JPS5917623B2 - 交流電動機の適応制御装置 - Google Patents
交流電動機の適応制御装置Info
- Publication number
- JPS5917623B2 JPS5917623B2 JP49021403A JP2140374A JPS5917623B2 JP S5917623 B2 JPS5917623 B2 JP S5917623B2 JP 49021403 A JP49021403 A JP 49021403A JP 2140374 A JP2140374 A JP 2140374A JP S5917623 B2 JPS5917623 B2 JP S5917623B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- value
- control
- speed
- register
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/08—Controlling based on slip frequency, e.g. adding slip frequency and speed proportional frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/024—Synchronous motors controlled by supply frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
5 本発明は交流電動機、特に多相交流誘導電動機およ
び多相交流同期電動機の適応制(財)装置に関する。
び多相交流同期電動機の適応制(財)装置に関する。
誘導電動機または同期電動機の電源周波数を変化してそ
の速度を制(財)する速度制御装置、およびj0この速
度制御に際し電源電圧を周波数にほゞ比例する如く制御
する電圧制御装置は従来から知られている。
の速度を制(財)する速度制御装置、およびj0この速
度制御に際し電源電圧を周波数にほゞ比例する如く制御
する電圧制御装置は従来から知られている。
しかし従来の制御装置においては速度と負荷の変化に応
じて速度以外の変数、たとえばトル’5 ク、効率等を
その時の目的に最も適当な値に保ちながら速度を制(財
)する適応制御は行ない得なかつた。
じて速度以外の変数、たとえばトル’5 ク、効率等を
その時の目的に最も適当な値に保ちながら速度を制(財
)する適応制御は行ない得なかつた。
したがつて従来は誘導電動機または同期電動機を用いて
精巧な特性の制御装置を構成することは困難とされ、た
とえばフィードバック制(財)(サ20−ボ制御)用電
動機としては従来は主として制御巻線を有する2相誘導
電動機または直流電動機等が用いられた。制御巻線を有
する2相誘導電動機は非能率であり直流電動機は高価で
保守が面倒であるがこれらの欠点は己を得ないものとさ
れてい25た。誘導電動機および同期電動機は堅牢かつ
安価で保守もまた容易であり、電源周波数を変化する場
合はその速度も広範囲にわたつで精密に制御することが
でき、かつ電源周波数を高くしてこれに対30応する高
速電動機を設計することが容易である等種々の利点があ
るので、これらの交流電動機を用いて精巧な特性の制御
装置、特にフィードバック制御装置またはプログラム制
御装置等を構成することは従来から要望されていたが実
現してなかつ35た。
精巧な特性の制御装置を構成することは困難とされ、た
とえばフィードバック制(財)(サ20−ボ制御)用電
動機としては従来は主として制御巻線を有する2相誘導
電動機または直流電動機等が用いられた。制御巻線を有
する2相誘導電動機は非能率であり直流電動機は高価で
保守が面倒であるがこれらの欠点は己を得ないものとさ
れてい25た。誘導電動機および同期電動機は堅牢かつ
安価で保守もまた容易であり、電源周波数を変化する場
合はその速度も広範囲にわたつで精密に制御することが
でき、かつ電源周波数を高くしてこれに対30応する高
速電動機を設計することが容易である等種々の利点があ
るので、これらの交流電動機を用いて精巧な特性の制御
装置、特にフィードバック制御装置またはプログラム制
