JPS5917623B2 - 交流電動機の適応制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ５ 本発明は交流電動機、特に多相交流誘導電動機およ
び多相交流同期電動機の適応制（財）装置に関する。

誘導電動機または同期電動機の電源周波数を変化してそ
の速度を制（財）する速度制御装置、およびｊ０この速
度制御に際し電源電圧を周波数にほゞ比例する如く制御
する電圧制御装置は従来から知られている。

しかし従来の制御装置においては速度と負荷の変化に応
じて速度以外の変数、たとえばトル’５ ク、効率等を
その時の目的に最も適当な値に保ちながら速度を制（財
）する適応制御は行ない得なかつた。

したがつて従来は誘導電動機または同期電動機を用いて
精巧な特性の制御装置を構成することは困難とされ、た
とえばフィードバック制（財）（サ２０−ボ制御）用電
動機としては従来は主として制御巻線を有する２相誘導
電動機または直流電動機等が用いられた。制御巻線を有
する２相誘導電動機は非能率であり直流電動機は高価で
保守が面倒であるがこれらの欠点は己を得ないものとさ
れてい２５た。誘導電動機および同期電動機は堅牢かつ
安価で保守もまた容易であり、電源周波数を変化する場
合はその速度も広範囲にわたつで精密に制御することが
でき、かつ電源周波数を高くしてこれに対３０応する高
速電動機を設計することが容易である等種々の利点があ
るので、これらの交流電動機を用いて精巧な特性の制御
装置、特にフィードバック制御装置またはプログラム制
御装置等を構成することは従来から要望されていたが実
現してなかつ３５た。

本発明はこの要望を満足する適応制御装置を提供する。
本発明の目的は指令された角度位置θｃに対し１ウ１一
交流電動機を迅速正確に追従させる適応制御装置を得る
にある。

本発明の目的の他の一つは位置、速度、負荷トルク等の
時間に対する関係、または速度、負荷トルク等の位置に
対する関係がプログラムされる場合交流電動機を好適な
運転状態に保ちながらこのプログラムに従うように制（
財）する適応制（財）装置を得るにある。

本発明の目的の他の一つは誘導電動機の効率を最大にす
るよう制（財）することができる適応制御装置を得るに
ある。

本発明の目的の更に他の一つは同期電動機において従来
公知の励磁電流制御装置と組み合せて同期電動機を適応
制（財）する適応制脚装置を得るにある。

本発明の上述の目的は誘導電動機においてはそのすべり
周波数Ｆｓを検知し同期電動機においてはその運転角θ
ｄ（負荷角ともいう。

すなわち誘起起電力と入力電圧との位相差角）を検知し
、すベリ周波数または運転角を目的に応じた適当な値に
なる如く電源周波数ｆｌを変化することによつて達成さ
れる。電源周波数Ｆ，を変化した場合電動機の速度Ｆ２
（以下電動機の速度と称する場合は実際の速度に磁極対
の数を乗じた値すなわち磁※：極対数を１に基準化した
値を言い、その単位は３６０度／秒を１として表はす）
は電動機の慣性のためしばらくはもとの値にとどまり、
したがつてすべり周波数Ｆｓまたは運転角θｄはＦ，の
変化゛にともなつて変化するので、Ｆｓまたはθｄ（）
）厘が制御目的に適した値になるようにＦ，を変化して
適応制（財）を行なうことができる。以下図面について
詳細に説明する。

第１図は多相交流誘導電動機の簡易等価回路を示す回路
図で図においてＦｌ，Ｖ，，Ｉ，はそれぞれ電源周波数
、入力電圧、入力電流であり、ＩＯ，ＬＯ，ＲＯはそれ
ぞれ励磁電流（すなわち無負荷電流）励磁回路の入力イ
ンダクタンス、および励磁回路の損失を表わす等価抵抗
、Ｌ，，Ｒ，はそれぞれ一次側のインダクタンスおよび
抵抗、Ｌ２，Ｒ２はそれぞれ一次側に換算した二次側の
インダクタンスおよび抵抗、ＶＬは回転により誘起する
電圧（一次側に換算した値）、１２−１１−１０，ＲＬ
− − ＝ Ｒ２（−），Ｓはすべり（スリＬＱツプ）
でＳ−（ｆｌ−Ｆ２）／ ｆｌである。

機械エネルギーに変換される電力ＰｍはＰｍ−１２ＶＬ
＝Ｉ２２ＲＬでありトルクＴはＴ＝ＫＴＩ２２ＲＬ／Ｆ
２ となる。

但しＫＴは比例常数である。ＦＳ＝ｆｌ−Ｆ２をすべり
周波数という。式（１）からＴを最大にするＦｓを求め
るとなるがＲｌ２を（２πＦ，）２（Ｌ１＋Ｌ２）２に
対して省略するととなる。

またこの時の誘起電圧ＶＬはとなる。

更に第１図から電気機械変換効率ｅは でありｅを最大にするＦｓの近似値を求めるとを得る。

ここにｋｌ＝Ｖ１−ＳであるがＦｓがＦｅの近くになる
ときＳは充分に小さくＫ，を常数と見なして差支えない
。ＦＴ，ｆｅ等の価はそれぞれの型の誘導電動機につい
て実験による測定で決定すべきであるが第１図の簡易等
価回路から式（２）、式（２）’、式（３）を算出した
理由はＦＴ（５ｆｅの価が式（２）、八（３）に示す如
くＶｌ，ｆ，に関係なく誘導電動機の型によつて定まる
常数と見なし得ることを説明するためである。

また式（２）’に示すとおりトルクＴの最大点において
はＶ，，ｆｌに関係なくＶ，とＶＬの位相差は４５度で
ある。次に励磁電流Ｉ。

とＶｌとの関係は− − − ＩＡ、 となり、磁束を一定に保つにはＩ。

を一定に保つことが必要でありＦ，の変化に対しＶ，は
式（４）に従つて制？すればよい。有害な磁束飽和が生
じない限度で許容し得る。の最大値をＩ。ｒｒ］とする
とに従つてＶ，を制御するのが電源電圧制呻の普通の形
態である。本発明の装置においては誘導電動機のすべり
周波数Ｆ５またはその回転数Ｆ２を常時測定しながらＦ
８が適当な値になるようｆ１を制御する。

