JPS6033755A - 直交多重信号の並列同期方式 - Google Patents
直交多重信号の並列同期方式Info
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- JPS6033755A JPS6033755A JP58142920A JP14292083A JPS6033755A JP S6033755 A JPS6033755 A JP S6033755A JP 58142920 A JP58142920 A JP 58142920A JP 14292083 A JP14292083 A JP 14292083A JP S6033755 A JPS6033755 A JP S6033755A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
- H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
- H04J11/0026—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference
- H04J11/003—Interference mitigation or co-ordination of multi-user interference at the transmitter
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、互いに時間的直交関係の保たれている複数個
の並列チャネルを用いてデータ伝送をおこなう直交多重
並列データ伝送系に関わり、特にその受信部の自動等化
器による並列チャネル間の並列同期方式に関わる。
の並列チャネルを用いてデータ伝送をおこなう直交多重
並列データ伝送系に関わり、特にその受信部の自動等化
器による並列チャネル間の並列同期方式に関わる。
直交多重並列データ伝送方式は、一定の帯域内にスペク
トラム重なりの許容された複数個の並列チャネルを配す
る事により理想ナイキスト伝送に極めて近い高能率デー
タ伝送を可能にする方式として一般に知られている。こ
やよ５な理論限界に迫る高能率データ伝送系は、近年の
ディジタル伝送需要の増大と和項りて、益々、その重要
性を増して来ている。
トラム重なりの許容された複数個の並列チャネルを配す
る事により理想ナイキスト伝送に極めて近い高能率デー
タ伝送を可能にする方式として一般に知られている。こ
やよ５な理論限界に迫る高能率データ伝送系は、近年の
ディジタル伝送需要の増大と和項りて、益々、その重要
性を増して来ている。
この種の並列データ伝送方式では、一般に、並列チャネ
ル間の同期法が問題となって〜・た。即ち送信側にて設
定した各チャネル間の時間関係力を受信側にてずれると
、例えば直列形の原情報を直並列変換して伝送し受信側
にて並直列変換を施す事により原情報を得るといったデ
ータ伝送形体力−不可能となるなど、その汎用性に重大
な支障を来たす。
ル間の同期法が問題となって〜・た。即ち送信側にて設
定した各チャネル間の時間関係力を受信側にてずれると
、例えば直列形の原情報を直並列変換して伝送し受信側
にて並直列変換を施す事により原情報を得るといったデ
ータ伝送形体力−不可能となるなど、その汎用性に重大
な支障を来たす。
こうした並列チャネル間の並列同期を確保する方法とし
て、従来、パイロット／（ルス方式と初期計算法とが知
られている。）（イロット／クルス方式は並列データ系
列の各々に同期情報としてマーカーシンボルを周期的に
挿入し、受信側でをま、このマーカーシンボルを各チャ
ネｌしにて検出すると共に、その時間位置を論理的に調
整する方法である。
て、従来、パイロット／（ルス方式と初期計算法とが知
られている。）（イロット／クルス方式は並列データ系
列の各々に同期情報としてマーカーシンボルを周期的に
挿入し、受信側でをま、このマーカーシンボルを各チャ
ネｌしにて検出すると共に、その時間位置を論理的に調
整する方法である。
しかしながら、この方法では、マーカーシンボルを挿入
するためマーカー周期内で必ず１シンボルの情報損失が
あることになり、特に直交多重並列データ伝送系のめざ
す高能率伝送という主旨に反する。
するためマーカー周期内で必ず１シンボルの情報損失が
あることになり、特に直交多重並列データ伝送系のめざ
す高能率伝送という主旨に反する。
また、従来の第２の方法である初期計算法は、所望のデ
ータ伝送に先立ち、予め定められた並列シンボルパター
ンを送信し、受信された並列パターンと基準の並列パタ
ーンとの照合を行なうことにより、伝送路の伝送特性を
計算し、その逆特性を受信信号に作用させることＫより
、並列同期を確保せんとするものである。しかしながら