御装置等を構成することは従来から要望されていたが実
現してなかつ35た。
本発明はこの要望を満足する適応制御装置を提供する。
本発明の目的は指令された角度位置θcに対し1ウ1一
交流電動機を迅速正確に追従させる適応制御装置を得る
にある。
本発明の目的は指令された角度位置θcに対し1ウ1一
交流電動機を迅速正確に追従させる適応制御装置を得る
にある。
本発明の目的の他の一つは位置、速度、負荷トルク等の
時間に対する関係、または速度、負荷トルク等の位置に
対する関係がプログラムされる場合交流電動機を好適な
運転状態に保ちながらこのプログラムに従うように制(
財)する適応制(財)装置を得るにある。
時間に対する関係、または速度、負荷トルク等の位置に
対する関係がプログラムされる場合交流電動機を好適な
運転状態に保ちながらこのプログラムに従うように制(
財)する適応制(財)装置を得るにある。
本発明の目的の他の一つは誘導電動機の効率を最大にす
るよう制(財)することができる適応制御装置を得るに
ある。
るよう制(財)することができる適応制御装置を得るに
ある。
本発明の目的の更に他の一つは同期電動機において従来
公知の励磁電流制御装置と組み合せて同期電動機を適応
制(財)する適応制脚装置を得るにある。
公知の励磁電流制御装置と組み合せて同期電動機を適応
制(財)する適応制脚装置を得るにある。
本発明の上述の目的は誘導電動機においてはそのすべり
周波数Fsを検知し同期電動機においてはその運転角θ
d(負荷角ともいう。
周波数Fsを検知し同期電動機においてはその運転角θ
d(負荷角ともいう。
すなわち誘起起電力と入力電圧との位相差角)を検知し
、すベリ周波数または運転角を目的に応じた適当な値に
なる如く電源周波数flを変化することによつて達成さ
れる。電源周波数F,を変化した場合電動機の速度F2
(以下電動機の速度と称する場合は実際の速度に磁極対
の数を乗じた値すなわち磁※:極対数を1に基準化した
値を言い、その単位は360度/秒を1として表はす)
は電動機の慣性のためしばらくはもとの値にとどまり、
したがつてすべり周波数Fsまたは運転角θdはF,の
変化゛にともなつて変化するので、Fsまたはθd()
)厘が制御目的に適した値になるようにF,を変化して
適応制(財)を行なうことができる。以下図面について
詳細に説明する。
、すベリ周波数または運転角を目的に応じた適当な値に
なる如く電源周波数flを変化することによつて達成さ
れる。電源周波数F,を変化した場合電動機の速度F2
(以下電動機の速度と称する場合は実際の速度に磁極対
の数を乗じた値すなわち磁※:極対数を1に基準化した
値を言い、その単位は360度/秒を1として表はす)
は電動機の慣性のためしばらくはもとの値にとどまり、
したがつてすべり周波数Fsまたは運転角θdはF,の
変化゛にともなつて変化するので、Fsまたはθd()
)厘が制御目的に適した値になるようにF,を変化して
適応制(財)を行なうことができる。以下図面について
詳細に説明する。
第1図は多相交流誘導電動機の簡易等価回路を示す回路
図で図においてFl,V,,I,はそれぞれ電源周波数
、入力電圧、入力電流であり、IO,LO,ROはそれ
ぞれ励磁電流(すなわち無負荷電流)励磁回路の入力イ
ンダクタンス、および励磁回路の損失を表わす等価抵抗
、L,,R,はそれぞれ一次側のインダクタンスおよび
抵抗、L2,R2はそれぞれ一次側に換算した二次側の
インダクタンスおよび抵抗、VLは回転により誘起する
電圧(一次側に換算した値)、12−11−10,RL
− − = R2(−),Sはすべり(スリLQツプ)
でS−(fl−F2)/ flである。
図で図においてFl,V,,I,はそれぞれ電源周波数
、入力電圧、入力電流であり、IO,LO,ROはそれ
ぞれ励磁電流(すなわち無負荷電流)励磁回路の入力イ
ンダクタンス、および励磁回路の損失を表わす等価抵抗
、L,,R,はそれぞれ一次側のインダクタンスおよび
抵抗、L2,R2はそれぞれ一次側に換算した二次側の
インダクタンスおよび抵抗、VLは回転により誘起する
電圧(一次側に換算した値)、12−11−10,RL
− − = R2(−),Sはすべり(スリLQツプ)