誘導電動機はＦ２−ｆ１−Ｆ８の計算を行なう演算回路
と見ることもできるから誘導電動機をフイードバツクル
ープの中に入れて周波数ｆ１を設定するフイードバツク
制御を行なうことができる。第２図はそのフイードバツ
タループの２，３の構成例を示すものであつて電動機４
０の検知器４１から取り出す信号は電動機の速度Ｆ２ま
たは（および）そのすべり周波数Ｆ５である。第２図ａ
は加算器４４でｆ１＝Ｆ２＋Ｆｋの計算を行なう方法、
第２図ｂは減算器４６と増幅器４８によつてＧＯ（Ｆｋ
−Ｆ８）の計算を行ないさらに加算器４４によつてＦ２
を加えてｆ１−Ｆ２＋ＧＯ（Ｆｋ−Ｆ８）とする方法、
第２図ｃはｆ１−ＧＯ（Ｆｋ−Ｆ８）とする方法である
。Ｆ８−ｆ１−Ｆ２は第２図ａの場合Ｆ８＝Ｆｋ、第２
図ｂの場合Ｆ５−一Σ隻−Ｆｋｌａ−↓１Ｕ０１ 第２図ｃの場合Ｆｓ＝７．ｆｋ−７．Ｆ２となりＧ。

が充分大なる場合はいずれもＦ８＝Ｆ，となる。Ｆｋが
一定の値である場合も、指令制御される場合も、誤差信
号から得られる場合も同様である。ｆ 指令位置をθ。

とすれば位置誤差は（θｏ−一２）ｐとなり（但しｐは
微分演算子を示す）Ｆｋｆ ＝Ｇ１（θｏ−ー一１）として第２図Ａ，ｂ，ｃの方Ｐ
ｆ 法によりＦ５を制（財）して−ーーーーキθ。

とする制闘目的Ｐｆ を達することもできるし、直接ｆ１＝ＧＯ（θｏ−」）

Ｐ｛第２図ｄ｝の制（財）を行なうこともできる。

第２図ｄの場合Ｄ＝ツヱ？Ｌ藏となりＧ。が充分ｆ大な
場合はぜキθ。

となる。以下に説明する本発明の実施例においては第２
図に例示する周波数設定方法のうち適宜の一つを用いて
あるが、その他の方法を用いても同様に周波数設定を行
なうことができることは明らかである。

第３図は本発明の装置構成の実施例を示すプロツク図で
ある。

以下の図面においては多相交流の各相の導線および直流
の正負の導線を簡単のため１本の線で示してある。スイ
ツチ装置１１を作動すると受電端１０からの商用交流電
源が接点１１０を経て主整流装置１２、補助整流装置１
５に供給され補助整流装置１５の出力電力が電圧信号発
生装置１３、電圧調整装置１４、周波数発生装置２０に
供給されて（補助整流装置１５からの電力供給用の導線
は図面に示してない）これらの装置を附勢し、主整流装
置１２の出力電圧はインバータ３０に供給される。周波
数発生装置２０は電動機に加えるべき周波数ｆ１の交流
電圧を必要な位相数（以下の実施例においては総て３相
交流の例について説明する。

この場合必要な位相数は３である。３相交流に対する知
識に基いて３相以外の多相交流に対する設計を行なうこ
とはこの技術の分野の知識を有する者にとつては容易で
あるからその説明は省略する）と相回転方向において発
生する。

電圧信号発生装置１３は周波数発生装置２０から周波数
ｆ１を表はす周波数信号または周波数ｆ１の交流電圧を
受けて式（４）または（４Ｙに従つて電圧信号Ｖ，を発
生し電圧調整装置１４え出力する。電圧調整装置１４は
電圧信号Ｖ１を受けてインバータ３０の出力電圧が信号
Ｖ１で指令された値になるように主整流装置１２の出力
電圧を調整する。スイツチ装置１１の接点１１２は遅延
接点である方が好都合であつて接点１１０が閉じて１５
，２０，１３，１４，１２，３０の回路の初期条件が整
定された後に接点１１２が閉となり電動機４０に周波数
ｆぃ電圧Ｖ１の多相交流を加える。電動機の速度Ｆ２は
回転計４１によつて検知され周波数発生装置２０はｆ１
−Ｆ２＋Ｆｋに従つて周波数ｆ１を発生する。第３図に
おいて電圧信号発生装置１３、電圧調整装置１２、イン
バータ３０によつて構成される装置、すなわち指令され
た値ｆ１の周波数を有し、ｆ１に対応する電圧Ｖ１の多
相交流を発生する装置は必ずしも第３図に示す構成によ
る必要はなく、この種の多相交流発生装置は電源周波数
を変化して交流電動機の速度を変化する従来の速度制御
装置において使用されており、これら公知の装置を本発
明の構成装置として使用することができるので電圧調整
装置１４、主整流装置１２、インバータ３０についての
説明は省略する。周波数発生装置２０の最も簡単な場合
はＦ８が一定の場合である。

たとえば始動の場合はＦ２＝０からｆ１（またはＦ２）
が所定値に達するまでの時間をできるだけ短かくするた
め常にＦ８＝ＦＴとなる如く制御するか、あるいは効率
、始動電流等をも顧慮してＦＴ以下でＦｅ以上の適当な
一定値Ｆｋを選びＦ８＝Ｆｋとなる如く制脚する。Ｆ８
一定の場合の周波数発生装置２０はＦ２を入力してｆ１
＝Ｆ２＋Ｆ８の計算を行ないｆ１を出力すればよいので
種々の型の公知の装置をこの目的のために使用すること
ができる。その一例を第４図に示す。第４図においてク
ロツクパルス発生器２００は正確な周波数のパルス、た
とえば９８，３０４Ｈｚ（以下数値例は総て説明の便宜
のためのものである）のパルス列を発生する。