、この方法では、伝送特性の計霞、逆特性の計πが複雑
であるという欠点がある上に、伝送特性を計算する上で
の周波数分解能に限界があり、たとえ、計算された逆特
性を受信信号に作用させても、いわゆる受信アイが充分
開かない欠点がある。即ち、いま、伝送帯域をＢとし、
並列分割チャネル数をＮ、各チャネルのボーレートをｆ
ｏとすると、上記計算の周波数分解能はＢ／Ｎであり、
一般に直交多重並列データ伝送の場合Ｂ／Ｎは略々ｆｏ
に等しいから、結局、ｆｏ間隔の周波数分解能し力・得
られない。ところが、各チャネルの受信アイを充分開け
るためにはｆ ｏ ／ １０程度の分解能を要する。こ
の問題を解決するＫは、並列シンボル数フレーム分（こ
れを１ブロツクと叶ぶことにする）にわたる並列シンボ
ルパターンを基準ご（ターンとして設定せねばｊｚらず
、前記計算が更に複雑化する上に、新たにフロック同期
をとる必要カー化ずる。
ータ伝送に先立ち、予め定められた並列シンボルパター
ンを送信し、受信された並列パターンと基準の並列パタ
ーンとの照合を行なうことにより、伝送路の伝送特性を
計算し、その逆特性を受信信号に作用させることＫより
、並列同期を確保せんとするものである。しかしながら
、この方法では、伝送特性の計霞、逆特性の計πが複雑
であるという欠点がある上に、伝送特性を計算する上で
の周波数分解能に限界があり、たとえ、計算された逆特
性を受信信号に作用させても、いわゆる受信アイが充分
開かない欠点がある。即ち、いま、伝送帯域をＢとし、
並列分割チャネル数をＮ、各チャネルのボーレートをｆ
ｏとすると、上記計算の周波数分解能はＢ／Ｎであり、
一般に直交多重並列データ伝送の場合Ｂ／Ｎは略々ｆｏ
に等しいから、結局、ｆｏ間隔の周波数分解能し力・得
られない。ところが、各チャネルの受信アイを充分開け
るためにはｆ ｏ ／ １０程度の分解能を要する。こ
の問題を解決するＫは、並列シンボル数フレーム分（こ
れを１ブロツクと叶ぶことにする）にわたる並列シンボ
ルパターンを基準ご（ターンとして設定せねばｊｚらず
、前記計算が更に複雑化する上に、新たにフロック同期
をとる必要カー化ずる。
また、受信側にて長時間に亘る並列基準／（ターンを格
納しておかねはならず多大なメモリを要する。
納しておかねはならず多大なメモリを要する。
本発明は、直交多重並列データ伝送系の特質を生力化、
従来方式のかくの如き欠点を解消する直交多足信号の並
列同期方式を提供することを目的とする。
従来方式のかくの如き欠点を解消する直交多足信号の並
列同期方式を提供することを目的とする。
即ち、本発明によれば、所望のデータ伝送に先立ち、予
め定められた基準チャネルを通し℃ランダムデータ系列
を送信すると共に、基準チャネル以外のチャネルを通し
て該ランダムデータ系列を所定シンボル数だけ遅延させ
たデータ系列を送信し一受信側では、基準チャネルに対
する自動等止器には通常の自己学習形の適応動作を行わ
しめ、他のチャネルに対する自動等化器には、前記基準
チャネルに対する自動等化器にて得られるランダムデー
タ系列を予め既知の所定シンボル数だけ遅延させたデー
タ系列を基準データとして与え、謂る教師付の適応動作
を行わしめることにより、並列同期を確立する、直交多
重信号の並列同期方式％式％ 以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。
め定められた基準チャネルを通し℃ランダムデータ系列
を送信すると共に、基準チャネル以外のチャネルを通し
て該ランダムデータ系列を所定シンボル数だけ遅延させ
たデータ系列を送信し一受信側では、基準チャネルに対
する自動等止器には通常の自己学習形の適応動作を行わ
しめ、他のチャネルに対する自動等化器には、前記基準
チャネルに対する自動等化器にて得られるランダムデー
タ系列を予め既知の所定シンボル数だけ遅延させたデー
タ系列を基準データとして与え、謂る教師付の適応動作
を行わしめることにより、並列同期を確立する、直交多
重信号の並列同期方式％式％ 以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。
尚、説明の便宜上、直交多重の形式として特に直交ＱＡ
Ｍ方式の場合について述べる。直交ＱＡＭ方式の原理お
よびそこで用いられる自動等化器については例えば１９
Ｂ−０年１月発行の刊行物［アイイーイーイートランザ
クシ曹ンズオンコミュニケーシ璽ンズ（ＩＥＥＥ ＴＲ
ＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯ
ＮＳ）−ｒ、Ｖ ｏ ｔ、 ＣＯＭ−２８、屑１」の第
７３頁−第８３頁記載の論文［７ンアナリシスオブオー
トマチツクエコライザーズフオーマルチプレクストキ凰