でS−(fl−F2)/ flである。
機械エネルギーに変換される電力PmはPm−12VL
=I22RLでありトルクTはT=KTI22RL/F
2 となる。
=I22RLでありトルクTはT=KTI22RL/F
2 となる。
但しKTは比例常数である。FS=fl−F2をすべり
周波数という。式(1)からTを最大にするFsを求め
るとなるがRl2を(2πF,)2(L1+L2)2に
対して省略するととなる。
周波数という。式(1)からTを最大にするFsを求め
るとなるがRl2を(2πF,)2(L1+L2)2に
対して省略するととなる。
またこの時の誘起電圧VLはとなる。
更に第1図から電気機械変換効率eは
でありeを最大にするFsの近似値を求めるとを得る。
ここにkl=V1−SであるがFsがFeの近くになる
ときSは充分に小さくK,を常数と見なして差支えない
。FT,fe等の価はそれぞれの型の誘導電動機につい
て実験による測定で決定すべきであるが第1図の簡易等
価回路から式(2)、式(2)’、式(3)を算出した
理由はFT(5feの価が式(2)、八(3)に示す如
くVl,f,に関係なく誘導電動機の型によつて定まる
常数と見なし得ることを説明するためである。
ときSは充分に小さくK,を常数と見なして差支えない
。FT,fe等の価はそれぞれの型の誘導電動機につい
て実験による測定で決定すべきであるが第1図の簡易等
価回路から式(2)、式(2)’、式(3)を算出した
理由はFT(5feの価が式(2)、八(3)に示す如
くVl,f,に関係なく誘導電動機の型によつて定まる
常数と見なし得ることを説明するためである。
また式(2)’に示すとおりトルクTの最大点において
はV,,flに関係なくV,とVLの位相差は45度で
ある。次に励磁電流I。
はV,,flに関係なくV,とVLの位相差は45度で
ある。次に励磁電流I。
とVlとの関係は− − − IA、
となり、磁束を一定に保つにはI。
を一定に保つことが必要でありF,の変化に対しV,は
式(4)に従つて制?すればよい。有害な磁束飽和が生
じない限度で許容し得る。の最大値をI。rr]とする
とに従つてV,を制御するのが電源電圧制呻の普通の形
態である。本発明の装置においては誘導電動機のすべり
周波数F5またはその回転数F2を常時測定しながらF
8が適当な値になるようf1を制御する。
式(4)に従つて制?すればよい。有害な磁束飽和が生
じない限度で許容し得る。の最大値をI。rr]とする
とに従つてV,を制御するのが電源電圧制呻の普通の形
態である。本発明の装置においては誘導電動機のすべり
周波数F5またはその回転数F2を常時測定しながらF
8が適当な値になるようf1を制御する。
誘導電動機はF2−f1−F8の計算を行なう演算回路
と見ることもできるから誘導電動機をフイードバツクル
ープの中に入れて周波数f1を設定するフイードバツク
制御を行なうことができる。第2図はそのフイードバツ
タループの2,3の構成例を示すものであつて電動機4
0の検知器41から取り出す信号は電動機の速度F2ま
たは(および)そのすべり周波数F5である。第2図a
は加算器44でf1=F2+Fkの計算を行なう方法、
第2図bは減算器46と増幅器48によつてGO(Fk
−F8)の計算を行ないさらに加算器44によつてF2
を加えてf1−F2+GO(Fk−F8)とする方法、
第2図cはf1−GO(Fk−F8)とする方法である
。F8−f1−F2は第2図aの場合F8=Fk、第2
図bの場合F5−一Σ隻−Fkla−↓1U01 第2図cの場合Fs=7.fk−7.F2となりG。
と見ることもできるから誘導電動機をフイードバツクル
ープの中に入れて周波数f1を設定するフイードバツク
制御を行なうことができる。第2図はそのフイードバツ
タループの2,3の構成例を示すものであつて電動機4
0の検知器41から取り出す信号は電動機の速度F2ま
たは(および)そのすべり周波数F5である。第2図a
は加算器44でf1=F2+Fkの計算を行なう方法、
第2図bは減算器46と増幅器48によつてGO(Fk
−F8)の計算を行ないさらに加算器44によつてF2
を加えてf1−F2+GO(Fk−F8)とする方法、