カウンタ２０２は２段のフリツブフロツプを縦続した普
通のパルスカウンタに計数位相の検出回路を附加したも
ので９８，３０４Ｈｚの１／４の周波数２４，５７６Ｈ
ｚのパルスを００，９０／，１８０数，２７０７の各位
相で出力する。そのうち００位相のものをＴ。パルスと
いうことにする。レジスタ２２６はたとえば２進の並列
レジスタまたは直列シフトレジスタ（以下に説明する他
のレジスタもすべて類似のものとする）であつてその中
に周波数ｆ１を表はす数値が入つていると仮定する。ｆ
１の値が電動機４０に加え得る最高周波数制限値Ｆｌｍ
を超す場合の制限装置としてレジスタ２２８と比較器２
３０が設けられる。比較器２３０はｆ１とｆ１］ｎを比
較しｆ１〉Ｆｌｎｌのとき出力を出して（論理値「１」
の電圧を出力して）ゲート装置２３４を開きゲート装置
２３２を閉じる。Ｆ，くＦｌ，ｎのときはＴ。パルスご
とにレジスタ２２６の数値ｆ１がゲート装置２３２，２
３６を通してアキユムレータ２３８に加算される。ｆ１
〉Ｆｌｎｌのときはレジスタ２２８の数値Ｆ，ｍがアキ
ユムレータ２３８に加算される。ゲート装置２３２，２
３６はレジスタからアキユムレータえの加算のゲート装
置であるから並列加算の場合と直列加算の場合とでその
回路が異なるが、これらの回路はデジタル計算器の分野
においては極めてありふれた回路であるので図面では単
に１個のアンドゲートまたはオアゲートの形で示してあ
る。以下ゲート装置という場合はすべてゲート装置２３
２またはゲート装置２３６に類似の回路を意味する。ア
キユムレータ２３８がたとえば２進８ビツトの容量であ
るとしｆ１を２４，５７６Ｈｚ０）ＴＯパルスの１本ご
とに加算するとアキユムレータ２３８からは１秒間に２
４，５７６ｆ１／２５６＝９６ｆ１本のオーバフローパ
ルスを出力する。

アキュムレータ２３８のオーバフローパルスはカウンタ
２４０で１／３２に分周され３ｆ１の周波数のパルスを
出力する。カウンタ２４０の出力はカウンタ２４２で１
／３に分周されカウンタ２４２は計数位相の検知回路を
も備えて周波数ｆ１、位相００，１２０２４００の各パ
ルス列Ｕ，Ｖ，Ｗを出力してインバータ３０え制御パル
スとして供給する。レジスタ２２６のｆ１の値を周期的
に更新するためタイミングパルスＴｌ，ｔ２，ｔ３およ
びゲートパルスＴ８ｌを発生する。

第３図の回転計４１には公知の回転計のどんな型のもの
を使つてもよいが第４図の実施例では電磁式または光電
式等の方法によつて速度Ｆ２の３２倍の周波数３２ｆ２
のパルス列を発生する如き回転計とし、その出力はアン
ドゲート２１４に加えられる。２４，５７６ＨｚのＴＯ
パルスはカウンタ２０４によつて分周され１６Ｈｚの矩
形波（第４図波形図Ｔ８ｌにその一部を示す）となりそ
の正の半サイクルの間すなわち１／３２秒間ゲート２１
４を開き回転計４１のパルスを通過させる。

カウンタ２１６はゲート２１４を通過したパルスを計数
する。フリツプフロツプ２１２は波形Ｔ８ｌの立下り点
でトリガ、オンされ、次に来るＴ。パルスでトリガオフ
されてＴ８２の波形を発生する。フリツプフロツプ２１
２がトリガオフされる時に発生するパルスをＴ４パルス
とし、カウンタ２０２の９００，１８０Ｔ，２７０との
出力パルス中アンドゲート２０６，２０８，２１０を通
過するものをそれぞれＴｌ，ｔ２，ｔ３パルスとする。
ゲート２０６，２０８，２１０には波形Ｔｇ２が加えら
れているのでＴ，，ｔ２，ｔ３，ｔ４は第４図の波形図
に示す時間関係で１／１６秒に１回発生する。カウンタ
２１６はＴ４パルスで零にりセツト（クリア）された後
のＴｇｌの正の半サイクル中ゲート２１４を通過する３
２ｆ２のパルスを計数するので波形Ｔｇ２の間は数値Ｆ
２の入つているレジスタになる。レジスタ２２６はｔ１
時点でクリアされ、Ｔ２時点でカウンタ２１６のＦ２の
値がゲート装置２２０，２２４を通して加えられ、Ｔ３
時点でレジスタ２１８のＦｋの値がゲート装置２２２，
２２４を通して加えられるのでＴ３の次のＴ。パルスが
来る時点ではＦ２の新しい値に対して更新されたｆ１＝
Ｆ２＋Ｆｋの値が入つていることになる。上述の数値例
ではｆ１のデータは１／１６秒に１回更新される。

このデータ更新速度は電動機の速度変化は表はすに充分
なサンプリング速度であればよい詳細に言えばカウンタ
２４２から出力される周波数ｆ１のパルスはＦ，の値と
アキユムレータ２３８の容量値（上述の数値例では２５
６）との比が整数でない場合は位相変調を受ける。

上述の数値例ではｆ１＝５０の場合アキユムレータ２３
８えの加熔の２本の直線線分で近似することができる。
第５図にこの近似直線を示すがこの近似直線におけるＲ
。，ＬＯの値を決定するには使用する型の電動機につい
て無負荷試験を行なつて測定したＶｌｆｌ曲線に基いて
決定することにより実用上支障のない程度の誤差で近似
することができる。式（５），（５Ｙを更にとし電圧信
号としてＶ１／２πＬＯｌＯｌ］１のデジタル数を出力
するとすれば電圧信号発生装置１３の一実施例は第６図
の如くなる。

第４図レジスタ２２６の数値Ｆ，は端子１３０から電圧
信号発生装置１３に与えられ比較器１３２によりレジス
タ１３４に入つている数Ｒ。

／πＬＯと比較されると同時にレジスタ１３６に加算さ
れ１／２（Ｆ，＋ＲＯ／πＬＯ）となる。申すまでもな
くの乗算は純２進数を使用する場合は単にレジスタの桁
を１桁シフトすればよい。比較器１３２はｆ１〉ＲＯ／
πＬＯの場合論理値「１」の出力を出しゲート装置１３
８，１３９を経てｆ１を出力し、ｆ１くＲ。／πＬＯの
場合論理値「０」の出力を出しゲート装置１３７，１３
９を経て」−＋ｂを出力する。２πＬＯ２ 々算回数４９１回かまたは４９２回に１本の出力パルス
がカウンタ２４２の各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）出力から出るこ
とが計算できる。