−エーエムシステムズ（ＡＮＡＮＡＬＹＳＩＳ ＯＦ
ＡＵＴＯＭＡＴＩＣＥＱＵＡＬＩＺＥＲ８ＦＯＲ０ＲＴ
ＨＯＧＯＮＡＬＬＹ ＭＵＬＴＩＰＬＥＸＥＤＱＡＭ
ｓｙｓＴｇＭｓ）Ｊを参照されたい。
Ｍ方式の場合について述べる。直交ＱＡＭ方式の原理お
よびそこで用いられる自動等化器については例えば１９
Ｂ−０年１月発行の刊行物［アイイーイーイートランザ
クシ曹ンズオンコミュニケーシ璽ンズ（ＩＥＥＥ ＴＲ
ＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯ
ＮＳ）−ｒ、Ｖ ｏ ｔ、 ＣＯＭ−２８、屑１」の第
７３頁−第８３頁記載の論文［７ンアナリシスオブオー
トマチツクエコライザーズフオーマルチプレクストキ凰
−エーエムシステムズ（ＡＮＡＮＡＬＹＳＩＳ ＯＦ
ＡＵＴＯＭＡＴＩＣＥＱＵＡＬＩＺＥＲ８ＦＯＲ０ＲＴ
ＨＯＧＯＮＡＬＬＹ ＭＵＬＴＩＰＬＥＸＥＤＱＡＭ
ｓｙｓＴｇＭｓ）Ｊを参照されたい。
第１図は、直交多重並列伝送方式の一種である直交ＱＡ
Ｍ伝送方式托おける送受信装置の基本構成例を示すブロ
ック図である。第１図において、参照番号１０１乃至１
０９は第１乃至第９番目の複素データ系列が入力される
入力端である。ここで、ｍｋｋ番目複素データ系列’ｋ
（ｔ）はｋが偶数０ の時、その実部データ（ａ、、ｔ）よ８−いおよびその
虚部データ（ｂｋ、 ｔ）、−一 を用いて８４ｆｔ＋
、４．ａ、 、δ（ｔ−ｚＴ）＋ｊ、４−ｂ、 、Ｊ（
ｔ−Ｈ−ｚＴ）と表わされ、ｋが奇数の時 ８”Ｊｔト八へ、、ａｋ、ｔδ（ｔ−Ｈ−ＺＴ）＋ｊｚ
％−％、δ（ｔ−ｚＴ）と表わされる。ここで、δ（１
１は理想インパルス応答を表わし、Ｔは各並列チャネル
のシンボルクロック周期を表わす。また、実部データと
虚部データとの間のＴ／２秒のずれおよび偶数容重チャ
ネルと奇数番目チャネルとの間の遅延関係のねじれは、
各並列チャネル間の時間的直交性を保障するものである
。参照番号１１１乃至１１９は第１乃至第９番目の複素
データ系列に対し各々ベースバンド波形成形するための
ベースバンドフィルタであり、その周波数伝達特性Ｇ（
ロ）は、謂るルートナイキスト特性（即ちＧ ｋ） が
ナイキスト東件を満たす特性）と、ｐりている。Ｇ（ロ
）の時間応答なｇ（１）とすれば、ｋ番目のベースバン
ドフィルタ出方・・・・・・ｋが奇数の時 で与えられる。参照番号１２１乃至１２９は各々変調器
でありて、各々端子１３１乃至１３９より供給される複
素キャリアによって、対応するベースバンドフィルタ出
力が変調される。ここで第に番目の複素キャリア周波数
をｆ ′とすると、隣接に キャリアの差分即ちｆ −ｆ はちょうどボー周ｋ ｋ
−１ 波数１／Ｔに等しく設定されている。参照番号１４０は
こうした変調信号を全て加算して伝送路１５０に送出す
る加算回路であって、伝送路１５０に送出される信号Ｙ
（ｔｌは、 ｙ（ｔｌＪ ３ｅ （Ｘｋ（ｔｌ、 ｅ−”ｋ’）ｋ口
１ で与えられる。ここでＲｅ（・）は（）内ｖＩ索数の東
数部のみを取り出す演算を表わしている。又、−ｊ ２
πｆ・を 上式の各項Ｒｅ （Ｘｋ（ｔ）・ｅ ｋ ｌは第に番目
のＱＡλ１信号（直交振幅変調価号）を表わしており、
従って送出信号４ （ｔｌのスペクトラムは第２図参照
番号２２１乃至２２９に示す知く、第１番目乃至第９番
目のＱＡＭ信号を、隣接スペクトラム重なりをｉＦ［容
しつつ１列配置したスペクトラムとなる。
Ｍ伝送方式托おける送受信装置の基本構成例を示すブロ
ック図である。第１図において、参照番号１０１乃至１
０９は第１乃至第９番目の複素データ系列が入力される
入力端である。ここで、ｍｋｋ番目複素データ系列’ｋ
（ｔ）はｋが偶数０ の時、その実部データ（ａ、、ｔ）よ８−いおよびその
虚部データ（ｂｋ、 ｔ）、−一 を用いて８４ｆｔ＋
、４．ａ、 、δ（ｔ−ｚＴ）＋ｊ、４−ｂ、 、Ｊ（
ｔ−Ｈ−ｚＴ）と表わされ、ｋが奇数の時 ８”Ｊｔト八へ、、ａｋ、ｔδ（ｔ−Ｈ−ＺＴ）＋ｊｚ
％−％、δ（ｔ−ｚＴ）と表わされる。ここで、δ（１
１は理想インパルス応答を表わし、Ｔは各並列チャネル
のシンボルクロック周期を表わす。また、実部データと
虚部データとの間のＴ／２秒のずれおよび偶数容重チャ
ネルと奇数番目チャネルとの間の遅延関係のねじれは、
各並列チャネル間の時間的直交性を保障するものである
。参照番号１１１乃至１１９は第１乃至第９番目の複素
データ系列に対し各々ベースバンド波形成形するための
ベースバンドフィルタであり、その周波数伝達特性Ｇ（
ロ）は、謂るルートナイキスト特性（即ちＧ ｋ） が
ナイキスト東件を満たす特性）と、ｐりている。Ｇ（ロ
）の時間応答なｇ（１）とすれば、ｋ番目のベースバン
ドフィルタ出方・・・・・・ｋが奇数の時 で与えられる。参照番号１２１乃至１２９は各々変調器
でありて、各々端子１３１乃至１３９より供給される複