第2図cはf1−GO(Fk−F8)とする方法である
。F8−f1−F2は第2図aの場合F8=Fk、第2
図bの場合F5−一Σ隻−Fkla−↓1U01 第2図cの場合Fs=7.fk−7.F2となりG。
が充分大なる場合はいずれもF8=F,となる。Fkが
一定の値である場合も、指令制御される場合も、誤差信
号から得られる場合も同様である。f 指令位置をθ。
一定の値である場合も、指令制御される場合も、誤差信
号から得られる場合も同様である。f 指令位置をθ。
とすれば位置誤差は(θo−一2)pとなり(但しpは
微分演算子を示す)Fkf =G1(θo−ー一1)として第2図A,b,cの方P
f 法によりF5を制(財)して−ーーーーキθ。
微分演算子を示す)Fkf =G1(θo−ー一1)として第2図A,b,cの方P
f 法によりF5を制(財)して−ーーーーキθ。
とする制闘目的Pf
を達することもできるし、直接f1=GO(θo−」)
P{第2図d}の制(財)を行なうこともできる。
P{第2図d}の制(財)を行なうこともできる。
第2図dの場合D=ツヱ?L藏となりG。が充分f大な
場合はぜキθ。
場合はぜキθ。
となる。以下に説明する本発明の実施例においては第2
図に例示する周波数設定方法のうち適宜の一つを用いて
あるが、その他の方法を用いても同様に周波数設定を行
なうことができることは明らかである。
図に例示する周波数設定方法のうち適宜の一つを用いて
あるが、その他の方法を用いても同様に周波数設定を行
なうことができることは明らかである。
第3図は本発明の装置構成の実施例を示すプロツク図で
ある。
ある。
以下の図面においては多相交流の各相の導線および直流
の正負の導線を簡単のため1本の線で示してある。スイ
ツチ装置11を作動すると受電端10からの商用交流電
源が接点110を経て主整流装置12、補助整流装置1
5に供給され補助整流装置15の出力電力が電圧信号発
生装置13、電圧調整装置14、周波数発生装置20に
供給されて(補助整流装置15からの電力供給用の導線
は図面に示してない)これらの装置を附勢し、主整流装
置12の出力電圧はインバータ30に供給される。周波
数発生装置20は電動機に加えるべき周波数f1の交流
電圧を必要な位相数(以下の実施例においては総て3相
交流の例について説明する。
の正負の導線を簡単のため1本の線で示してある。スイ
ツチ装置11を作動すると受電端10からの商用交流電
源が接点110を経て主整流装置12、補助整流装置1
5に供給され補助整流装置15の出力電力が電圧信号発
生装置13、電圧調整装置14、周波数発生装置20に
供給されて(補助整流装置15からの電力供給用の導線
は図面に示してない)これらの装置を附勢し、主整流装
置12の出力電圧はインバータ30に供給される。周波
数発生装置20は電動機に加えるべき周波数f1の交流
電圧を必要な位相数(以下の実施例においては総て3相
交流の例について説明する。
この場合必要な位相数は3である。3相交流に対する知
識に基いて3相以外の多相交流に対する設計を行なうこ
とはこの技術の分野の知識を有する者にとつては容易で
あるからその説明は省略する)と相回転方向において発
生する。
識に基いて3相以外の多相交流に対する設計を行なうこ
とはこの技術の分野の知識を有する者にとつては容易で
あるからその説明は省略する)と相回転方向において発
生する。
電圧信号発生装置13は周波数発生装置20から周波数
f1を表はす周波数信号または周波数f1の交流電圧を
受けて式(4)または(4Yに従つて電圧信号V,を発
生し電圧調整装置14え出力する。電圧調整装置14は
電圧信号V1を受けてインバータ30の出力電圧が信号
V1で指令された値になるように主整流装置12の出力
電圧を調整する。スイツチ装置11の接点112は遅延
接点である方が好都合であつて接点110が閉じて15
,20,13,14,12,30の回路の初期条件が整
定された後に接点112が閉となり電動機40に周波数
fぃ電圧V1の多相交流を加える。電動機の速度F2は
回転計41によつて検知され周波数発生装置20はf1
−F2+Fkに従つて周波数f1を発生する。第3図に
おいて電圧信号発生装置13、電圧調整装置12、イン