これは約５０．０５Ｈｚまたは４９．９５Ｈｚに相当し
この程度の位相変調は実用上支障がない。第４図の符号
２４４，２４６，２４８，２１６Ｓ，２１８Ｓ，２２６
Ｓで示す部分については後で説明する。

始動の場合は最初Ｆ２＝Ｏでｆ１−Ｆｋが電動機に加え
られ電動機が加速してＦ２が変化しても常にｆ１＝Ｆ２
＋Ｆｋの関係が保たれる。

電圧信号発生装置１３は第３図の実施例では周波数信号
ｆ１を受けて電圧信号Ｖ１を出力するもので式（４Ｙの
計算を行なう演算回路であり、従来公知の回路によつて
行なうことができるが矢４Ｙを更に簡単化して次に本発
明の装置を誘導電動機によるフイードバツク制薗に用い
る場合について説明する。

この場合はすべり周波数Ｆ８または電源周波数ｆ１を位
置誤差によつて制御する。すなわち工皐ゝしａノ〜―！ ｆ である。

ここにθ２−１で電動機の角度位置を示す。一般には指
令される角度位置θ。は電動機に歯車を以て連結した負
荷の角度位置であり、したがつてθ３も負荷の角度位置
を表わす数値であるが以下の説明においてはθ。もθ２
も歯車比を１に基準化した値を以て表わしその単位は３
６０をを１とする。式（６）と式（７）とは第２図につ
いての説明によつて理解されるとおり周波数設定につい
てはほは同一であるが電動機の制両に関しては異なつた
特性を示す。式（１）から理解できるようにＦ，くＦＴ
の範囲、特にＦ５がＦＴより相当小さな範囲ではトルク
ＴはＦ８にほぼ比例ししたがつて式（６）は誤差に比例
してトルクを制両する型を示し、式（７）は誤差に比例
して速度を制薗する型を示す。従来のフイードバツク制
闘に使用されている直流電動機および制薗巻線を有する
２相誘導電動機はすべて誤差に比例してトルクを制御す
る型である。

電動機とその負荷を総合した慣性をＪ１摩擦係数をＦ、
トルタＴ（５ｆ８との比例定数をＫ５としＴ＝ＫＪ５と
すれば式（６）から島暴０具′―具０基？―， を得、式（７）にｆ１＝Ｆ２＋Ｆ８を代入してを得る。

式（７Ｙにおいては式（６Ｙに比しスピードフイードバ
ツク（速度負帰還）の項Ｋ８Ｐが加わつている。

従来のフイードバツク制御においてはスピードフイード
バツクの機構を附加するため複雑な回路を必要としたが
本発明の装置においては式（７）に従つて周波数を設定
することにより自然に解決し得るという利点がある。但
し本発明に使用する周波数設定方法を式（７）の方法に
限定することを意味するものではない。次に重要な事項
はｆ１くＦ２として回転子から見た磁束の回転方向を逆
とし回転方向に対し逆方向のトルクを発生し減速（制動
）を行ない得ることである。

したがつてθ。，θＡ，ｆ２，ｆ，，ｆ８はすべて正お
よび負の値（時計方向および反時計方向の回転角ならび
に速度）を与え得るよう設計しなければならない。また
式（７）においてｆ１＝Ｇ１（θｏ−θａ）によつて与
えられるｆ１の値がいかなる値になつた場合においても
現時点における速度Ｆ２に対し士Ｆｓ＝ｆ１−Ｆ２のＦ
ｓの値がＦＴを超過しないようにｆ１を制（財）する必
要がある。

Ｆ８がＦＴを超すとトルクＴは逆に減少し、制脚の効果
を減少し電流２が過大になるからである。すなわちの範
囲内においてはｆ１−Ｇ１（θｏ−θａ）によつて制御
し式（８）の範囲外においてはｆ１−Ｆ２＋ＦＴまたは
ｆ１＝Ｆ２−ＦＴによつて制御する。

式（３）のＦＴのかわりにＦＴ以下の値Ｆｋを使用して
もよいことは申すまでもない。式（６）にしたがつて制
（財）を行なう場合はｆ１＝Ｆ２＋Ｆ８−Ｆ２＋Ｇ１（
θｏ−θａ）によつて表わされる周波数の値ｆ１を位置
誤差θ。

−θ２に関連して定められる周波数値の制御周波数信号
といひ、式（７）にしたがつて制御を行なう場合はｆ１
＝Ｇ１（θｏθａ）によつて表わされる周波数の値Ｆ，
を位置〕ユ羊０ −θ−ｒ」蜘；市Ｊ，γ哄Ｄムｌ−．
わス活ｖ古渉６イ盾の制御周波数信号と称しＦ，＝Ｆ２
＋Ｆｋまたはｆ１一Ｆ２−Ｆｋによつて表わされる周波
数の値ｆ１を変速周波数信号ということにする。第４図
は変速周波数信号を発生する回路である。上述の説明か
ら理解できるように誘導電動機を用いるフイードバツク
制御用の周波数発生装置２０は第４図の回路に制御周波
数信号Ｆ，＝Ｆ２＋Ｇ１（θ。

−θａ）またはｆ１＝Ｇ１（θｏ−θａ）を発生する回
路を附加し、変速周波数信号と制御周波数信号とを式（
８）の条件を判断して切り換える比較器ｔおよび各レジ
スタに正負の符号を表わすビツトを附加しレジスタの数
値を加算するときその正負の符号を判断して加減算の切
り換えを行なう切り換え回路を附加すればよい。フイー
ドバツク制御の場合の周波数発生装置２０の一実施例を
第７図にプロツク図で示す。