素キャリアによって、対応するベースバンドフィルタ出
力が変調される。ここで第に番目の複素キャリア周波数
をｆ ′とすると、隣接に キャリアの差分即ちｆ −ｆ はちょうどボー周ｋ ｋ
−１ 波数１／Ｔに等しく設定されている。参照番号１４０は
こうした変調信号を全て加算して伝送路１５０に送出す
る加算回路であって、伝送路１５０に送出される信号Ｙ
（ｔｌは、 ｙ（ｔｌＪ ３ｅ （Ｘｋ（ｔｌ、 ｅ−”ｋ’）ｋ口
１ で与えられる。ここでＲｅ（・）は（）内ｖＩ索数の東
数部のみを取り出す演算を表わしている。又、−ｊ ２
πｆ・を 上式の各項Ｒｅ （Ｘｋ（ｔ）・ｅ ｋ ｌは第に番目
のＱＡλ１信号（直交振幅変調価号）を表わしており、
従って送出信号４ （ｔｌのスペクトラムは第２図参照
番号２２１乃至２２９に示す知く、第１番目乃至第９番
目のＱＡＭ信号を、隣接スペクトラム重なりをｉＦ［容
しつつ１列配置したスペクトラムとなる。
再び第１図において、伝送路１５０を介して受４Ｍされ
た信号は参照番号１７１乃至１７９にて示される復調器
に供給される。各復調器に於いては端子１８１乃至１８
９より各々供給される複素キャリアを用いて受信信号を
各々のベースバンド信号に復調する。第に番目の複累千
−Ｙす７はｅｊ２“ｆｋｔ有するベースバンドフィルタ
であって、ｇ（ｔｌとｇ（１）との畳み込み積分で得ら
れる関数をｆ （ｔｌとすれば、結局、第に番目ベース
バンドフィルタ出方Ｚｋ（ｔ）は、伝送路に歪がない時
、 ・・・・・・ｋが奇数の時 と表わされる。現実の系ではＺｋ（ｔｌは伝送路の歪を
受けるため、参照番号２０１乃至２０９にて示される自
動等止器が必要である。これらの自動等化器によってチ
ャネル間干渉、符＋５１＋１１干渉が全て等化され、出
力端２１１乃至２！９には第１番目乃至第９番目の複素
データが復元され出方されることになる。
た信号は参照番号１７１乃至１７９にて示される復調器
に供給される。各復調器に於いては端子１８１乃至１８
９より各々供給される複素キャリアを用いて受信信号を
各々のベースバンド信号に復調する。第に番目の複累千
−Ｙす７はｅｊ２“ｆｋｔ有するベースバンドフィルタ
であって、ｇ（ｔｌとｇ（１）との畳み込み積分で得ら
れる関数をｆ （ｔｌとすれば、結局、第に番目ベース
バンドフィルタ出方Ｚｋ（ｔ）は、伝送路に歪がない時
、 ・・・・・・ｋが奇数の時 と表わされる。現実の系ではＺｋ（ｔｌは伝送路の歪を
受けるため、参照番号２０１乃至２０９にて示される自
動等止器が必要である。これらの自動等化器によってチ
ャネル間干渉、符＋５１＋１１干渉が全て等化され、出
力端２１１乃至２！９には第１番目乃至第９番目の複素
データが復元され出方されることになる。
第３図は、前記自励等化器のうち、特に偶数番目チャネ
ルに対するものの構成例を詳細に示したブロック図であ
る。即ち、第３図において、入力複素信号はＴ／２秒毎
に標本化され、その実数部系列は、レジスタ３００，３
０２，３０４に１＠次入方される。同様に、虚数部系列
はレジスタ３０１．３０３．３０５ に順次入力される
。各レジスタの出力は図示の如く、各々タップオフされ
ており、タップ係数発生器３６０．３６２．３６４およ
び３６１．３６３．３６５ の出力との間で乗算器３１
０．３１１．３１２．３１３．３１４．３１５およびア
キ瓢ムレータ３７ｏを介して積和演算が施され、アキュ
ムレータ３７０の出力としてトランスバーサルフィルタ
実部出力を得る。同様にして、アキ瓢ムレータ３７１の
出力にはトランスバーサルフィルタ虚部出力を得る。
ルに対するものの構成例を詳細に示したブロック図であ
る。即ち、第３図において、入力複素信号はＴ／２秒毎
に標本化され、その実数部系列は、レジスタ３００，３
０２，３０４に１＠次入方される。同様に、虚数部系列
はレジスタ３０１．３０３．３０５ に順次入力される
。各レジスタの出力は図示の如く、各々タップオフされ
ており、タップ係数発生器３６０．３６２．３６４およ
び３６１．３６３．３６５ の出力との間で乗算器３１
０．３１１．３１２．３１３．３１４．３１５およびア
キ瓢ムレータ３７ｏを介して積和演算が施され、アキュ
ムレータ３７０の出力としてトランスバーサルフィルタ
実部出力を得る。同様にして、アキ瓢ムレータ３７１の
出力にはトランスバーサルフィルタ虚部出力を得る。
参照番号３８０および３８１は各々データ識別回路であ
って、Ｔ秒毎に実部データ推定値および虚部データ推定
値を各々出力する。加算器３９０および３９１は、各識
別時刻での識別誤差信号を生成しその信号は、現在のタ
ップ係数を修正すべく乗算器３３０．３３１．３３２．
３３３．３３４．３３５および３４０．３４１．３４２
．３４３．３４４．３４５、に供給される。タップ係数
