、三組の周期性がレジスタのステージＴｏ　、Ｔ ｓ　、Ｔ８に存在すると仮定する。事象はレジスタＤ＋に記憶される。次に、Ｔ ８のパルスはシフトレジスタ１７１のクリア人力Ｔ８に現われる排除パルスによ ってクリアされる。 各記憶シフトレジスタ１４０，１４１，１４２はＸで示すエクストラ遅延ステー ジを見えている。この追加的ステージは、もし直列の読出データが必要である場 合に、次のレジスタにシフトされるべきデータを蓄積するために用いるヵ前述し た様に、各記憶レジスタに記憶されたデータは各ステージを発光ダイオードに接 続することによって直接観測することができる。データは交互に又は同時に標準 的なシフトレジスタの方法で直列的に転送づ−ることができる。 もし必要ならば、記憶シフトレジスタ中のデータは記憶したステージを直接特定 するために２進で複合化することができる。他のデータ読出し方法もシステム設 計者の望みにより選択することができる。 従来から周期性分類マトリクスは知られているが、第１３図で示す新規な配列よ り実質的にもつと複雑である。 既知の構成は１ＰＲＦ信号分析器」と題する私の論文、ＩＢＭ　Ｔｅｃｈｎｉｃ ａ！　ＤｉｓｃｌｏｓｕｒｅＢｕｌｌｅｔｉｎ、第１０巻、１１号１９６８年４ 月刊の１７８１頁に記載されている。 そのシステムはオクターブの約数を排除するために他の方法を用い、取扱いが不 便であり、また第１３図のシステムにより複雑であり、より多くのｉＪＭ延スデ ステージ理要素を必要とする。周期性分類システムが３又は４オクタ一ブ以上を 必要とすることは全く正しい。 第１３図の回路の特徴は、必要なだ（プ多くのオクターブを用いることができ、 このオクターブ数は論理要素の時間的応答度によってのみ制限される。このため 、８オクターブを用いる回路は充分作動し、２４のインクリメントの分解が可能 である。 行することができる。このため、遅延機能はタップ付のアナログ遅延線、従続接 続したワンショットマルチバイブレータ、電荷結合型遅延集積回路、ゲイン・− タルシフトレジスタ、及び表面音響デバイスなどの装置によって実行することが きる。しかし、地震装置や通常の音響周期数領域で用いる低い周波数レンジでの 信号処理では、第１３図のディジタルシフトレジスタの構成が回路構成として望 ましい。 電荷結合型遅延装置表面音響デバイスを用いるアナログ乃至は準アナログ方法に よるシステムの一般的特徴は、第１４図に模式的に示されており、第５図及び第 ６図の第１及び第２の分析ステップを実行するための回路を示している。第１４ 図の回路機能は全てディジタル処理構成とすることができるが、アナログ又は準 アナログ装置をオラルレテイナ回路が必要とする情報を形成するために用いるこ とにより、システムが簡略化される。更に詳しくは、第１４図に示す様に、分析 されるべき信号ｆ　（ｔ）はＴ１〜Ｔｎのｎ個のタップを有する伝帳遅延線２０ ０の様な適当な遅延線に入力される。こめノこめ、一単位長さ毎に遅延を増大さ せる遅延線の長さに沿ってｆ　（ｔ）の離散的なサンプリング波形が発生する。 遅延線２００の各タップは回路２０１〜２０４の様な回路に接続され、この回路 が記憶した関数ｆ（ｔ）を既知の方法でｌｏｇｆ（ｔ）に変換する。各タップの 関数に対する出力信号１ｏｇｆ（ｔ）は適当な引算回路２０５に接続され、この 回路は前述の遅延タップの値かる。このため、ｌｏｇ丁（１）の離散的な導関数 、すなわち前述ノロ１余」である関数ｒ　（ｔ）　＝ｄ　［ｌｏｇ　ｆ　（ｔ） 　］／ｄｔが形成される。 剰余関数ｒ（ｔ）ｔま各遅延１Ｚルに設けた閾値検出器２０Ｇに入力され、この 検出器はピー・り又ＩＪ：　１−ｚ口の（翁な選択した波形の特徴の王ポックを 決定づべく作動１−る。こ：１′シらの特徴に対応Ｊる旧観で、「（ｔ）の値” ；　／、：＜わら隼１１余（まｌ１ｌｌ余ケーｈ　２０８を介し爪オラル１ノテ イナｐ１路２０７（こ入力される５、 同ＩＩ４に、閾値検出器２０６の出力（、を第１３図の一１路と等ｆ＋ｔｔｉな 周１［１］性分類７１へりクス２０９に人力さ１′する。ｐｓ〜１２０９出力は またオラル１ノｊ−イナ回路２０７に人力１こ入力される。オラルｔノアイ」− 回路２０７ｋまこのため波パラのｊ昂■Ａ性、剰余、及び振幅に関する入力を有 し、従って必要な波形認識パターンを形成覆るに必要な情報を持つ１騙に４象る 。 第１４図の一般的構成は電向結合遅延デノくイス又Ｃよ表面音響波デバイスに関 する技術で実行することｈくできる。 第１４図の構成によれば顕著な利点カーあり、全部をディジタル構成にした場合 に必要とづ゛る一時８己憶回路、アドレス回路、平均化回路及びパラメータの結 合部１里の１路のｌ＼要がなくなる。 次に、信号パターンを認識することのできるベクトル空間でＷＩＶｓを結合する という第５図の第３の処理ステツゾを実行づるために第６図の外積マトリクス６ ８が内包している方法を説明づる。これを達成１゛るための１つの方法は、”　 Ｃ０ｉｌ）ｒ６Ｎ’３ｔｅｌ　０Ｃａｔｌｎ９１’Ａ　ＱｌｈＯｄ　？、ｎ６． ９　’ｊ’ｓｔｅｍ”と題する１９７５年５月２７日にＲｆ″ｌ′され１、：私 の米田特ＩＦ第３．８８６，５５３号に記載されている１、この特許に記載され た方法は、先づ受取−）た放射バク〜ンの時間変化を認識することにより、幾何 学的８標軸の中（−［ミッタを配買−りる様にしている。しかし、回路（、Ｌ（ ′［意の座標軸シスＴムｉこ用いることが−Ｃきる３゜ 次に、波形パターンを特定−りる新規な方法及び装冒を説明する。この方法及σ ス首’ｔＪ余剰αど周期性ｒ　ａ）　２次冗空間を用いる。一般には仝剰１周期 竹、方向及び振幅から成る４次元空間を構成１゛る波形情報パターンを用いるこ とができる。 この発明の新規な構成によ１１ば、イ）８図のレジスタ９８のピークサンプリン グされた対＠導関数出ノＪからＩＵられる余剰データを先づ詩間差アブ目グに変 換Ｊ゛る。第１３図の周期性分類マトリクスの周期性読出し信号もまた第１３図 に関して説明した直列読出しモードによっ−Ｃ時間差アナログ信号に変換する。 このため、周期性及び剰余は第２図で示した様なＡラルレティナの存在する直交 空間を形成する。 この平面は、第１５図に示す様に、基準点によって区切られた矩形状アレーに分 割することができる。 第１５図の基準点は番号００−０３，１０〜１３．２０〜２３．３０〜３３で指 定されている。これらの各基準点は）■続的な時間変数α及び丁の関数として時 間に関する点を現わすことができる。従って、各点は相対的遅延時間の（２）　 メモリ内容の検査の結果として予め選んだパターンを自動認識すること、である 。 メモリ３１０の読出しは、メモリ３１０の全ての要素を順次アドレスする適当な マイクロプロセッサ３１１を介して制御される。各アドレスで合算されるカウン トは隣接する基準点と比較され、前述の私の特許第３．８８６，５５３号に記載 された様な適当な書込みアルゴリズムによって、パターン点を最初の時間測定で 可能な分解能で演算する。 これらの高分解能の点は、単一の周期性分類マトリクスのオクターブ読出し走査 サイクルで示す様な実ダイヤグラムのパターンを構成する。適当な集積時間をも ってマイクロプロセッサのメモリに書込ｌυだこれらのパターンを加算器で合算 することにより、オラルレティナの信号パターンの完全なスナップショッ［〜す なわち画像を得られる。すなわち、加算器はＯＰＭからの新な認識事象をＲＡＭ に既に記憶されたヒツト数に加える。こうして、記憶のステップ中にパターン応 答の「ヒツトグラム」が形成される。この様な各ステップの後に、合算されたパ ターンは表示回路又は一時記憶回路に読出され、第５図に関して説明した様に種 々のパターンをテストする第４の処理ステップの引続く分析に供される。 