第７図において第４図と共通な部分は鎖線で囲み図面を
省略し矢印で信号の入出力関係だけを示してある。指令
位置θ。はレジスタ２５０に入力される。フイードバツ
ク制御装置に使用する部品によつては、たとえばシンク
ロ電機の受信器（コントロール変成器）のごとくθ。−
θ２の値を出力するものがあるがその場合はデジタル化
した後レジスタ２５４に入力する。第７図の例ではθ２
を回転計４１の出力のＦ２パルスをカウンタ２５２で積
分して得る方法の例を示してある。Ｆ２には正負の値が
あるのでカウンタ２５２は可逆カウンタであり、また零
点整合のできる回路をそなえていることが必要である。
レジスタ２５４はｔ１パルスでクリアされ、Ｔ２パルス
でレジスタ２５０のθ。が入力され、Ｔ３パルスでカウ
ンタ２５２の一θ８が入力されることは第４図について
説明したレジスタ２２６へのＦ２とＦｋとの加算と同じ
である。数値に２進数を使いＧ１を２ｎの数とすればＧ
，を乗することはレジスタをｎ桁シフトすることである
。θ０，−θＡ，θｏ−θ。および第４図のＦ２，ｆｋ
，ｆｌ−Ｆ２＋Ｆｋはそれぞれ正または負の値となるの
でそのレジスタ２５０，２５２，２５４，および第４図
の２１６，２１８，２２６は符号を表わすビツト２５０
Ｓ，２５２Ｓ，２５４Ｓ，２１６Ｓ，２１８Ｓ，２２６
Ｓをもつている。２１８Ｓは２５４Ｓと同じ符号とする
。

すなわち誤差信号θｏ−θ８を減少する方向のトルクを
発生するようＦ８の正負を決定する。換言すればレジス
タ２１８の内容は位置誤差θ。−θ３に関連して定めら
れる正または負の符号を有しかつその絶対値はあらかじ
め定められた一定値Ｆｋであるずべり周波数となる。論
理回路２６２は＋θ。と一θ８が異符号の場合にＴ３パ
ルスの時点で出力を出して加減算切換回路２６４を減算
回路の接続とする。第４図の論理回路２４８はＦ２とＦ
ｋが異符号の場合にＴ３パルス時点で出力を出して加減
算切換回路２４４を減算回路の接続とする。２２６Ｓ，
２５４Ｓは相回転方向の制御に用いられる。

第４図に符号２４６で示す装置は第７図比較器２６６，
ゲート装置２６８，２７０，２７２の回路を表わし式（
８）の条件に従つて切換装置２４６から制御周波数信号
ｆ１−Ｇ，（θｏ−θａ）または変速周波数信号ｆ１＝
Ｆ２＋Ｆｋのいずれかを出力する。式（８）の条件は換
言すれば制（財）周波数信号と変速周波数信号のうち誘
導電動機の瞬間速度に対応する周波数値Ｆ２により近い
値の周波数値を有する方の信号をインバータ３０の可変
周波数および相回転方向を制岬するため出力することを
意味する。比較器２６６の構成は制御周波数信号として
ｆ１＝Ｆ２＋Ｇ１（θｏ−θａ）を用いるかｆ１＝Ｇ１
（θｏ−θａ）を用いるかにより異なるが、いずれの場
合もこの技術の分野の通常の知識を有する者にとつては
容易に設計できる事項であるので説明を省略する。以上
に説明したとおりフイードバツク制御において位置誤差
θ。

−の値が一定値以上の間は位置誤差を減少する方向へ適
当の値のほぼ一定値のトルクを発生する一定値のすべり
周波数Ｆｋが難持せられるように電源周波数ｆ１が制御
され、位置誤差θ。一θ１の値が前記一定値以下となつ
た場合は位置誤差の値に関連して定まる制脚周波数信号
の値によつて電源周波数ｆ１が制御される。フイードバ
ツク制御を応用して誘導電動機の速度Ｆ２を極めて高い
精度に維持することもまた容易である。−この場合θ。
は水晶発振器等から得る高精度の周波数ＦＯの積分値と
して与えられる。ｆ１二Ｇ１（瓦−１）・・・（７Ｙに
よつてＦ２が制御されるから定常状態においてはｆ１も
Ｆ，も一定となり式（７Ｙの両辺にｐを乗じＰｆｌ−０
からＦ２＝ＦＯとなる。ｒぎ謄日吐日日Ｓ：？〜たｋα
；ｎ）〜臀占二？ｌ；ナごら Ｌ立」ＺＺ与ψ繋ノブ チ］＼で式（４）／で定められる電圧Ｖ，を加えるとＦ
８〈Ｆ８となる場合がある。

このような場合に効率最大点のすべりＦｅで運転するよ
うに制御することもできる。すなわち第７図比較器２６
６と並列に減算回路（図に示してない）を設けＦｒ＝Ｆ
２＋ＦｅＧ，（θ６−θａ）を算出し第２図電圧信号発
生装置１３の出力電圧をＶ１＝ＩＯｒＩｌＪ璽７Ｔ−（
２πＦｃＬＯ）２−Ｇｖｆｒの如く制御する。

電源電圧Ｖ１が減少し同一のＧ１（θ。−θａ）に対し
Ｆ２が減少してＧが充分犬きな場合はＦｒがほぼ零とな
る点で平衡する。この制御のための回路は簡単でこの技
術の分野の知識を有する者にとつては容易に設計するこ
とができるので第７図および第６図には示してない。

次に本発明の装置をプログラム制御に使用する場合につ
いて最も簡単な例を用いて説明する。第８図は誘導電動
機で駆動している電車を無勾配の軌道上で駆動用電動機
によつて制動し所定位置で停止するプログラム制御を説
明するグラフである。横軸は時間ｔを示しｔ：：Ｏは制
動開始点、ｔ−は停止点とする。縦軸のＦ２は速度で速
度Ｆ２はＡｆ−Ｂｆ−Ｃｆの経過をたどるようプログラ
ムさＦ２れたとする。

（Ｍ．置ＤはＤ＝−でｔ＝ｏでＤ：リ一０とすれば図に
示す曲線となりＤｒは制動開始点から停止点までの距離
である。加速度Ｐｆ２はＡａ−Ｂａ−Ｂａ／−Ｃａの如
くなる。トルクＴはＴ＝（Ｊｐ＋Ｆ）Ｆ２で近似しＡＴ
ＢＴ−ＢＴ′−Ｃａとなる。