発生器３６０および３６１は各々、乗算器３３０，３４
１、加算器３５０による相関計算の結果および乗算器３
３１，３４０、加算器３５１による相関計算の結果によ
り現在のタップ係数を修正するものであって、その基本
構成は、第４図に示す如く、修正利得設定部４０２、加
算器４０３、タップ係数レジスタ４０４とより成る一種
の積分器で表わされる。
って、Ｔ秒毎に実部データ推定値および虚部データ推定
値を各々出力する。加算器３９０および３９１は、各識
別時刻での識別誤差信号を生成しその信号は、現在のタ
ップ係数を修正すべく乗算器３３０．３３１．３３２．
３３３．３３４．３３５および３４０．３４１．３４２
．３４３．３４４．３４５、に供給される。タップ係数
発生器３６０および３６１は各々、乗算器３３０，３４
１、加算器３５０による相関計算の結果および乗算器３
３１，３４０、加算器３５１による相関計算の結果によ
り現在のタップ係数を修正するものであって、その基本
構成は、第４図に示す如く、修正利得設定部４０２、加
算器４０３、タップ係数レジスタ４０４とより成る一種
の積分器で表わされる。
第５図は、第３図に示した自動等化器を概念的にモデル
化したブｐツク図であって、参照番号５０２はトランス
バーサルフィルタ部を表わし、参照番号５０３は識別部
を表わし、参照番号５０４は誤差信号発生部を表わし、
参照番号５０５はタップ係数発生部を表わしている。又
、各信号線は複素信号線であるものとする。以下、本発
明による直交多重信号の並列同期方式の説明には第５図
の自動等化器モデルを用いることにする。
化したブｐツク図であって、参照番号５０２はトランス
バーサルフィルタ部を表わし、参照番号５０３は識別部
を表わし、参照番号５０４は誤差信号発生部を表わし、
参照番号５０５はタップ係数発生部を表わしている。又
、各信号線は複素信号線であるものとする。以下、本発
明による直交多重信号の並列同期方式の説明には第５図
の自動等化器モデルを用いることにする。
さて、本発明においては、伝送帯域のほぼ中央に位置す
るチャネル、例えば第２図の２２５に相当する第５番目
チャネルが基準チャネルとして用いられる。こうして設
定された基準チャネルに対しては通常伝送歪が極めて小
さいため、このチャネルに対する自動等化器の直前にて
アイは充分間いている。従りて、自動等化器の初期タッ
プ係数を中央タップ実部係数のみｌとしておけば、この
自動等化器内の識別出方には初期状態力ら殆ど誤り無く
正しいデータが得られることになる。従りて、この自動
等化器は通常の自己学習形の適応動作にてすみやかに所
望の状態に収束することになる。本発明は、直交多重並
列伝送方式におけるかくの如き特徴に着目して簡便な構
成でしかも短時間に並列チャネル間の同期を確立せんと
する並列同期方式を提供するものである。
るチャネル、例えば第２図の２２５に相当する第５番目
チャネルが基準チャネルとして用いられる。こうして設
定された基準チャネルに対しては通常伝送歪が極めて小
さいため、このチャネルに対する自動等化器の直前にて
アイは充分間いている。従りて、自動等化器の初期タッ
プ係数を中央タップ実部係数のみｌとしておけば、この
自動等化器内の識別出方には初期状態力ら殆ど誤り無く
正しいデータが得られることになる。従りて、この自動
等化器は通常の自己学習形の適応動作にてすみやかに所
望の状態に収束することになる。本発明は、直交多重並
列伝送方式におけるかくの如き特徴に着目して簡便な構
成でしかも短時間に並列チャネル間の同期を確立せんと
する並列同期方式を提供するものである。
まず、基準チャネルとして選ばれた第５番目チャネルを
通じて、第６図の参照番号６００に示すＴ秒毎のランダ
ム複素データ系列Ｃ６、ｃｏ、・・曲、Ｃ１゜１．・・
・・・・を伝送する。この複素データ系列をＡ系列と呼
ぶ事にする。更に、Ａ系列を所定のシンボル数、例えば
２シンボル、遅らせた系列なり系列とし、更にこれを２
シンボル遅らせた系列をＣ系列とする。Ｂ、Ｃ系列は、
第６図の参照番号６０１．６０２に示されるものとなる
。さて、基準チャネル以外のチャネルにはＡ、Ｂ、Ｃ系
列のいずれかを割当てて伝送するわけであるが、ここで
注意すべき事は、直交多重並列伝送方式においては第２
図に示すように、一般に隣接チャネル間にてスペクトラ
ム重なりが存在する事である。従って例えば、第４番目
チャネルの担うデータと第５番目チャネルの担うデータ
との間に強い相関があると、第５番目チャネルに対する
自動等化器に自己学習適応動作をさせた時、真の最適タ
ップ係数からずれた係数に収束することになる。こうし
た現象を避けるため、Ａ、Ｂ、Ｃ系列の各チャネルに対
する割当は、例えば第７図に示すように、どのチャネル
も上下隣接チャネルと強い相関を持たないよう設定され