特定の信号波形及び個々の波源対象に対応するパターンを特定するために、読出 し走査の転換プロセスを用いることができる。すなわら、学習プロセスである。 種々の信号波源対象によって形成されるパターン座標軸をテストしまた認識する ことにより、到来する所望の信号パターンの存在をテストするための一群の「型 」を創ることができる。 この種の型は第１６図にブロック３２０として示されている。実際上、型は予め 選んだ波形に対応する一連のアドレスを読込んだリードオンリメモリによって構 成する。特定のパターンをテストするために、型すなわら、リードオンリメモリ ３２０のアドレスを読出しモードにあるランダムアクセスメモリのアドレスバス に、周期性分類マトリクスの読出しオクターブ走査サイクルの後に、入力づる。 もし、テストしたパターンがランダムアクセスメモリ３１０にあると、適当な認 識応答カウンタ３２１に記録される事象を形成する。特定の型のテストパターン 中に記録された事象が予め定められた数になると、閾値比較器３２２が付勢され 、信号全体の中に波源対象が存在リ−ることを示す。この情報は次の分析システ ム又は１Ｉｌｌ　ｍ装置を付勢するのに用いることができる。 第１７図は第１６図と同様の回路を示すものであり、オラルレティナ処理及び自 動信号認識のためのものであるが、ランダムアクセスメモリ３１０を必要としな い。第１７図によれば、第１６図のシフｌ−レジスタ遅延線３０５，３０６．３ ０７及びアンドゲートＯＯ〜３３が模式的に示されている。レジスタ３０７から の各時間基準入力はパターン選択スイッチ３５０によって与えられ、このスイッ チは手動又は遠隔操作によって任意に開閉でき、認識可能な１つ又はされ以上の パターンを予め選択する様にする。ゲートＯＯ〜３３の出力は適当な応答合算回 路３５１に接続され、この回路は逆に応答数を合算するカウンタ３５２と閾値回 路３５３を駆動する。回路３５３は所望の信号力（存在すると適当な認識信号を 、混合した入力信号の全体の中でスイッチ３５０によって選択することにより、 形成する。すなわち、認識信号として有効な信号は、応答数力く予め定めた数に なった場合にのみ形成される。 ０以上では、第１５図に示す様に、２次元の走査転換及びパターン認識の方ン去 について述べた。第５図の一般ｔ　Ｌ、たシステムてＪ１明した様に、４次元の ＷＩＶ空間での信号波源対象の認識にも同じ方法を適用できる。これ（ま、時間 を符号化した形の振幅入力データ及び方向入力データを含むタップを有する遅延 シフトレジスタを更ｔこ２つ１′Ｊで、第１６図の外積マトリクスを４次元に拡 張１″ることにより達成される。各ベタ１〜ルの離散的な要素の数の槓（こにつ で特定されるので、この処理のためには認識アンドゲートカー更に必要である。 従って、満足なパターン認識の１こめに（よゲート数は膨大となり実際的でな０ ０し力ｘし、私の米国７？？許第３，８８６．５５３号に記載されて（＼る様な 書込みプロセスを用いることにより、比較的少な（へゲートで分解能を１ｏｏ： ｉと改善することができる。この方法によれ＆ま、４次元の周期性分類マドリス を経済的に実施することカーできる。 前）本の外積機能はマイクロプロセッサを用（入ることによなければならない基 準点のアレー上での除算及び比較の数が多いため、コンピュータ処理によること は難かしくなり、また相当の演算速度と能力とが要求される。 走査転換プロセッサと波形認識システムは、第１６図に関連して説明した様に、 信号環境中の一連の波源対象の特定及び位置決めを行なうことができる。従って 、これらの装置は第５図の第３分析ステップの目的を達成するための手段を具え ている。情報内容からすると、データ割合は圧縮されている。データ割合が低い ときは、通常のマイクロプロセッサによる方法を用いるのが適当であり、パター ン変化及びその意味を決定するために残りの処理ステップの要求はコンピュータ アルゴリズムによって達成することができる。 この発明の概念は、周波数レンジを考虞しないいかなる信号処理の構成にも一般 的に有効であることが分る。回路上の制限は、用いる個々のデバイスの応答速度 から生ずるたりである。この発明の適用に関して音響処理が強調されてきたが、 この発明は音響レンジ以上の高い周波数に応用できるのは明らかである。 次に、第１８図には、エポック寸なわち事象の時間列の始まりを検出する新規な 方法及び装置が記載されている。 すなわち、第１８図では、入力信号パルス列がタップのある遅延レジスタ４００ に入力される。レジスタ４００のタップは、認識レジスタ４００に入力される。 レジスタ４０ｎの々・ツブは一認識レジスタ４．０１のタップＡ〜１」に接続さ れる水平線で各々示される３人力のアンドゲートに接続される。認識レジスタ４ ０１の出力はノアゲートに４０２に接続され、ノアグー１〜４０２の出力はアン ドゲート４０３の一入力端に接続される。ゲート４０３の他の入力は、遅延レジ スタ４００のＯ遅延ステージからとる。 第１８図のシステムの動作は次の様である。すなわち、エポックの評価は遅延レ ジスタ４００のＯステージに対応！１′φ周期性認識なしに質問パルスがおるか 否かの事象である。ノアグー＋−４０２は、周期性認識が認識レジメ々４０１に 記録される麿毎に、［］−レベルの出力を生ずる。同時に、周期性認識の事象は 、パルスの論理レベルｉ」がレジスタ４００のＯ遅延タップに存在すべきことを 要求する。しかし、エポックは質問パルスＪなわちタップＯのパルスが生じるど きに認識がないことの事象として定義される。この事象は、非円１す」的パルス を受４Ｊたとき又は周期的なシーケンスの最初の２つのパルスの間のいずれかで 生ずる可能性がある。 アンドゲート４０３の論理事象は以上の様な一覧表となる。 き、エポックは論理］−１で特定されることが分る。−Ｌポックの検出事象は、 組合せた周期性との検出で要求Ｊる遅延長さを考慮することなく、各パルスの到 来時刻に一致する。 第１８図に関して記述したエポック検出方法は第１８図の複合オクターブシステ ムを含まぜる様に拡張できる。第１８ａ図によれば、クロック同期したパルス列 は３つの回路４１０．４’２１．４２２として模式的に示したｎダイオード回路 の各々に入力される。 各オクターブ回路４２０，４２１．４２２は、第１８図のノアゲート４０２の代 りに、それぞれオアグー１−４２３　。 ４２４．４２５を右する。オアゲート４２２，４２３，４２４は各々そのレンジ 内で周期性を検出する様に動作する。 多大カッアゲート４２６がオクターブオアゲート４２３〜４２５の全てに接続さ れている。遅延回路４２７に信号が現われ且つ周期性認識がどのオクターブでも 行われていないとき、グロールエポックゲートは論理ト１であるど仮定する。こ れは、第１８図の単一オクターブについて前述したエポック事象を示している。 次に、第１Ｂ図で得られるエポック情報を用いて、エポックを帆面に処理するか を説明する。エポックデータは２つのグループに分けることができる。すなわち 、（１）　パルス対によって特定される周期的シーケンスの始まり、 （２）　単一パルスによって特定されるランダムな事象の到来、である。 」二記は相当明確な区別を考えるに見えるが、単に２つのエポックパルスがある かないかということでは、どちらの型の事象が生じたか（１つの周期的な開始又 は２つのランダムな事象）を必然的に示せない。これは、エポックパルスを周期 性認識データと組合せる手段を設けることにより解決できる。