バータ30によつて構成される装置、すなわち指令され
た値f1の周波数を有し、f1に対応する電圧V1の多
相交流を発生する装置は必ずしも第3図に示す構成によ
る必要はなく、この種の多相交流発生装置は電源周波数
を変化して交流電動機の速度を変化する従来の速度制御
装置において使用されており、これら公知の装置を本発
明の構成装置として使用することができるので電圧調整
装置14、主整流装置12、インバータ30についての
説明は省略する。周波数発生装置20の最も簡単な場合
はF8が一定の場合である。
f1を表はす周波数信号または周波数f1の交流電圧を
受けて式(4)または(4Yに従つて電圧信号V,を発
生し電圧調整装置14え出力する。電圧調整装置14は
電圧信号V1を受けてインバータ30の出力電圧が信号
V1で指令された値になるように主整流装置12の出力
電圧を調整する。スイツチ装置11の接点112は遅延
接点である方が好都合であつて接点110が閉じて15
,20,13,14,12,30の回路の初期条件が整
定された後に接点112が閉となり電動機40に周波数
fぃ電圧V1の多相交流を加える。電動機の速度F2は
回転計41によつて検知され周波数発生装置20はf1
−F2+Fkに従つて周波数f1を発生する。第3図に
おいて電圧信号発生装置13、電圧調整装置12、イン
バータ30によつて構成される装置、すなわち指令され
た値f1の周波数を有し、f1に対応する電圧V1の多
相交流を発生する装置は必ずしも第3図に示す構成によ
る必要はなく、この種の多相交流発生装置は電源周波数
を変化して交流電動機の速度を変化する従来の速度制御
装置において使用されており、これら公知の装置を本発
明の構成装置として使用することができるので電圧調整
装置14、主整流装置12、インバータ30についての
説明は省略する。周波数発生装置20の最も簡単な場合
はF8が一定の場合である。
たとえば始動の場合はF2=0からf1(またはF2)
が所定値に達するまでの時間をできるだけ短かくするた
め常にF8=FTとなる如く制御するか、あるいは効率
、始動電流等をも顧慮してFT以下でFe以上の適当な
一定値Fkを選びF8=Fkとなる如く制脚する。F8
一定の場合の周波数発生装置20はF2を入力してf1
=F2+F8の計算を行ないf1を出力すればよいので
種々の型の公知の装置をこの目的のために使用すること
ができる。その一例を第4図に示す。第4図においてク
ロツクパルス発生器200は正確な周波数のパルス、た
とえば98,304Hz(以下数値例は総て説明の便宜
のためのものである)のパルス列を発生する。
が所定値に達するまでの時間をできるだけ短かくするた
め常にF8=FTとなる如く制御するか、あるいは効率
、始動電流等をも顧慮してFT以下でFe以上の適当な
一定値Fkを選びF8=Fkとなる如く制脚する。F8
一定の場合の周波数発生装置20はF2を入力してf1
=F2+F8の計算を行ないf1を出力すればよいので
種々の型の公知の装置をこの目的のために使用すること
ができる。その一例を第4図に示す。第4図においてク
ロツクパルス発生器200は正確な周波数のパルス、た
とえば98,304Hz(以下数値例は総て説明の便宜
のためのものである)のパルス列を発生する。
カウンタ202は2段のフリツブフロツプを縦続した普
通のパルスカウンタに計数位相の検出回路を附加したも
ので98,304Hzの1/4の周波数24,576H
zのパルスを00,90/,180数,2707の各位
相で出力する。そのうち00位相のものをT。パルスと
いうことにする。レジスタ226はたとえば2進の並列
レジスタまたは直列シフトレジスタ(以下に説明する他
のレジスタもすべて類似のものとする)であつてその中
に周波数f1を表はす数値が入つていると仮定する。f
1の値が電動機40に加え得る最高周波数制限値Flm
を超す場合の制限装置としてレジスタ228と比較器2
30が設けられる。比較器230はf1とf1]nを比
較しf1〉Flnlのとき出力を出して(論理値「1」
の電圧を出力して)ゲート装置234を開きゲート装置
232を閉じる。F,くFl,nのときはT。パルスご
とにレジスタ226の数値f1がゲート装置232,2