なければならない。ここで、第７図は、第２図のスペク
トル図に対応したスペクトル図であって、参照番号７０
１乃至７０９にて示される第１番目乃至第９ｆＦ目チヤ
ネルに、系列Ｂ、Ａ、Ｃ，Ｂ、Ａ、Ｃ，Ｂ、Ａ、Ｃが割
当てられていることを示す。
通じて、第６図の参照番号６００に示すＴ秒毎のランダ
ム複素データ系列Ｃ６、ｃｏ、・・曲、Ｃ１゜１．・・
・・・・を伝送する。この複素データ系列をＡ系列と呼
ぶ事にする。更に、Ａ系列を所定のシンボル数、例えば
２シンボル、遅らせた系列なり系列とし、更にこれを２
シンボル遅らせた系列をＣ系列とする。Ｂ、Ｃ系列は、
第６図の参照番号６０１．６０２に示されるものとなる
。さて、基準チャネル以外のチャネルにはＡ、Ｂ、Ｃ系
列のいずれかを割当てて伝送するわけであるが、ここで
注意すべき事は、直交多重並列伝送方式においては第２
図に示すように、一般に隣接チャネル間にてスペクトラ
ム重なりが存在する事である。従って例えば、第４番目
チャネルの担うデータと第５番目チャネルの担うデータ
との間に強い相関があると、第５番目チャネルに対する
自動等化器に自己学習適応動作をさせた時、真の最適タ
ップ係数からずれた係数に収束することになる。こうし
た現象を避けるため、Ａ、Ｂ、Ｃ系列の各チャネルに対
する割当は、例えば第７図に示すように、どのチャネル
も上下隣接チャネルと強い相関を持たないよう設定され
なければならない。ここで、第７図は、第２図のスペク
トル図に対応したスペクトル図であって、参照番号７０
１乃至７０９にて示される第１番目乃至第９ｆＦ目チヤ
ネルに、系列Ｂ、Ａ、Ｃ，Ｂ、Ａ、Ｃ，Ｂ、Ａ、Ｃが割
当てられていることを示す。
第８図は、本発明による直交多重信号の並列同期方式の
具体的一実施例を示す７０ツク図であって、８０１は基
準チャネル複素信号の入力端、８０２は基準チャネル以
外のチャネルでＡ系列の伝送されたチャネルの複素信号
が入力される入力端、８０３は基準チャネル以外のチャ
ネルでＢ系列の伝送されたチャネルの複素信号が入力さ
れる入力端、８０４は基準チャネル以外のチャネルでＣ
系列の伝送されたチャネルの複素４号が入力される入力
端である。
具体的一実施例を示す７０ツク図であって、８０１は基
準チャネル複素信号の入力端、８０２は基準チャネル以
外のチャネルでＡ系列の伝送されたチャネルの複素信号
が入力される入力端、８０３は基準チャネル以外のチャ
ネルでＢ系列の伝送されたチャネルの複素信号が入力さ
れる入力端、８０４は基準チャネル以外のチャネルでＣ
系列の伝送されたチャネルの複素４号が入力される入力
端である。
入力端８０１を介して入力された基準チャネル複素信号
はトランスバーサルフィルタ部８１１にて、タップ係数
発生部８２１より供給される現在のタップ係数を用いて
積和計算がなされ、その出力は識別部８３１に至る。誤
差信号発生部８４１は、トランスバーサルフィルタ＋Ａ
３１１の出力と識別部゛８３１の出力との誤差を生成し
、この誤差を小ならしめるべくタップ係数発生部８２１
に対しタップ係数修正動作を行なわしめる。一方、入力
端８０２．８０３，８０４等に入力された基準チャネル
以外のチャネルの複素信号は、初期状態において、基準
チャネルに対する相対遅延量が不確定なので、これらに
対する自動等化動作における識別データとして自己の識
別データを用いず基準チャネル用自動等化器の識別結果
を用いることになる。
はトランスバーサルフィルタ部８１１にて、タップ係数
発生部８２１より供給される現在のタップ係数を用いて
積和計算がなされ、その出力は識別部８３１に至る。誤
差信号発生部８４１は、トランスバーサルフィルタ＋Ａ
３１１の出力と識別部゛８３１の出力との誤差を生成し
、この誤差を小ならしめるべくタップ係数発生部８２１
に対しタップ係数修正動作を行なわしめる。一方、入力
端８０２．８０３，８０４等に入力された基準チャネル
以外のチャネルの複素信号は、初期状態において、基準
チャネルに対する相対遅延量が不確定なので、これらに
対する自動等化動作における識別データとして自己の識
別データを用いず基準チャネル用自動等化器の識別結果
を用いることになる。
例えば、誤差信号発生部８４２に対する基準データとし
ては、一式別部８３１の出力がセレクタ８５２を介して
供給される。同様にＬ７て誤差信号発生部８４３．８４
４に対する基準データどしてはレジスタ８６０によって
識別部８３ ｉの出力を２シンボル遅延させたデータ、
４シンボル遅延させたデータがセレクタ８５３，８５４
を介して各々供給される。
ては、一式別部８３１の出力がセレクタ８５２を介して
供給される。同様にＬ７て誤差信号発生部８４３．８４
４に対する基準データどしてはレジスタ８６０によって
識別部８３ ｉの出力を２シンボル遅延させたデータ、
４シンボル遅延させたデータがセレクタ８５３，８５４