従って、もしいく つかのパルス対が引続く周期性の測定値と組合わされれば、エポック事象の始ま りであるｊまずであり、もしそうでなければエポック事象はランダムである。例 えば、開始のエポックはパルス対の間隔に等しい周期性を右する一連の周期性パ ルス（少なくとも１つの）が常に引続く。この構成を実施するに必要な特定の論 理回路は当業者にとって明らかである。 前述した様に、この発明の新規なプロ亡スは波形処理及び検出と同様に波形合成 にも用いることができる。一度パラメータ△　、Ｓ　、τ、力鴨えられると式（ １）の関数に　Ｋ ｆ（ｔ）を合成することができる。オラルレテイナを用いれば、剰余関数である α、とリンギング周波数の周期性の関数であるτ、によって、もしαが減衰の限 界以下であれば、大略定義される。このため、エポックτにで定義される各ゼロ 点での剰余及び振幅を与えることによって、所望の波形を近似的に合成すること ができる。基本的には、複雑な波形を発生づ゛る一群の仮定的な波源の対象の応 答を定義することと波形合成は等価である。空間情報はＡＫ及びて、の差として 連ばれ、受信機又は波源の位置に対応するｙ−、話　Ｍ　＋ｕ＋ｖｎ’＋　Ａｈ ＋：’＋　ｒｓ　ｌ−ｍｆｍ　＋、ＭＷ；　ｋ　Ｗ　：’−ｈ　Ｉ→　ｍｌ　’ ｙ　Ｉイ　７テレオザウンドの合成を可能にする。オラルレティナ信号解析にお いては、しかし波形合成法は、周期性信号と同様にランダムな励起信号の合成に も適用できる。 信号合成においては、信号構成が先づ分かれねばならず、これは適当な合成プロ グラムによって与えることができる。 プログラムは、各ゼロ点にお（）る剰余、振幅及び方向（ＷＩＶ＞に沿った時間 上の所望のゼロの配置くエポック、周期性、及び持続時間）を特定する。例えば 、コンビコータが音声情報を形成する音声応答システムの場合、シンセサイザの プログラムは特定の発音される単一を表わ４ＷＩＶとゼロパターンデータどを含 ｌυでいる。「ボコーダ」として知れる圧縮発音システムの帯域幅において、合 成プログラムは伝送ブヤネルを介して送出されるヨー１〜化した発音データによ って特定される。シンセサイザの他の応用して、持運び可能なコンピュータデー タ記憶装置に記憶された音楽、音声又はファクシミリのｊ“−夕を再生すること ができる。 合成操作を実行するために、仮定した波源対象の特定のエポック及び持続時間に 従って所望のシーケンス中の実数ゼロ複素ゼロの双方及び周期的又はＡ周期的な 波形のゼロ点を設定する手段を含む合成７１ヘリイ・スを設りる。各ぜ口は一連 に配置されるので各ゼロはＷＩＶ情報（剰余、振幅、及び方向）によって変調さ れる。ＷＩＶ情報（ま合成ブ「」グラムに定義されている波源対象と組合わされ る。また、波形の忠実度は剰余、振幅、及び時間の周期的成分の分解能を調整す ることにより制ｍ　することかできる。例えば、剰；二・うび４２〆・ントｌレ ケニ：゛ぞゴろＴｉ、　：、：　、ｔ、　Ｖ＋、明瞭度だけが重要である通信の 分野におけるクリップされｌこ昔声の表示が可能となる。合成マトリクス機能に 引続いて、適当なスペクトル成形フィルタをサンプリングの影響及び非線形処理 を減少させるために用いる。 この発明の上記特徴に従って構成した新規な波形シンセサ〆ザのブロックダイア グラムを第１９図に示す。第１９図の装置は前述のオラルレティナ動作を逆転す ることを目的とづる。周期性は、前述の周期性分類７１〜リクスを物理的に逆転 させた第１９図のゼロ配置マトリクス５００によって形成される時間的配置であ る。 第１９図に示１様に、合成プログラム５０１の影響の下でゼロはブロック５０２ 内で形成され、エポック、周期性、及び持続時間によるゼロ配置マトリクス５０ ０にそのゼロは入力される。ゼロ配置マトリクス５００はエポック、周期性及び 持続時間に関する情報を、波形のゼロクロス、ピーク、及びゼロを定義するゼロ を現す一群のパルスに変換する。合成プログラム５’０１の剰余ベクトルは剰余 処理ブロック５０３に入力され、５０３で発生した剰余ベクトル情報は剰余変調 器５０４に入力される。剰余変調器５０３とこれに引続く機能ブロック５０５〜 ５１０は、次の様な深溝を含み各ゼロでの必要な合成動作を実行する。すなわち 、 ａ）　ｔｏ（ｌｆ（ｔ）を得るための積分、ｂ）　ｆ（ｔ）を形成するための真 数をとること、そして Ｃ）　各複素ゼロで適当な振幅を得、Ａ＝Ｏのとぎ実数ゼロを定義するためｆ（ ｔ）にＡを乗算すること、である。 各パルスはゼロパルス配置マトリクス５００から出力されるので、変調器５０４ のパルス出ツノは変調器５０４の剰余機能部で幅「変調」される。このため、変 調器５０４の出力波形は形成しようとする波形ｆ（ｔ）の近似矩形波である。 変調器５０４の近似矩形波出力は、次に適当な又はそれ以上のチャネルに分割さ れ、例えば音源対象のステレオ情報を含む振幅及び延長時間の情報のそのチャネ ルへの挿入が可能となる。こうして、分割された後に、信号は積分器５０５．５ ０６に入力される。この後、信号はそれぞれ真数回路５０７，５０８に入力され 、前述の対数導関数の反転操作を行う。 各回路５０７，５０８の各出力はそれぞれ変調器５０９゜５１０で振幅変調され て、 （１）　指数的音源対象の相対的振幅Ａ、が波形の要求に従う様にし、また （２）　チャネル間の相対振幅差が要求される音響伝帳法則に従う様にする。 振幅変調回路５０９．５１０は方向モニタ回路５１１の相対振幅出力によって制 御され、モニタ回路は合成プログラムによって制御される。また、方向回路５１ １は右及び左チャネルと表示した２つの信号チャネルに関する時間遅延出力を有 する。これら２つの信号チャネルはそれぞれ時間遅延回路５１２．５１３に入力 される。このことにより、音響的信号伝帳によって要求される必要な時間遅延を 準備する。時間遅延回路５１２．５１３の出力は次にそれぞれ適当なフィルタ５ １４．５１５に入力される。このフィルタは基０本的にはバンドパスフィルタで あり、ｄｃ酸成分高周波サンプリング成分とを除去する。これら２つのフィルタ の出力は合成信号の左波形及び右波形を定義する。信号の振幅の絶対値は、図示 の様に方向回路５１１に接続された振幅絶対値制御ブロック５１７で適当に制御 することができる。 第１９図の装置について多くの変形例が可能であるのは明らかである。例えば、 もし正又は負のゼロ点のみを用いるどすれば、波形は整流信号となる。多くの場 合、発生する歪は許容範囲のものである。また、第１９図で示すステレオ効果は しばしば不要である。 第２０図及び第２１図は第１９図の回路５００として用いることのできるゼロ配 置マトリクス回路を模式的に示す。 第２０図及び第２１図は詳査すれば、ゼロ配置マトリクスと第１３図に関して前 述したパルス分類マトリクスとが似ていることが分かる。しかし、第２０図のゼ ロ配置マトリクスでは、量子化したピッチ周波数に関する周期性の組合トの代り に一本の分離した線で示されている。このため、プログラマ又は製作者は量子価 したインクリメントの間の中間的ピッチを選択することができる。。 第２０図によれば、６つの離散的な周期性すなわちオクターブ当りのピッチを形 成することのできるゼロ配置マトリクスが例示されている。第２０図では、各水 平線はＰＳＭで用いるアンドゲートの反転を示す。反転アンドゲートの各々はシ フトレジスタ５３０，５３１，５３２の「プリセット」入力に接続する３つの出 力を有する。この接続の様子は斜線で模式的に示されており、例えば抵抗、ダイ オード又は直接のワイヤ接続の様な適当な接続手段をこの斜線が示している。 シフトクロック５３３はシフトレジスタの動作を、カウントダウン回路５３４． ５３．５の様な各々引続くレジスタに関し２分割したタイミングで、直進させる 。