式（４）においてＩ。

を一定にするよう１を制御すればトルクＴからＦ，が決
定される。Ｆ２とＦ８からｆ１が定まる。したがつて第
８図に示す制動を行なうため電動機に加えるべき電源周
波数ｆ１の時間ｔに対する関係または距離Ｄに対する関
係をプログラムすることは容易である。このプログラム
の記憶装置および時間ｔまたは距離Ｄの検知装置ならび
に検知されたｔまたはＤに関連して記憶を読み出す装置
を備え、読み出されたｆ１の数値を第４図レジスタ２２
６へ入力する装置を附加すれば本発明の装置によつてプ
ログラム制御を行なうことができる。

多くの場合、プログラム制御はフイードバツク発明の装
置を使用するときはこの組み合せ装置を構成することも
また容易である。

たとえば第８図の例において距離Ｄと時間ｔの関数関係
をプログラムしてこれを記憶装置に入れておき読み出さ
れたＤに対してフイードバツク制御を行なうことができ
る。電車の車輪にすべりが無ければ電車の位置と車輪の
回転角とは比例するのでこの比例常数をＫＤとすれば式
（７）の指令位置θ。をＫＤＤと置くことができる。す
なわち第７図レジスタ２５０にＫＤＤを入れ、ｆ１＝Ｇ
１（ＫＤＤ−一２２）のフイードバツク制御を行なつて
正確に所定プログラムを実施することができる。時間ｔ
に対する位置θ。

の関係をプログラムしておきθｃを読み出Ｌながら式７
に従つて位置制御を行なう本発明の制御機構は電車の自
動運転、エレベータの自動制御等には極めて好適な制御
機構であることが理解できるであろう。誘導電動機の適
応制御に類似した装置によつて同期電動機の適応制御を
行なうことができる。

第９図ａは多相交流同期電動機の等価回路を示し同図ｂ
はその電圧、電流のベクトル図を示す。Ｖ１、Ｆ，はそ
れぞれ電源電圧、電源周波数、１１は電流、Ｌ１、Ｒ１
は電機子巻線のインダクタンスと抵抗、Ｖｄは磁極の回
転により誘起される電圧、θｄは運転角、θ１は１１と
Ｖｄとの相差角である。電動機の回転数Ｆ２は定常状態
においてはｆ１に等しくｄはＦ２に比例するのでＶｄＫ
ｖｆｌとすることができる。誘導電動機と異なる点はＶ
ｄはＶ１と関係なく調節できることである。

すなわちＶｄ＝ＫｖｆｌにおけるＫｖを界磁電流を変化
して調節することができる。Ｖｄを調節する制御方法と
その装置は従来から良く知られており、本発明の装置と
組合せて目的に応じた適応制御装置を設計することは杢
発明の装置を理解した上ではこの技術の分野の智識を有
する者にとつては容易であるので本発明の実施例におい
てはＫｖは一定の場合について主として説明しＫの簡単
な制御例だけを追加説明する。機械エネルギーに変換さ
れる電力ＰｍはＰｍｌｌｄｃＯｓθ１でありトルクＴは
ＴＫＴＩｌＶｄＣＯＳθ１／Ｆ，である。

また第９図ｂのベクトル関係からリ であるからトルクＴは となる。

一般の場合はＲ１を省略してとする。

式（自）からＴを最大にするθｄの値（θＴで表はす）
を求めると１Ｖ１ となる。

また電機子だけを見た電気機械変換効率ｅはであつてｅ
を最大にするθｄの値θｅは から求めることができる。

この技術の分野の知識を有する者にとつては目明の理で
あるが同期電動機における運転角θｄは誘導電動機にお
けるすべり周波数Ｆｓに相当する。

したがつて本発明の装置によつて同期電動機を適応制御
するには誘導電動機におけるすべり周波数Ｆｓの制御と
類似の装置によつて運転角θｄを制御すればよい。運転
角θｄは第９図ｂのベクトルＶ１の位相を変化して制御
することもできるしその周波数ｆ１を変化して制御する
こともできる。位相変化と周波数変化は単に微分演算子
ｐを介するだけで互に等価であるから以下に述べる実施
例においては周波数を変化する場合についてだけ説明す
る。本発明において周波数制御という場合は位相制御を
も含むものと解釈すべきである。であつてθｄが一定の
場合ＰＯｄ＝０、Ｆ２＝ｆ１である。θｄに対する指令
値をθｋとするとＧ２（θｋ−θｄ）＋Ｆ２＝ｆ１
・・・・・・Ａａまたはの制御を行なえばいずれもθｄ
＋θｋとすることができる。式（自）は式（６）に類似
の制御であり、式（自）は式（７）に類似の制御である
。θｋをθＴ以下の適宜な一定値とした場合式（自）ま
たは（自）で与えられるｆ１は誘導電動機の場合に定義
した変速周波数信号であつて同期電動機の場合において
も同じく変速周波数信号と言うことにする。また誘導電
動機においてすべり周波数Ｆｋの正負の符号を位置誤差
に関連して定めるのと同様、運転角θｋの正負符号は位
置誤差に関連して定めるようにする。換言すればこの明
細書において同期電動機について変速周波数信号と言う
場合は、その信号で表はされる周波数の交流電圧をその
同期電動機に加へた場合、その同期電動機の瞬間角度位
置に対してθｋの値の運転角を位置誤差に関連して定め
られる方向に生ずる知き周波数値の信号を意味する。ま
た同期電動機における制御周波数信号は誘導電動機の制
御周波数信号ｆ１−Ｆ２＋Ｇ１（θ。−θａ）またはｆ
１＝Ｇ１（θ。−θａ）と同じものを使うことができる
。同期電動機の適応制御における制御周波数信号と変速
周波数信号との切り換え点を判断する条件も誘導電動機
に対する判断条件と同一である。

したがつて第２図に示す構成によつて同期電動機の適応
制御を行なうことができる。この場合符号４０は同期電
動機であり符号４１は回転位相検知装置である。同期電
動機の周波数発生装置２０の中の変速周波数信号を発生
する回路を第１０図に示す。