を介して各々供給される。
こうして、タップ係数発生部８２２．８２３．８２４は
トランスバーサルフィルタ部８１２．８１３．８１４の
出力を識別部８３２．８３３，８３４にて識別して得ら
れる系列が各々Ａ系列、Ｂ系列、Ｃ系列となるようタッ
プ係数の修正動作を操返す。こうした教師付学習動作に
おいては、常に正しい基準データが与えられているので
タップ修正利得を大きくすることができ、従って、最適
タップ系数への収束は極めて短時間で完了する。全チャ
ネルの収束が完了した暁には、伝送路にて生じたチャネ
ル毎の遅延のばらつきは完全に補正され並列同期が確保
される。並列同期確立後の所望のデータ受信は、各セレ
クタ８５２，８５３，８５４を自己学習モードに切替え
ることによりて行われる。
トランスバーサルフィルタ部８１２．８１３．８１４の
出力を識別部８３２．８３３，８３４にて識別して得ら
れる系列が各々Ａ系列、Ｂ系列、Ｃ系列となるようタッ
プ係数の修正動作を操返す。こうした教師付学習動作に
おいては、常に正しい基準データが与えられているので
タップ修正利得を大きくすることができ、従って、最適
タップ系数への収束は極めて短時間で完了する。全チャ
ネルの収束が完了した暁には、伝送路にて生じたチャネ
ル毎の遅延のばらつきは完全に補正され並列同期が確保
される。並列同期確立後の所望のデータ受信は、各セレ
クタ８５２，８５３，８５４を自己学習モードに切替え
ることによりて行われる。
以上説明したようＫ、本発明による直交多重信号の並列
同期方式を用いわば、直交多重伝送系の高効率性を撰わ
ずに簡便で短時間の並列同期確立が実現される。
同期方式を用いわば、直交多重伝送系の高効率性を撰わ
ずに簡便で短時間の並列同期確立が実現される。
第１図をま、直交多重伝送系の例として直交ＱＡＭ伝送
系の送受信装置を示すズークク図、Ｍ２図は送信直交Ｑ
ＡＭ信号のスペクトル図、第３図は、直交ＱＡＭ信号に
対する自動等化器の構成図、第４図は、自１ｌＩＩ１等
化器のタップ係数発生器の構造を表わす回路図、第５図
は、前記自動等化器をモデル化した概念回路図、第６図
は、本発明の実施例にて用いられるデータ系列を表わし
たタイミング図、第７図は、各チャネルに対するデータ
系列割当を示したスペクトル図、第８図は、本発明によ
る直交多重信号の並列同期方式の具体的一実施例を示す
回路図である。 図において、 １１１−１１９および１９１−１９９・・・・・・ベー
スバンドフィルタ、１２１−１２９・・・・・・変調器
、１７１−１７９・・・・・・復調器、２θ１−２０９
・・・・・・自動等化器、２２１−２２９・・・・・・
第１乃至第９ＱＡＭ 信号スペクトル図、３００，３０
２，３０４および３０１，３０３．３０５−−−−−−
レジスタ、３１０−３１５゜３２０−３２５．３３０
−３３５および３４０−３４５・・・由来算器、３７０
．３７１・・・・・・７キユムレータ、３５０−３５５
．３９０，３９１・・・・・・加算器、３８０．３８１
・・−・−識別器、３６０−３６５・・・・・・タップ
係数発生器、４０２・・・・・・修正利得設定部、４０
３・・・・・・加算器、４０４・・・・・・タップ係数
レジスタ、
系の送受信装置を示すズークク図、Ｍ２図は送信直交Ｑ
ＡＭ信号のスペクトル図、第３図は、直交ＱＡＭ信号に
対する自動等化器の構成図、第４図は、自１ｌＩＩ１等
化器のタップ係数発生器の構造を表わす回路図、第５図
は、前記自動等化器をモデル化した概念回路図、第６図
は、本発明の実施例にて用いられるデータ系列を表わし
たタイミング図、第７図は、各チャネルに対するデータ
系列割当を示したスペクトル図、第８図は、本発明によ
る直交多重信号の並列同期方式の具体的一実施例を示す
回路図である。 図において、 １１１−１１９および１９１−１９９・・・・・・ベー
スバンドフィルタ、１２１−１２９・・・・・・変調器
、１７１−１７９・・・・・・復調器、２θ１−２０９
・・・・・・自動等化器、２２１−２２９・・・・・・
第１乃至第９ＱＡＭ 信号スペクトル図、３００，３０
２，３０４および３０１，３０３．３０５−−−−−−
レジスタ、３１０−３１５゜３２０−３２５．３３０
−３３５および３４０−３４５・・・由来算器、３７０
．３７１・・・・・・７キユムレータ、３５０−３５５
．３９０，３９１・・・・・・加算器、３８０．３８１
・・−・−識別器、３６０−３６５・・・・・・タップ
係数発生器、４０２・・・・・・修正利得設定部、４０
３・・・・・・加算器、４０４・・・・・・タップ係数
レジスタ、
Claims (1)
- 互いに時間的直交関係の保たれている複数個の並列チャ
ネルを用いてデータ伝送をおこなう直交多重並列伝送系
において前記複数個の並列チャネル間の同期を確立する
直交多重信号の並列同期方式であって、送信側において