シフトレジスタは周期性分類マトリクスについて前述したとは逆の方向に動作 することに注意されたい。クロック転移ゲート５３６．５３７は遅延線５３０． ５．３１．５３２間に接続されている。 各反転アンドゲートの入力は第２０図に示す３オクターブについてそれぞれライ ンアドレスデコーダ５Ａ０，５４１．５４２に接続されている。デコーダ５４０ ，５４１゜５４２は図示の様に種々の遅延線のタップに接続することにより、所 望の周期性パルスグループを選択可るために用いる一適当なラインアドレスは、 システムに対する入力情報に従って合成プログラムによって形成される。 ラインアドレスデコーダ５４０，５４１，５４２の機能は種々の方法で実行され る。先づ第１に、線を選ぶｌこめに２進のアドレス数を用いる通常のラインデコ ーダを用いることができる。他に、選択する線に１ビツトを含むシフトレジスタ を用いることができる。この機能を達成するためにシフ１〜レジスタを用いるこ とは、デマルチプレクサが一時に１つしかアドレスできないのに対して、並列的 に複数の線をアドレスすることができ望ましい。 第２０図についての上述の装置において、６つの周期性すなわちオクターブ当り Ａ、Ｂ、Ｃ，Ｄ、Ｅ、Ｆのピッチがあることが分かるであろう。基本オクターブ はＡ、Ｃ。 口に関し２つの組合けが可能であり、他方化のオクターブではクロックのカウン トダウンのため、各々Ｂ、Ｄ、Ｆに関する２つの組合せが伴うＡ、Ｃ，Ｅに関す る３つの組合せが可能である。一般に、全体としてこれは基本Ａフタ−遅延線の タップＯ〜６は、周期性を定義する３パルスグループの「センターパルス」を供 給する。基本オクターブは、センターパルスが独自のシフトレジスタの遅延タッ プを要求づ−る唯一のオクターブである。例えば、タップ７〜１２は基本オクタ ーブ当ブ３番目のパルスを与えるだけでなく、第２オクターブのセンターパルス も与える。同様に、タップ１３〜１８は第２オクターブの第３番目のパルスと第 ３オクターブのセンターパルスとを与える゛。 シンセサイザについての２つの重要な必要条件が第２０図に示されている。 第１は、下側クロックの全周期が終了（−るまで上側オクターブのクロックが下 側オクターブからデータパルスをシフトするのを阻止するためにアンドゲート５ ３６，５３７を用いることである。こうしないと、周期性は正しいパルス周期に わたる各オクターブについてのクロック・インクリメントを失ってしまう。 第２は、周期性ラインに入力したゼロパルスは、入力されているオクターブのク ロックパルスの前縁で周期されねばならないことである。これは第２０図のライ ンアドレスデコーダ中の１ライン・イネーブル」制御の表示で示されている。 第２０図のゼロ配置マトリクスの動作は第２１図のタイミングダイアグラムによ って更に理解できる。第２１図は、信号パルスが下側オクターブから上側オクタ ーブに転送されたときクロックパルスに対する転移阻止と同時に各ラインをアド レスするための正確なりロックタイミングパルス列を示している。第２１図では 、第２０図の第２オクターブの線Ｂを例にとってパルスを示している。 パルスは、シフトレジスタ中の位置Ｂ、Ｂ１４．Ｂ２ｏで注入される。シ７トク Ｉコックの転移がオクターブｒ１で示されている。これらのパルスは所望の周期 性ゼロを示し、特定の出力を形成すべくシフトレジスタ列を介して順次伝帳する 。 第２１図の弛の線が、Ｂ、Ｂ１４．Ｂ２ｏのパルスと同時にＡｙ、△３．ＡＯで アドレスされている様子を示している。これは、システムが複雑な波形を特定す る一連の分離したゼロ点を形成することができることを示している。 第２１図は「ブリセラｉ〜」入力によって選ばれたシフトレジスタのステージを 示ｌ）でいるが、ｒＤＪ入カへ直接接続することによっても同様にすることがで きるのは明らかである。また、ライン自身の形状は直接のワイヤリング又は所望 の論理アドレス方法で構成できる。 第１９図のブロックダイアグラムは剰余変調のための各々の機能ブロック５０４ 及び振幅変調のためのプロ・ｙり５０９．５１０を示しているが、回路構成を簡 単にするために操作を組合せることもできる。以下、実数ゼロと第１剰余情報を 挿入する方法について説明づ−る。第２図のオラルレテイプの存在ダイアグラム の減衰した指数的概念によいる。剰余が無限に増大すると、立上り時間はゼロに 近づく。 ｒＭｌｖで、ワンショットマルチバイブレータによって、の信号を形成すること ができる。マル・チバイブレータの周期を剰余振幅の関数として減少させること ににす、各ゼロで必要なゼロを含む信号を発生させることができる。 この方法でワンショットマルチバイブレータ６００を用いる模式的な構成を第２ ２図に示ず。第２２図のマルチバイブレータ６００はレジスタ６０１を含むライ ンに接続された剰余を入力され、また抵抗６０２及びコンデンサ６０３を含むＲ Ｃ回路で定まる時定数で重み付すした繰返し周波数を有する角変パルスを入力さ れる。この回路からの入力はマルチバイブレータのパルス１−リガに入力され、 他方剰余信号はリセット入力端に接続される。ワンショットマルチバイブレーク ６００の出力は装置６００の手に模式的に示した剰余変調パルスを構成りる。 動作中に、所定の周期性での正弦波に対するワンショット、ＰＲＦの重みイ」り 時定数によつ−Ｃ制御される。合成プログラムは、この重み付りを抵抗及びコン ｊ゛ンリの一方又は双方を適当な方法で変化させることにｊ：り制ｍ−ａること ができる。剰余１六号は特定の剰余の大きさに従ってワンショットマルチバイブ レークをリセツ１ヘツる。例えば、正弦し、また広帯域の過減衰の指数信号に対 しては略ゼロに等しくする。 次に、マルチバイブレーク６００の出力信号は積分され、スペク１〜ルは例えば オクターブ当り５ｄｂのロールオフとなる。次に、真数関数を周知の技術例えば 演算増幅器やディジタル制御のアラ。テネータを用いることにより形成する。 処理シーケンスの次のステップは、第１９図の合成プログラムに従って増幅１ノ ベルを各パルスに割当てることである。これは、ダイオードブリッジ、ディジタ ル制御アッテネータ、又は利得制御増幅器など従前の振幅変調方法によって行う ことができる。 合成システムのゼロパルスマトリクスの部分はディジタル技術で実施できるが、 回路の後半部分はアナログ信号処理を用いることができる。しかし、もし必要な らば、全てをディジタル方式とすることができる。これらは、信号を非線形処理 する必要がある変調関数及び真数関数において行動である。 次に、この発明の利点を明らかにするために、スペクトル分析技術と比較して新 規な発明による波形分析を説明する。また、オラルレテイナ分析及びフーリエ分 析の各々が信号を特定するために同様の情報を受けた場合を図示説明する。また 、オラルレテイナがこの情報を得るのが、（ａ）如何にスペクトル分析よりも実 際的で速いか、（ｂ）如何に少いデータで（少いデータ処理で）可能か、また（ Ｃ）スペクトル処理において失われるエポック情報を用いることにより、重複す る信号中から如何にして情報を、得るかが示されている。更に、相関と等しい関 数を如何に処理するかまた分解が如何に達成されるかが示されている。 第２３図は減衰された正弦波が単純な周期で繰返す一連の信号を示し、最も基本 的な信号形を示す。この例で、リンギング周波数は１０００Ｈｚであり、各リン ギングインパルスの繰返し周波数は２００Ｈｚである。音声処理において、これ は２００Ｈ２のピッチと１０００Ｈｚのフォルマントを示す。フーリエ変換はこ れらのパラメータを特定するためにこの種の信号を処理する通常の方法である。 