36を通してアキユムレータ238に加算される。f1
〉Flnlのときはレジスタ228の数値F,mがアキ
ユムレータ238に加算される。ゲート装置232,2
36はレジスタからアキユムレータえの加算のゲート装
置であるから並列加算の場合と直列加算の場合とでその
回路が異なるが、これらの回路はデジタル計算器の分野
においては極めてありふれた回路であるので図面では単
に1個のアンドゲートまたはオアゲートの形で示してあ
る。以下ゲート装置という場合はすべてゲート装置23
2またはゲート装置236に類似の回路を意味する。ア
キユムレータ238がたとえば2進8ビツトの容量であ
るとしf1を24,576Hz0)TOパルスの1本ご
とに加算するとアキユムレータ238からは1秒間に2
4,576f1/256=96f1本のオーバフローパ
ルスを出力する。
通のパルスカウンタに計数位相の検出回路を附加したも
ので98,304Hzの1/4の周波数24,576H
zのパルスを00,90/,180数,2707の各位
相で出力する。そのうち00位相のものをT。パルスと
いうことにする。レジスタ226はたとえば2進の並列
レジスタまたは直列シフトレジスタ(以下に説明する他
のレジスタもすべて類似のものとする)であつてその中
に周波数f1を表はす数値が入つていると仮定する。f
1の値が電動機40に加え得る最高周波数制限値Flm
を超す場合の制限装置としてレジスタ228と比較器2
30が設けられる。比較器230はf1とf1]nを比
較しf1〉Flnlのとき出力を出して(論理値「1」
の電圧を出力して)ゲート装置234を開きゲート装置
232を閉じる。F,くFl,nのときはT。パルスご
とにレジスタ226の数値f1がゲート装置232,2
36を通してアキユムレータ238に加算される。f1
〉Flnlのときはレジスタ228の数値F,mがアキ
ユムレータ238に加算される。ゲート装置232,2
36はレジスタからアキユムレータえの加算のゲート装
置であるから並列加算の場合と直列加算の場合とでその
回路が異なるが、これらの回路はデジタル計算器の分野
においては極めてありふれた回路であるので図面では単
に1個のアンドゲートまたはオアゲートの形で示してあ
る。以下ゲート装置という場合はすべてゲート装置23
2またはゲート装置236に類似の回路を意味する。ア
キユムレータ238がたとえば2進8ビツトの容量であ
るとしf1を24,576Hz0)TOパルスの1本ご
とに加算するとアキユムレータ238からは1秒間に2
4,576f1/256=96f1本のオーバフローパ
ルスを出力する。
アキュムレータ238のオーバフローパルスはカウンタ
240で1/32に分周され3f1の周波数のパルスを
出力する。カウンタ240の出力はカウンタ242で1
/3に分周されカウンタ242は計数位相の検知回路を
も備えて周波数f1、位相00,1202400の各パ
ルス列U,V,Wを出力してインバータ30え制御パル
スとして供給する。レジスタ226のf1の値を周期的
に更新するためタイミングパルスTl,t2,t3およ
びゲートパルスT8lを発生する。
240で1/32に分周され3f1の周波数のパルスを
出力する。カウンタ240の出力はカウンタ242で1
/3に分周されカウンタ242は計数位相の検知回路を
も備えて周波数f1、位相00,1202400の各パ
ルス列U,V,Wを出力してインバータ30え制御パル
スとして供給する。レジスタ226のf1の値を周期的
に更新するためタイミングパルスTl,t2,t3およ
びゲートパルスT8lを発生する。
第3図の回転計41には公知の回転計のどんな型のもの
を使つてもよいが第4図の実施例では電磁式または光電
式等の方法によつて速度F2の32倍の周波数32f2
のパルス列を発生する如き回転計とし、その出力はアン
ドゲート214に加えられる。24,576HzのTO
パルスはカウンタ204によつて分周され16Hzの矩
形波(第4図波形図T8lにその一部を示す)となりそ
の正の半サイクルの間すなわち1/32秒間ゲート21
4を開き回転計41のパルスを通過させる。
を使つてもよいが第4図の実施例では電磁式または光電
式等の方法によつて速度F2の32倍の周波数32f2