は、データ伝送に先立ち、予め定められた基準チャネル
を通じてランダムデータ系列を送信するとともに、基準
チャネル以外のチャネルを通じて、前記ランダムデータ
系列を各チャネルに所定の時間だけ遅延させて送信し、
受信側においては、前記基準チャネルに対する自動等止
器には、自身のフィルタ出力と自身の識別データとの差
として得られる誤差信号を小ならしめるべくフィルタタ
ップ係数を修正する自己学習動作を行なわしめ、前記基
準チャネル以外のチャネルに対する自動等化器には、自
身のフィルタ出力と前記基準チャネルに対する自動等化
器にて得られる識別データを前記各チャネルに所定の時
間だけ遅延させたデータとの差として得られる誤差信号
を小ならしめるべくフィルタタップ係数を修正する教師
付学習動作を行なわしめることにより、所望のデータ伝
送に先立って複数個の並列チャネル間の同期を確立する
ことを特徴とする直交多重信号の並列同期方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58142920A JPS6033755A (ja) | 1983-08-04 | 1983-08-04 | 直交多重信号の並列同期方式 |
| GB08419857A GB2144604B (en) | 1983-08-04 | 1984-08-03 | Orthogonally multiplexed parallel data transmission system |
| CA000460315A CA1210877A (en) | 1983-08-04 | 1984-08-03 | Method of synchronizing parallel channels of orthogonally multiplexed parallel data transmission system and improved automatic equalizer for use in such a transmission system |
| US06/637,140 US4621355A (en) | 1983-08-04 | 1984-08-03 | Method of synchronizing parallel channels of orthogonally multiplexed parallel data transmission system and improved automatic equalizer for use in such a transmission system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58142920A JPS6033755A (ja) | 1983-08-04 | 1983-08-04 | 直交多重信号の並列同期方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6033755A true JPS6033755A (ja) | 1985-02-21 |
| JPH0131809B2 JPH0131809B2 (ja) | 1989-06-28 |
Family
ID=15326698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58142920A Granted JPS6033755A (ja) | 1983-08-04 | 1983-08-04 | 直交多重信号の並列同期方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6033755A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011249878A (ja) * | 2010-05-21 | 2011-12-08 | Mitsubishi Electric Corp | デスキュー装置およびデスキュー処理方法 |
-
1983
- 1983-08-04 JP JP58142920A patent/JPS6033755A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011249878A (ja) * | 2010-05-21 | 2011-12-08 | Mitsubishi Electric Corp | デスキュー装置およびデスキュー処理方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0131809B2 (ja) | 1989-06-28 |
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