フーリエの方法は、特定の精度で必要な測定をする開信号が不変であれば、有効 である。これは、前述した周知の時間−周波数の不等性へｔ△ｆ≧１による。こ の制限は、信号波形が時間の制限を受け、変化し、また複数の波源から成るとい う実際上の適用においては現実的でない。第２３図の信号波形の時間的始まり（ エポック）の関数としてフーリエスペクトルが如何に放出されるかを示すことに より、この時間−周波数の制限の問題を展開させることができる。 始点ｔｏに対する間隔でとったスペクトルのエンベロープを第２４図に示す。便 宜上、後のオラルレティナとの比較において、これらのスペクトルのサンプリン グ周期は波形のピークに対応するが、一般にスペクトルのサンプリング窓は波形 に対して全く任意である。 第２４図のｔｌで、始点から第１のピークまでの指数関数の立上り時間にスペク トルのエンベロープが対応する。 実際上、これは信号のバンド幅として定義することができる。バンド幅は立上り 時間に対する経験的な定義でしかないことに注意されたい。こうして、スペクト ルはパルスのバンド幅であり、そのピークは指数関数のリンギング周波数（極） １０００１−１ｚで定義される。その信号は、０ｌ−１ｚかβ１０００Ｈｚで１ ０−ルオフ」を始める点まで「フラット」である。 第２３図の時刻ｔ２におりる第２の正のピークで１ミリ秒の一サイクル信号が発 生し、エベクトルエネルギー（ま１ノンギング周波数の周りに集中する。Δｔ△ ｆの不等性を用いると、ピークの周りのバンド幅は△ｆ−１／△ｔ−１／１ｘ１ ０　＝１０００Ｈｚとなる。 同様に、第２４図の第３及び第４のサンプリングで、エンベロープはそれぞれバ ンド幅５００Ｈ２，３３０Ｈ２をもってリンギングピークの周りで鋭く立上がる 。こうして、第２のインパルス応答の始めで、スペクトルは新しくＡ関数−５ミ リ秒のところで生じ、前回の清ら力１なスペクトルエンベロープに「リップル」 を引起す。これらの１ノツプルのピークは２００Ｈ２間隔で生ずる。スペクトル のサンプ１ノング周期の数が増大すると、インパルスの繰返し率の幅すなわちリ ップルの幅がΔｔΔでの不等性に従って鋭くなる。 このため、第２の応答の最終周期で、スペクトル分解節回の繰返しの後分解能は ２５Ｈ２となる。 リンギング周波数又はある精度での繰返し率を測定することができるためには、 ある時間「待つ」ことが必要であることは明らかである。しかし、更に重要なこ とは、スペクトルエンベロープをパラメータが評価される前（こ智な（プればな らないことである。このことは、もし「リアルタイム」の動作が要求されるなら 、特定の時間間隔でフーリエ変換の演算を必要とする。この変換は、ＦＦＴアル ゴリズムでの多くの改善にもかかわらずコンピュータの電力を消費することで良 く知られている。 同様のオラルレデイナの分析を第２３図の示１信号で説明する。この場合、手順 は互いに独立な各ぜ口実数又は複素数の）での一連の測定値を抽出することであ る。この独立性はオラルレテイナを、その１つがフーリエ変換である「最小自乗 」多項近似法の全ての形式から区別する基本的な特徴である。第２５図は各ピー クでとったサンプリング信号の時間的シーケンスを示す。各ピークで、剰余（す なわち瞬間的バンド幅）及び振幅は同時に測定される。これらは波形に関する基 本的な測定である。空間的に分離した２つのトランスジューサのテレネル間で振 幅及び時間を比較することにより、これから第３の瞬間的ベクトルすなわち方向 （θ）を得ることができる。また、周期性を分類マトリクスを用いることにより 、周期性、ランダム性及び時間列のエポックを特定づるためにゼロサンプリング を確立づ゛ることができる。 第２５図の例では、「剰余」ベクトルは瞬間的バンド幅の測定値である。実際に 、剰余ベクトルは、実数ゼロ及び複素ゼロの間の時間間隔すなわち規格化した立 上り時間に対応するスペク１〜ル分布の中心である。剰余ベクトルはよ、たシス テムのリンギング周波数の評価であり、従って「周期」関数である。オラルレテ ィナ装置から抽出される振幅ベク！〜ルは各ピークでの振幅の対数関数である。 方向は、信号源の空間的位置の関数である。 周期性についての一連の測定値はパラメータを測定づ−る手段の関数である。一 つの周１９ｊ的事象を検出づ−るには、３つの等間隔のゼロを要する。こうして 、第２５図に示す様に、リンギング応答の周期性に関する１番目の２つのゼロは 周期的とは認識されない。これら２つのゼロは時間列の始点を示づものであり、 ゼロの周期性を有するエポック事象として定義される。 第３のリンギングが到来すると、その信号は１０００Ｈ７の割合で周期的である と特定される。次に、第２のインパルス関数が受り取られると、インパルスの繰 返し率の周期性がまだ特定されていないため、そのプロセスが再開する。Ｒ後に 、第３のインパルスが到来すると、インパルスの繰返し寧が特定される。こうし て、一対の繰返しの周期性及びリンギング周期性を含むシリーズが続くエポック を形成する対の対にパターンがなる。 第２４図のスペクトルパターンにＪ、って第２３図の波形から得られる一連の測 定値をオラルレティノ−（第２５図〉で得られる測定値と比較づると、オラルレ ティナについＣ次のことが分かる。すなわち、 （１）　リンギング周波数は、剰余力くスペクトルエンベロープのパターンのむ しろ複雑な分析から得られるのに対して、簡単な波形測定から直接に評価される 、（２）　スペクトルのエンベロープに関づ−るリップルの間隔の評価から又は スペクトルを「セブス１〜ラム」又しよ「自動相関」のパターンに複雑に変換づ −ることによるよりも、情報が適当である様な正確な時刻で繰返し周波数が陽に 測定される、 （３）　各波形ゼロでとられるムク１〜ルの測定値は独立であるため、周波数領 域の技術と通常組合される最適検出プロセスを達成するために、統計的方法でそ の測定値を取扱うことができる。 フーリエ処理に対してオラルレディナが基本的に右利であることはこの簡単な波 形の処理からも分かるが、最も顕著な特徴は信号源が２つ又はそれ以上の重複時 間列を会むどきに分かる。これを説明するために、第２６図は第２３図の列に加 えて他の単純に減衰する正弦波を示している。 ここで、問題は始点（エポック）の正確な時刻を含む双方の信号の記述を評価で ることである。 フーリエ解析において・は、２つの信号の存在でる匍に重＃１の各インパルス応 答の持続時間に対応する一連の値にわたって合算値として示されている。このパ ターンは第２７図のスペクトル図のシーケンスと機能的に同等である。 空間中の各点は事象の合算値を示す。もし、パラメータが不変値であれば、点の 位置は不変であり、全観測時間にわたる全ての事象を示す。こうして、多変数ヒ ストグラムにおけると同様に各点の位置での事象を合算することにより、配接上 の追加的な次元を得ることができる。 上述の説明は、新規な信号処理方法の統計的な属性を示している。このアプロー チにより、旧来の統計理論に基づく信号の特定及び検出の目的を達成することが できる。また、例えば「カクテルパーティ効果」の様に重複した信号源を分類す るＨの能力など、耳の音響心理学的な多くの現象を電子的に模倣できる様になる 。また、その結果を自動音声認識装置で用いる装置に入力することができる様に なる。また、実数ゼロ及び虚数ゼロの周期性分析は会話情報の大部分の成分を含 み会話音声の「音質」のみを含む剰余ベクトルを排除するという事実のため、こ の発明は「クリップされた会話」の忠実度を高くすることができる。 ２つの処理方法を比較することにより、フーリエの方法が重畳した時間的制限の ある信号を取扱うという固有の難点を別にして、信号処理の複雑さに決定的な違 いがあることが分かる。