゛第１０図の実施例における位相検知装置は回転計４１
と類似のもので回転の零度位相においてパルスを発生す
る簡単な検知装置であるとする。フリツプフロツプ５０
０は位相検知装置４１からのθｄを示すパルスによつて
トリガオンされる。このパルスは同時にカウンタ５０４
を零にりセツトする。第１０図に符号２００，２０２，
２０４，２０６，２０８，２１０，２１２，２４０，２
４２，で示す部分は第４図の同一符号のものと同一であ
つて、位相θｋを示すパルスはカウンタ２４０，２４２
に計数位相検出回路５０８を附加して取り出す。位相θ
ｋのパルスはフリツプフロツプ５００をトリガオフしフ
リツプフロツプ５００は波形Ｔｇ３に示すゲート波形を
出力する。波形Ｔｇ３はθｋ−θｄに相当する時間アン
ドゲート５０２を開きカウンタ２４０入力パルスを通過
させる。カウンタ２４０の入力パルスは第４図の説明に
おける数値例では９６ｆ１のパルスでありカウンタ５０
４はこのパルスをθｋ−θｄの期間計数するのでゲート
Ｔｇ３の終りの時点では３６０度の１／９６を最小単位
にして表わしたθｋ−θｄの値になつている。カウンタ
５０４の数値はＴ２ａ時点でゲート装置５０６を通して
レジスタ５１６に移される。レジスタ５１６は式Ａ５）
によつて変速周波数信号を発生する場合第４図のレジス
タ２２６と同一であつて、式（自）によつて変速周波数
信号を発生する場合はレジスタ５１６は第４図レジスタ
２１８と同一になる。フリツプフロツプ５１０、アンド
ゲート５１２，５１４はカウンタ５０４の数値をレジス
タ５１６へ移すためのタイミング・パルス発生回路であ
つてフリツプフロツプ５１０はθｋパルスでトリガオン
され次のＴ。

パルスでトリガオフされてゲート波形Ｔｇ４を発生する
。ｔ１パルス、Ｔ２パルスはアンドゲート５１２，５１
４からカウンタ２０２の９『、１８『位相の出力パルス
中ゲートＴｇ４内に含まれるものが取り出される。した
がつてＴｌａはｔ１とまたＴ２ａはＴ２と同時に到来す
ることはあるがＴ３と重なることはない。レジスタ５１
６が第４図レジスタ２１８として使われる場合ゲート装
置２２２を通しＴ３パルス時点で加算されるのでＴ３パ
ルス時点ではレジスタ５１６の数値が更新された値であ
るための考慮である。レジスタ５１６はＴｌａ時点でク
リアされる。同期電動機の適応制御において誘導電動機
と異なる他の点は停止から始動する時に第１０図の回路
ではθｋ、θｄを示すパルスが発生しないのでレジスタ
５１６に適当に初期値を入れておくことが必要な点であ
る。

この初期値設定回路は簡単であるから図面に示してない
。同期電動機に対する周波数発生回路２０の中、変速周
波数信号を発生する回路以外は総て誘導電動機に対する
周波数発生回路と同一である。

同期電動機における電圧信号発生装置１３も誘導電動機
におけるものと類似の装置を使用することができる。す
なわち同期電動機においてＫｖを一定とし、θｄはθｋ
以下の値の範囲内で変化するとし、１１の許容し得る最
高値を１１１Ｔ１とした場合式（９）からＶＶ！Ｃ−ハ
丁″０ 式（自）の右辺第１項はｆ１に比例し右辺第２項は式（
４）″に類似しているので第５図に類似の近似を行ない
第６図に類似の回路によつてＶ，を算出することができ
る。

次に同期電動機の界磁電流１。

を制御する簡単な例について説明する。Ｋｖ＝ＫＨｌＯ
としｆ１が一定のとき１は一定としたとえばθｋ二４５
゜に制御する場合、更にＩ。を制御してＶ１と１１との
位相差を零にするには第９図ｂからとなる如く制御すれ
ばよいことがわかる。また界磁線輪の直流抵抗をＲ。

とし界磁の電力損失をも考慮した電気機械変換効率ｅを
で表わすと、１、θｄ一定の場合ｅを最大にする。

として− ゛ＫＨ−／ 旦， を得る。

式（５）、式（自）の制御は簡単であるからその回路の
説明を省略する。以上同期電動機の制御について説明し
た所により同期電動機においては磁界の強さを一定に保
つ場合、本発明の装置によつて誘導電動機と同じくフイ
ードバツク制御およびプログラム制御を行なうことがで
き、かつ磁界の強さを変化する装置を杢発明の装置と組
み合せて更に精巧な適応制御を行ない得ることは容易に
理解できるであろう。

第４図、第６図、第７図および第１０図にはすべてデジ
タル回路で構成した回路の実施例を示したが、図に示す
以外の各種のデジタル回路およびアナログ回路を用いて
本発明の装置を構成することができる。以下本発明の装
置を構成するために用いるに適した２，３のアナログ回
路について説明する。

第１１図ａは第３図の電圧信号発生装置１３をアナログ
回路で設計した１例で演算増幅器６００は図に示すとお
り負帰還接続され端子６０２に一定振幅１。［ｎ、可変
周波数ｆ１の正弦波電圧が加えられる。（周波数発生装
置２０から）ＩＯｒｒｌは式（４）′の電流１。ｒｎに
アナログな値をもつ電圧である。出力端子６０４の電圧
Ｅｖはフ となりＣ。

／Ｃ１はＲ。．ｃＯｒＯ＝ＬＯ（第１図）にアナログな
値に選べばＥｖは式（４）′のＶ１にアナログな値の電
圧となりこれを電圧信号として使うことができる。次に
第１１図ｂは第３図の周波数発生装置２０において同期
電動機の運転角θｄを検知するアナログ回路である。

１、１１、Ｌ１、Ｒ１、Ｖｄは第９図ＡＯ）ｖ１、１１
、Ｌ１、Ｒ，、Ｖｄと同じく電流計６０８は１１にアナ
ログな電圧を発生し、電圧計６１０はＶ１にアナログな
電圧を発生する。

演算増幅器６００ａは演算増幅器６００と類似な接続を
されこの場合はＣ。／Ｃ１はＲ１、ＣＯｒＯはＬ１にア
ナログな値を選べばその出力端子６０４ａの電圧は一１
１（Ｒ１＋Ｊ２πＦｌＬｌ）にアナログな量となり、第
２の演算増幅器６０６は加算回路として接続されていて
その出力端子６１２にはにアナログな電圧を得る。