のパルス列を発生する如き回転計とし、その出力はアン
ドゲート214に加えられる。24,576HzのTO
パルスはカウンタ204によつて分周され16Hzの矩
形波(第4図波形図T8lにその一部を示す)となりそ
の正の半サイクルの間すなわち1/32秒間ゲート21
4を開き回転計41のパルスを通過させる。
カウンタ216はゲート214を通過したパルスを計数
する。フリツプフロツプ212は波形T8lの立下り点
でトリガ、オンされ、次に来るT。パルスでトリガオフ
されてT82の波形を発生する。フリツプフロツプ21
2がトリガオフされる時に発生するパルスをT4パルス
とし、カウンタ202の900,180T,270との
出力パルス中アンドゲート206,208,210を通
過するものをそれぞれTl,t2,t3パルスとする。
ゲート206,208,210には波形Tg2が加えら
れているのでT,,t2,t3,t4は第4図の波形図
に示す時間関係で1/16秒に1回発生する。カウンタ
216はT4パルスで零にりセツト(クリア)された後
のTglの正の半サイクル中ゲート214を通過する3
2f2のパルスを計数するので波形Tg2の間は数値F
2の入つているレジスタになる。レジスタ226はt1
時点でクリアされ、T2時点でカウンタ216のF2の
値がゲート装置220,224を通して加えられ、T3
時点でレジスタ218のFkの値がゲート装置222,
224を通して加えられるのでT3の次のT。パルスが
来る時点ではF2の新しい値に対して更新されたf1=
F2+Fkの値が入つていることになる。上述の数値例
ではf1のデータは1/16秒に1回更新される。
する。フリツプフロツプ212は波形T8lの立下り点
でトリガ、オンされ、次に来るT。パルスでトリガオフ
されてT82の波形を発生する。フリツプフロツプ21
2がトリガオフされる時に発生するパルスをT4パルス
とし、カウンタ202の900,180T,270との
出力パルス中アンドゲート206,208,210を通
過するものをそれぞれTl,t2,t3パルスとする。
ゲート206,208,210には波形Tg2が加えら
れているのでT,,t2,t3,t4は第4図の波形図
に示す時間関係で1/16秒に1回発生する。カウンタ
216はT4パルスで零にりセツト(クリア)された後
のTglの正の半サイクル中ゲート214を通過する3
2f2のパルスを計数するので波形Tg2の間は数値F
2の入つているレジスタになる。レジスタ226はt1
時点でクリアされ、T2時点でカウンタ216のF2の
値がゲート装置220,224を通して加えられ、T3
時点でレジスタ218のFkの値がゲート装置222,
224を通して加えられるのでT3の次のT。パルスが
来る時点ではF2の新しい値に対して更新されたf1=
F2+Fkの値が入つていることになる。上述の数値例
ではf1のデータは1/16秒に1回更新される。
このデータ更新速度は電動機の速度変化は表はすに充分
なサンプリング速度であればよい詳細に言えばカウンタ
242から出力される周波数f1のパルスはF,の値と
アキユムレータ238の容量値(上述の数値例では25
6)との比が整数でない場合は位相変調を受ける。
なサンプリング速度であればよい詳細に言えばカウンタ
242から出力される周波数f1のパルスはF,の値と
アキユムレータ238の容量値(上述の数値例では25
6)との比が整数でない場合は位相変調を受ける。
上述の数値例ではf1=50の場合アキユムレータ23
8えの加熔の2本の直線線分で近似することができる。
第5図にこの近似直線を示すがこの近似直線におけるR
。,LOの値を決定するには使用する型の電動機につい
て無負荷試験を行なつて測定したVlfl曲線に基いて
決定することにより実用上支障のない程度の誤差で近似
することができる。式(5),(5Yを更にとし電圧信
号としてV1/2πLOlOl]1のデジタル数を出力
するとすれば電圧信号発生装置13の一実施例は第6図
の如くなる。
8えの加熔の2本の直線線分で近似することができる。
第5図にこの近似直線を示すがこの近似直線におけるR
。,LOの値を決定するには使用する型の電動機につい
て無負荷試験を行なつて測定したVlfl曲線に基いて