スペクトルパターンは２次元的な構成であるが、同じ情 報は小数の点の測定によりオラルレテイナに含まれている。例えば、減衰された 正弦波を周期性対剰余の平面中の一対の点で現ね−ずことができ、他方フーリエ 領域はその形がリンギングピークとｒＱＪを特徴づける一本の線上の点を要求す る。次元数を減少させることは、信号を記述するに必要な情報を減少させるのと 等価である。こうして、この発明によればデータ割合の低下、低価額化、低消費 電力化、及びシステムの簡略化を達成することができる。 オラルレティナ法で特定する際の特徴は信号振幅から独立であるため、大きい振 幅の信号が小振幅の信号を本来的にマスクしてしまうことがない。フーリエ解析 によって要求される際に、スペクトルパターンの「認識」を可能とするため一定 振幅を維持する必要もない。更に、オラルレティナによれば、所望の信号を特徴 とする特定の点の組合せだけを受りる「型」を単に設定することにより、信号認 識が比較的容易になる。 この発明は特定の実施例について説明したが、当業者にとって変形又は変更は当 然に可能である。従って、この発明は上述の詳細な説明及び掲載した請求の範囲 によっても限定されない。 −１−ｒｃ＞−１− −二巳テｃｙ−４− ９ −二：モ＝Ｓ＊− 一一二ＦＥテ；＝５弘ＩＤＡ　＼カイ畜弔５−１、り３−　フロックド　Ｓ／ｃ −二−ｘｒヲー１ＩＡ− 一ご−：二芝１１ ４をロ ーニラｘｃｙ−１３− −１−ｒｃｙ−１５− −二巳Ｆ＝＃１ｆ３ −二巳ヨ茫ｉ−Ｂ入 エンベロープ　存命エンベローτ　伎台エンＡ、コー７６−二＝ヨｃ、−ｃ’８ − 手続ネ市正祷ト 昭和５９６Ｆ９　Ｊ’ｌ 特許庁長官　志　賀　学　殿 １、事件の表示 ＰＣＴ／ＵＳ８４１００１００ ２、発明の名称 信＠魁理並びに信号合成ブ）法及び装置３、補正をする音 事件との関係　特許出願人 住　所　アメリカ合衆国　ニューヨーク州　１００１６　ニュー」−クマシソン 　アへニュー　５７５ 名　称　Ａ−レブイナ　バナント・　マネジメノｌ−］−ポレーシ」ン代表者　 へｒツ、ジョン　ケイ　ジュニア国　籍　アメリカ合衆国 ４、代理人 住　所　東京都千代１１区二番町１１番地９タイアパレス二番町６、補正の対象 明細書、請求の範囲および図面 ７、補正の内容 明細書を、つぎのとおり補正する。 （１）第４頁第２３行 ［方法及び等価・・・提供する・・・」を［方法及び装置及び等価信号の発生方 法に関する・・・」と訂正する。 （２）第５頁第１〜６行 ［この発明によれば・・・微分値である。ｊを、つぎのとおりＯ訂正する。 ［この発明の原理によれば、信号波形を解析する装置を具えている。この装置（ よ、周期性手段、但１余手段、及び利用１段を含む。周ｔ’ｌｌ性手段は信号波 形中の予め定めた周期的事象の生起を提供することができる。４８だ、周！用性 手段は、周期的事象に対応して、予め定めた周期的事象の周期に対応する周期信 号を用意する。剰余手段（ま、信号波形の予め定めて特徴の生起に加えて、信号 波形に対して予め定めた特徴の生起に加えて、信号波形に対して予め定めた関係 を有する正規化信号を用意することがて′きる。不１」用手段Ｉよ、周期性手段 及び剰余手段と組合される。年１」用手段は、正規化信号及び周期性信号の周期 的な値に基つ゛く出力信号を用意することができる。 特定の実施例において、ゼロ、ピーク及びピロクロスの様な波形中の各点で直接 測定できるパラメータ（ま（よ、波形のエネルギーレベル、エポックすなわち新 しい波頭の始点、及び波形の導関数に関する情報を含む。」（３）第６頁第２〜 ３行 ［実数値及び複素値の各々がピロに」を［ピークが各々無価値及び又はゼロ値に １と訂正する。 （４）第１０頁第２２〜２４行 「この発明によれば・・・測定Ｊる。」をつさ′のと７３り訂正１−る。 ［好ましい実施態様においで、この装置は複数波形を構成する指数関数的な被片 のエポックと周期とを測定づるために複素波形にお（プるピーク、無価およびセ 「１を同定しかつ測定する。」 （ε）　ラ　Ｇ　１　１　ＥＪ　第　２　（）　行−一・第　１　３　員　ね） 　２　イー１［式く３）・・・を示Ｊ５、ｊを、つきのとおり訂正する１、１式 （３）におい−Ｃ１関故ｒ（ｔ）は、（−！ｔｉ１１余、１の関数、すなわち、 信号ｒ（ｔ）のＩＢＷに関づ−るヘアリングであると解重ることかできる３、従 って以後関数ｒ（ｔ）は便宜上［剰余関数−１とする９まＬ：関数ｒ（ｔ）は信 号「（１）における前回及び現在の指数開放の応答に関係でる。 （６）第１３頁下から３行 ［従ってバラ・・・となろ。」を削除りる１、（７）第１４頁第８行と第９行の 間に、つきの文章を挿入する。 「関数ｒ（ｔ）を用いることにより、システムは規格化した値を用いる。以後、 規格化とは、振幅の変化に伴って大幅には変化しない関数を意味する。関数ｒ（ ｔ）を得る一つの目的は信号波形ｆ（ｔ）の「特徴」の到来を検出することであ る。上述の信号波形ｆ（ｔ）の「特徴」は、ある時刻で又はある時間間隔にわた って生ずる。また信号波形の瞬間的バンド幅（Ｉ　ＢＷ）に関連した情報を伝送 する様に形成する波形の特徴として定義する。ＩＢＷは、比較的短い時間間隔で 分析した場合の信号波形のスペクトル成分の０広がりに対応する。時間の短さは 、分析に必要な分解能に依存する。しかし、ＩＢＷを正確に検出することは、用 いる量がこのファクタに強く関係付けられている限り、この目的のためには必要 でない。例えば、上述の式〈４）にお（プるαの項は、ＩＢＷに関係した量を考 慮することができる。スペクトル分布は、任意の時刻ｔでＯ＜ｆ＜■なる範囲内 のスペクトルエネルギーの分布に比例する。このため、ｒ（ｔ）のフーリエ変換 は、式（３）からＦをフーリ変換として、 である、上式の形は図心の概念に関連するとみなすことができる。この分子及び 分母を周波数で積分することにより、信号ｆ（ｔ）の瞬間的スペクトルエネルギ ー分布の第１及び第２のモーメントの比が得られる。Ｍ　、　Ｓ　ｋｏｌｎｉｃ ｋの“Ｉ　ｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ　ｔｏ　Ｒａｄａｒ　Ｓ　ｙｓｔｅｍｓ’″ Ｍ　Ｃ（Ｉｒａｎ　Ｈｉｌｌの４６７頁及びり、ＧａｂＯｒの”　Ｔ　ｈｅｏｒ ｙ　ｏｆ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ”　Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　Ｊ　ｏｕｒｎａｌ 、第９３巻、１９４６年１１月号４２９〜４１頁を参照されたい。 ｒ（ｔ）とバンド幅の間の関係を示すために、良く知られた定＠Ｑ−，７−とダ ンピングファクタζ−α／ω０を考慮する。Ｑは１／２ζであるので、八ｆをバ ンド幅として式α−ωｏ／２Ｑ７２π△ｆが得られる。こめため、αの測定値を 得ることなく（式（１）及び〈４）参照）瞬間的バンド幅（Ｉ　Ｂ　Ｗ　）に関 連したファクタを得ることになる。 従って、２つのファクタα、β（又はこれらのパラメータに関連したファクタ） を得ることにより１つの完全な単−彼岸を定義できる。 ＩＢＷに関するαの測定値を得るためいくつかの適当な技術がある。その１つの 方法は自身のゼロクロス点でｒ（１）をサンプリングすることである。関数ｒ（ ｔ）のゼロクロスは波形ｒ（ｔ＞のピークであることが分る。ｒ（１）がゼロの とき、式（６）がら、ｃｏｔβを一α／βとして ｉ＋＝１／βＣｏｔ　−１α／β の様になる。ここで、時刻℃１は関数ｒ（ｔ）がゼロを横切る時刻である。