Ｖ１とＶｄの位相差を検知すればこれが運転角θｄであ
る。このような検知装置を間接的方法による運転角の検
知装置という。第１１図ｃは同じく周波数発生装置２０
において誘導電動機のすべり周波数Ｆｓに関連する誘起
電圧Ｌ（第１図）を検知して変速周波数信号を発生する
ための基準位相を得るアナログ回路で第１１図ｂと同じ
く１１、１が測定され演算増幅器６１４によりＶ１から
Ｉ。

のアナログ量を発生し、演算増幅器６１６により，＝１
−１０の計算が行なわれ、さらに演算増幅器６１８によ
つてτＴ！Ｃ／〒ｔ−〜―−ｌ暴〜ゞｌ▼−ｔ′ｊ の計算が行なわれ最後に演算増幅器６２０によつてＶＬ
＝Ｖ１−Ｖ２の計算が行なわれＶＬにアナログな電圧を
出力する。

式（２Ｙに示すようにＶＬとＶ１との相差角がすべり周
波数の関数となるのでこの相差角を所定の値にするよう
制御することによつてＦ８＝Ｆｋの関係を維持すること
ができる。すべり周波数Ｆ８のこのような検知装置を間
接的方法によるすべり周波数の検知装置という。アナロ
グ装置の他の一例として第１１図ｄに示す装置は本発明
の装置において変速周波数信号として使用するＦ，二Ｆ
２＋Ｆｋの関係にある周波数を発生する装置であつて普
通のシンクロ電機をそのま＼使うことができる。

周波数Ｆ２の多相交流を加えて回転磁界を作りその磁界
の回転方向と逆方向に回転子をＦｋの速度で回転すれば
出力周波数Ｆ，はｆ１＝Ｆ２＋Ｆｋとなることは説明を
要せずして明らかであらう。次に本発明の装置の重要な
利点の一つは負荷の特性に応じて適当な特性を持つ電動
機を設計しその特性に応じた制御を行なうことができる
点である。

たとえば直流直捲電動機に類似のトルク対速度特性を交
流電動機によつて実現するにはその飽和磁束の値を必要
な大きさに設計し低回転数（低周波数）の場合１。と１
１が共に大きくなるよう１および同期電動機の場合には
励磁用の直流電圧を大きくするよう制御すればよい。以
上の説明によつて明らかなとおり本発明の適応制御装置
によつて交流電動機を精巧なフイードバツク制御および
プログラム制御の目的に使用し得るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は多相交流誘導電動機の簡易等価回路を示す回路
図、第２図は誘導電動機を周波数の演算回路と考えた場
合の周波数制御回路のプロツク図、第３図は本発明の装
置構成の一実施例を示すプロツク図、第４図は本発明の
装置に使用する周波数発生装置の一実施例を示す回路の
プロツク図、第１５図は本発明に使用する電圧信号発生
装置における近似方法を説明するグラフ、第６図は本発
明の装置に使用する電圧信号発生装置の一実施例を示す
回路のプロツク図、第７図は本発明の装置に使用する周
波数発生装置の一実施例を示す回路のプロツク図、第８
図は本発明の装置をプログラム制御に使用する場合の設
計を説明するグラフ、第９図は多相交流向期電動機の等
価回路図およびベクトル図、第１０図は本発明の周波数
発生装置のうちの同期電動機に対する変速周波数信号を
発生する回路の一実施例を示すプロツク図、第１１図は
本発明の装置に使用する電圧信号発生装置、運転角検知
装置、すべり周波数検知装置および周波数発生装置をそ
れぞれ構成するアナログ回路の一実施例を示すプロツク
図である。 １２・・・・・・主整流装置、１３・・・・・・電圧信
号発生装置、１４・・・・・・電圧調整装置、２０・・
・・・・周波数発生装置、３０・・・・・・インバータ
、４０・・・・・・電動機、４１・・・・・・回転計、
１３２・・・・・・比較器、１３４・・・・・・レジス
タ、１３６・・・・・・レジスタ、２１６・・・・・・
カウンタ（Ｆ２）、２１８・・・・・・レジスタ（Ｆｋ
）、２２６・・・・・・レジスタ（Ｆ，）、２２８・・
・・・ルジスタ（ＦｌｌＴ］）、２３０・・・・・・比
較器、２３８・・・・・・アキユムレータ、２５０・・
・・・・レジスタ（θｃ入 ２５２・・・・・・カウン
タ（θａ）、２５４・・・・・ルジスタ｛Ｇ１（θｏ−
θａ）｝、２６６・・・・・・比較器、５０４・・・・
・・カウンタ｛Ｇ２（θｋθｄ）｝、５１６・・・・・
・レジスタ、６００′６００ａ２６０６，６１４，６１
６，６１８，６２０・・・・・・演算増幅器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 可変周波数の多相交流を発生する電源装置と、前記
   電源装置から電力を供給される誘導電動機と、前記電源
   装置の周波数および相回転方向を制御する周波数発生装
   置と、前記誘導電動機の速度を検出する手段と、前記誘
   導電動機により位置制御を行う場合その位置誤差に比例
   する数値又はこの数値に前記誘導電動機の速度に対応す
   る周波数を加算した数値を制御周波数信号として設定す
   る手段と、前記位置誤差に関連して定められる正または
   負の符号を有しかつその絶対値はあらかじめ定められた
   一定値であるすべり周波数を前記誘導電動機の速度に対
   応する周波数に加算した数値を変速周波数信号として設
   定する手段と、前記制御周波数信号と前記変速周波数信
   号とのうち前記誘導電動機の速度に対応する周波数によ
   り近い値の周波数値を有する方の信号を出力する比較器
   と、この比較器の出力がディジタル信号の形で設定され
   るレジスタと、このレジスタの内容の絶対値が所定のク
   ロック周期ごとに加算されるアキュムレータと、このア
   キュムレータからのオーバフローパルスの周波数に関連
   して前記周波数発生装置の出力周波数を決定し、前記レ
   ジスタの内容の正負により前記周波数発生装置の出力の
   相回転方向を決定する手段とを備えたことを特徴とする
   交流電動機の適応制御装置。