この 時刻ｔ１は組合せたインパルス関数の始点すなわちエポックに対応する。従って 、時間差（ｔ＋−ｊ（１）はαとβの混合関数となる。もし、βを独立に測定で きれば、αが分る。後述する周期性を分類マトリクスによって周期Ｔβ−２π／ βを用いたβの測定が行われる。 従って、以下波片の始点とピークとの時間差を測定することにより、αの測定値 を得る技術を説明する。しかし、これはαの測定値を得るためのただ１つの技術 である。他の技術はｒ（ｔ）のゼロクロス点でｒ　（ｔ）の−次導関数をサンプ リングする方法である。すなわち、ｄ　〈βｃｏｔβ［−α）　β２ である、また、」二式から、 ｒｏ（ｔ＋）−−β２／　［８１ｎ２（ｔａｎ−１β／α）］である。更に、混 合関数であるにもかかられず、この値がαの関数であることが分る。 瞬間的バンド幅又はパラメータαに直接関連するファクタを得る必要はない。た だし、上述の様に、そのファクタが良い指示であることを条件にしての話である 。 また関数ｒ（ｔ）がゼロである際の信号ピークの測定値を参照して、式（６）は 次の様に変形されると考えられる。 すなわち、α／βを減衰率（しばしばα／ωと記される）として、 α／β−ＣＯｔ２πＴα／Ｔβ である、ＩＴβは周期性に関連する。後述する様に、周期性分類マトリクスは、 Ｔβの値を決定すべくゼロクロス分析することにより、周期性を見出すことかで きる。従って、β−２π／Ｔβである。ＩＴαは、関数ｒ（ｔ）がゼロに刻であ る。こうして、量ＴαはＩＴβに何かしら依存するが、これらの変数の比は減衰 率α／βに関連するコタンジェント関数から決定することができる。 こうして、第２図の実ダイアグラムは、周期性（１／Ｔβ）とＩＢＷ（Ｔα）の 周期的な値を組合わせたプロットとして分析することができる。右上りの線は定 数のαの線すなわち更に正確にはダンピングファクタ（α／β）が一定の線と考 えることができる。従って、一番上側の線はα＝０すなわち純粋の正弦波に対応 する。下側の線は、厳密な減衰の点で１に等しい減衰率（α／β）に対応する。 この点で波形は共振しないため、彼岸をＩＢＷで解析できるがその周期性は彼岸 の繰返しから分析しなければないないり（８）第１５頁第１７〜１９行 「しかし、複素ゼロが・・・可能である。」を、「しかし、ゼロがｒ（ｔ＞のピ ーク値に当るため、剰余関数ｒ（ｔ）をゼロでめることも可能である。」と訂正 する。 くっ）第１５頁第２１行 「ｔ　＜ｔ　）−８ｉｎβｔ１（ピーク）のとき、」を、［ｆ　（ｔ　）＝Ｓｉ ｎβｔがピークに達するとき」と訂正する。 （１０）第１５頁第２３行 ［ｆ（ｔ）の各ピークで」を、 「ｚｔ＞の適当な点で」と訂正する。 （１１）第１８頁第２１行 ［第７図はこの発明に係り」を、 ［第７ａ図および第７１〕図はこの発明に係り」と訂正する。 （１２）第２４頁第１５〜１６行 １−複索ゼロ又は実数値及び複素直の双方が」を、［ｌ［］、又は実数ゼロ、ピ ーク又は無価値の双方がｊと訂正する。 （１３）第２５頁第３〜４行 「また、ｌｏｇ関数は・・・合成がある。」を、「また、１０ｇ関数は、ある場 合には剰余が導かれる１０９関数を形成する必要がある。」と訂正する。 （１４，）第３１頁第５行 ［−第７図に示す・・・」を、 ［第７ａ図及び第７ｂ図に示す・・・１と訂正する。 （１５）第３１頁第６行〜第３１頁第２２行［アナログ剰余ブロセツ・・・注意 されたい。］を削除し、つきの文章を挿入する。 ［第７Ａ図によれば、規格化した信号を得るための剰余手段の例が示されている 。後に詳述する対数増幅器８０は微分器８１に入力される出力を形成する。その 微分器の出力（よ対数増幅器８０の出力の時間の導関数である。微分器８１はま た後に詳述する。ゼロクロス検出器８２は、対数増幅器８０にそれぞれ入力され る信号のゼロ又はピークいずれを検出するのが必要かによって、正方向又は負方 向のゼロク［］ス（又は双方）を検出器るだめのものである。 負方向のゼロクロスを検出する必要があ〜れば、ぜロクｌ］ス検出器８２の出力 によってピークか検出される。検出器８２は筒中な閾値検出器又は後）ホするデ ィジタル形の検出器とすることができる。他のゼ［１クロス検出器８３は、正方 向のゼロク［］スを検出Ｊ−るため対数増幅器８０の出力ぐ駆動される。ゼロク ロ検出器８２．８３の出力（よフリップクロップに入力され、それぞれフリップ フ［−］ツブをリセットしまたセットする。こうして、フリップフロップ８／Ｉ の出力は、対数増幅器８０の人力１言弓がぜ［］クロスからピ＝りまで経過する に要求される時間に等しい持続時間を右する方形波パルスである。以後、この時 間は時間間隔子αとする。 フリップフロップ８４の出力は対数スイープゼネレータ８５に入力される。この ゼネレータはノリツブフロップ８４によってイネーブルとなった際に指数的なス ィーブ信号を発生する関数発生器である。このため時間圧縮が可能となり、広い クイナミンクレンジが’Ａられろ。この対数スィーブゼネレータ（よ８５は例え ばＡシ［］ス」−ブの様な実タイアゲラム表示装置のＸ方向偏向入力に人力され る。４）ちるん、他の型の表示装置でも用いろことができる。ぜ［］り［］ス検 出器８２の出力はまたブランクリトレース回路８７に入力される。この回路は短 いパルスを形成するためのピーク検出（すなわち、フリップクロップ８４の１＜ ）レス出力の終端）に応答する。回路８４はワンショツ１〜マルチバルブレーク とすることができる。リトレース回路８７ｈ１らのパルス出力は対数スイーブビ ネレータ８５に入力され、ゼネレータを再駆動する。回路８７からの他のノ＼ル スｔよ、表示をうめるためにオシロスローブ８６のブラシキング人力αによる水 平偏向と周期性分類マトリクス８８の垂直偏向に基づいて、オシロスローブの実 タイアゲラム上に一点カ（定まる。 周期性分類７１〜リクス８ε３はゼロクロス検出器８２からのピーク又はゼロに 応答し、又はもしスイッチ８１）；（也イ装置に投入されると、回路８３によっ て検出されるゼロクロスに応答する。こうして、周期的事象の存在を一決定する ことが可能である。７１〜リクス８Ｂは後に詳）ホ刀−る。イ並って、実時間表 示８Ｇは、７１−リクス８８によって定まる。周期性の値及びフリップフロップ ８４の出力の接続時間Ｔαによって定まるＩＢＷ又は剰余の値の周期的なｌ＜ア を表す座標軸の各点のパターンから成る。 第７Ｂ図によれば、第７Ａ図で示しｌこのとＩ’ｉ′５１　Ｕ構成要素８０．８ １，８２．８３をも用いることにより択一的な東１余決定手段か示されでいる。 これらの構成要素Ｇよ、検ｄ′Ａ器８２．８３の出力がそれぞれ実ダイアグラム 表示装置８６のブランキング入力とスイッチＳ２の投入端子に接続されているこ とを除き、同様に接続されている、２スイツチＳ２の他の投入端子は表示装置８ ６のＹ方向偏向入力に接続される。 微分器８１に同様に構成した追加の微分器８１△はリブシステム８１．８２の接 続点に１＆続した入力を右する１、微分器８１Ａの出力は、Ｈａクロス検出器８ ２の出力に応答する信号を４ノーンブリングするサンプリング回路８９に接続さ れる。サンプリングされた出力は表示装置８６の×方向偏向端子に入力される。 動作上、関数ｒａｔ）の時間微分（１１ｊは、対数増幅器ε３０の入力がピーク となつ）ことき、イの人力をリンフ゛１ヲング１１るサンプリング回路８０に人 力されろ。従つ（、この剰余関数の時間微分値は周ｌυ１性分類７１．．−　ｌ 川）ス８８　（ｔ　：、ｆ＋Ｓσ）４Ｍに動作する）で決定され６　Ｆｆｆｌ明 竹の１１１時的時的状に座標軸の組み合せの１つとなる。」 〈１６〉第３１頁第２３行 「第７図」を、 ［第７ａ図及び第７ｂ図］と訂正すろ。 （１７）第３３頁第１１行 「複素ゼロ」を削除する。 く１８）第３３頁第１３〜１５行 「８１２に入力され、・・・入力される。」を「８１２に入力される。」と訂正 する。 （１９）第３３頁第１５行 「複素ゼロ」を削除する。 （２０）第３３頁第１７〜１９行 「剰余ラッチ・・・出力関数である。」を削除する。 （２１）第３５頁第１９行 「複素ゼロ・・・型で示す。」を、 「ゼロ又はピークが生じたことを示す。」と訂正する。 （２２）第３５貞第２３行 「ができる。」の後に、 「特にゼロクロッシングからピークに達する時間は剰余に関係する。」を加入す る。 （２３）第３６頁第３〜６行 ［引算は各ザンプリング・・・・・・に記憶される。」を削除する。 （２４〉第３６頁第８行 「複素ゼロのピークで」を削除する。 （２５）請求の範囲を、別紙のとおり補正する。 （２６）第７図を、削除し、別紙のとおり第７ａ図および第７ｂ図を挿入する。 （２７）第８ａ図を別紙のとおり訂正する。 請求の範囲 １、信号波形における周期的事象内で予め決められたタイプの各々の反復の生じ る時間を検出するためおよび該周期的事象の期間に対応する周期性信号に対する 応答を与えるための周期性手段と、 該信号波形に対する予め決められた関係を支持する正規化された信号を該信号波 形の予め決められた機構の発生により与えるための剰余手段と、 該周期性手段と、該正規化された信号及び周期性信号の同時発生値に基づく出力 信号を与える剰余手段に連設された利用手段と よりなることを特徴とする信号波形の解析装置。 ２、請求の範囲第１項に記載の装置において、該剰余手段の該機構が所定の方法 による該信号波形の変更を含み、該正規化された信号が該所定方法での変更に要 する時間の長さを有効にし、かつ該所定方法での変更が所定値より次の局部ピー クへ該信号波形内で増大するものである装置。 ３、請求の範囲第１項に記載の装置において、該周期性手段が、該周期的事象内 で３回の反復に応答するトリオ信号を与えるタイミング手段と、該トリオ信号に 応答する該周期的事象内で３回の反復の最初に続（効果を終了させ、これにより 疑似サブマルティプル応答が除去させるための終了手段とを有してなる装置。 ４、請求の範囲第１項に記載の装置において、該剰余手段の該機構が、局部ピー クに達する信号波形を含み、該正規化された信号が波形が該局部ピークに達した 時に該信号波形の自然対数の第２導関数に関連してなる装置。 ５、請求の範囲第１項に記載の装置において、該利用手段が該剰余手段と、該周 期性信号および該正規化された信号の対を同時に生じる絶対値の二次元的プロッ トを与える該周期性手段とに連結されたディスプレイ手段を有してなる装置。　 。 ６、請求の範囲第１項に記載の装置において、該利用手段が、該剰余手段と該周 期性信号および所定のパターンを達成する二次元プロット上に座標対を同時に発 生させる正規化された信号を分析するための周期性手段とに連結されてなる装置 。 ７、信号波形内の周期的事象の発生を検出し、該信号波形の所定の機構の発生を 読出し、その所定の機構の発生により該信号波形から正規化された値を発生させ 、かつ該周期的事象を該信号波形のための同時機構と結合する段階よりなること を特徴とする信号波形の解析方法。 ８、該信号波形の所定の機構の発生により（ａ　）信号波形の周期性、 （ｂ）該信号波形の増幅、 （Ｃ）該信号波形のエネルギレベル、 （ｄ　）該信号波形の方法、 （ｅ）該信号波形における時期のオンセット、（ｆ　）該信号波形の変化の正規 比率、（ｇ）該波形の正規化関数である該信号波形の剰余のうち少なくとも二つ を汲情報ベクトル空間にアセンブルする第１の手段と、 該第１の手段によりアセンブルされたベクトル空間を利用するために該第１の手 段に連結された手段とよりなることを特徴とする信号波形の解析装置。 ９、周期的事象内の個々の所定の数の反復に応答して該周期的事象の周期に応答 するグループ信号を与えるための周期的手段と、 サブマルチプル反復率で生じる該周期的事象内で非連続的規則的反復の効果を抑 制御るための１段こを有してなる信号波形の周期的事象内の各反復を検出する装 置。 １０、信号波形の周期的事象内で連続的に予定された入射の発生時間を有効にす るタイミング信号を発生するための周期性信号に応答する期間発生装置と、該正 規化信号に応答しかつ該タイミング信号および該正規化信号により規制された波 形に応答する周期性とともに該信号波形を反復するための期間発生器により作動 される剰余変調装置と、 よりなることを特徴とする時間変化周期性信号からの信号波形合成装置。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １．　複素信号ｆ（ｔ）をＩＯｇｆ（ｔ）に関連した振幅出力を形成するために 対数変換器に入力する段階と、ｌｏｇ　ｆ（ｔ）］に関連した出力を形成する微 分手段に入力する段階と、前記関数がゼロ値又はピーク値又は無効値である場合 に前記剰余関数中の実数ゼロ又は複素ゼロの小くともいずれかに関連したゼロ関 連信号を形成する段階と、信号の周期性を決定する周期性分類手段に前記ゼロ関 連出力信号を入力する段階と、平面中の１つ又はそれ以上の離散的な点が特定の 波形を示す少くとも２次元の実平面中の前記信どＩＯｇｆ（ｔ）に関連した前記 振幅出力を点検する段階とを具えた信号波形ｆ（ｔ）を解析する方法。 ２、　１ｏａｆ（ｔ）に関連した振幅出力を形成するため信＠ｆ　（ｔ）を対数 変換器に入力する段階と、剰余関数に微分手段にｌｏｇｆ（ｔ）に関連した出力 を入力する段階と、前記剰余関数の子め定めた値に関連した一時的な出力を形成 する出力手段とを具えた信号波形ｆ（ｔ）を解析す３、　請求の範囲第１項記載 の方法において、第２の信号波形入力ｆ＋（ｔ）を含、み、ｆ＋　（ｔ）を処理 するためｆ　゛（１）の処理について記述した手段と同等の手段、及び前記信号 の相対的関係を決定するため前記波形ｆ（ｔ）とｆ＋　（ｔ）を処理することに より形成される前記２次元の実平面を比較するための比較手段を具えた方法。 ４、　請求の範囲第３項記載の方法において、前記信号ｆ（ｔ）とｆ＋　（ｔ） は第１及び第２の空間的に関連付けられ′た信号チャネルで受取られる様にした 方法。 ５、　請求の範囲第１項記載の方法において、前記剰余関数をｆ　（ｔ）で分割 することにより規格化する段階を更に含む方法。 ６、　請求の範囲第１項記載の方法において、前記複素波形ｆ（ｔ）は個々の信 号源の結果であり、Δに−に番目の振幅係数、 Ｓ、−に番目の複素周波数（αイ＋Ｊβ、）、τ、＝Ｌ番目の励起関数のエポッ ク（スター１〜）、である様にした方法。 ７、　Δ、＝に番目の振幅係数、 ＳＫ−に番目の複素周波数（α、十ＪβＫ）τ、＝に番目の励起関数のエポック （スタート）として、複素波形 を解析する方法において、波形のエポックτ、エネルギーＡ、剰余Ｒ又は到達方 向θの波形情報ベクトルの少なくとも２つの波形情報ベクトル（ＷＩＶｓ）を決 定する段階と、前記少なくとも２つのＷＩＶｓを予め定めた値と比較することに より波形中の瞬間的に与えられる情報の特徴を決定１゛る段階とを具え、前記波 形情報ベクトルはｆ（ｔ）又は測定する４にした複素波形ｆ（ｔ）を解析する方 法。 ８、　請求の範囲第７項記載の方法において、更に前記少くとも３つのＷＩＶＳ 中で周期性を決定する段階を含む方法。 ９、　請求の範囲第８項記載の方法において、更に前記Ｗ＋ＶＳを次々に形成さ れるＷＩＶｓと比較する段階を含む方法。 １０、請求の範囲第８項記載の方法において、更に前記ＷＩＶＳを予め定めたパ ターンと比較する段階を含む方法。