決定することにより実用上支障のない程度の誤差で近似
することができる。式(5),(5Yを更にとし電圧信
号としてV1/2πLOlOl]1のデジタル数を出力
するとすれば電圧信号発生装置13の一実施例は第6図
の如くなる。
第4図レジスタ226の数値F,は端子130から電圧
信号発生装置13に与えられ比較器132によりレジス
タ134に入つている数R。
信号発生装置13に与えられ比較器132によりレジス
タ134に入つている数R。
/πLOと比較されると同時にレジスタ136に加算さ
れ1/2(F,+RO/πLO)となる。申すまでもな
くの乗算は純2進数を使用する場合は単にレジスタの桁
を1桁シフトすればよい。比較器132はf1〉RO/
πLOの場合論理値「1」の出力を出しゲート装置13
8,139を経てf1を出力し、f1くR。/πLOの
場合論理値「0」の出力を出しゲート装置137,13
9を経て」−+bを出力する。2πLO2 々算回数491回かまたは492回に1本の出力パルス
がカウンタ242の各相(U,V,W)出力から出るこ
とが計算できる。
れ1/2(F,+RO/πLO)となる。申すまでもな
くの乗算は純2進数を使用する場合は単にレジスタの桁
を1桁シフトすればよい。比較器132はf1〉RO/
πLOの場合論理値「1」の出力を出しゲート装置13
8,139を経てf1を出力し、f1くR。/πLOの
場合論理値「0」の出力を出しゲート装置137,13
9を経て」−+bを出力する。2πLO2 々算回数491回かまたは492回に1本の出力パルス
がカウンタ242の各相(U,V,W)出力から出るこ
とが計算できる。
これは約50.05Hzまたは49.95Hzに相当し
この程度の位相変調は実用上支障がない。第4図の符号
244,246,248,216S,218S,226
Sで示す部分については後で説明する。
この程度の位相変調は実用上支障がない。第4図の符号
244,246,248,216S,218S,226
Sで示す部分については後で説明する。
始動の場合は最初F2=Oでf1−Fkが電動機に加え
られ電動機が加速してF2が変化しても常にf1=F2
+Fkの関係が保たれる。
られ電動機が加速してF2が変化しても常にf1=F2
+Fkの関係が保たれる。
電圧信号発生装置13は第3図の実施例では周波数信号
f1を受けて電圧信号V1を出力するもので式(4Yの
計算を行なう演算回路であり、従来公知の回路によつて
行なうことができるが矢4Yを更に簡単化して次に本発
明の装置を誘導電動機によるフイードバツク制薗に用い
る場合について説明する。
f1を受けて電圧信号V1を出力するもので式(4Yの
計算を行なう演算回路であり、従来公知の回路によつて
行なうことができるが矢4Yを更に簡単化して次に本発
明の装置を誘導電動機によるフイードバツク制薗に用い
る場合について説明する。
この場合はすべり周波数F8または電源周波数f1を位
置誤差によつて制御する。すなわち工皐ゝしaノ〜―! f である。
置誤差によつて制御する。すなわち工皐ゝしaノ〜―! f である。
ここにθ2−1で電動機の角度位置を示す。一般には指
令される角度位置θ。は電動機に歯車を以て連結した負
荷の角度位置であり、したがつてθ3も負荷の角度位置
を表わす数値であるが以下の説明においてはθ。もθ2
も歯車比を1に基準化した値を以て表わしその単位は3
60をを1とする。式(6)と式(7)とは第2図につ
いての説明によつて理解されるとおり周波数設定につい
てはほは同一であるが電動機の制両に関しては異なつた
特性を示す。式(1)から理解できるようにF,くFT
の範囲、特にF5がFTより相当小さな範囲ではトルク
TはF8にほぼ比例ししたがつて式(6)は誤差に比例
してトルクを制両する型を示し、式(7)は誤差に比例
して速度を制薗する型を示す。従来のフイードバツク制
闘に使用されている直流電動機および制薗巻線を有する
2相誘導電動機はすべて誤差に比例してトルクを制御す
る型である。
令される角度位置θ。は電動機に歯車を以て連結した負
荷の角度位置であり、したがつてθ3も負荷の角度位置
を表わす数値であるが以下の説明においてはθ。もθ2
も歯車比を1に基準化した値を以て表わしその単位は3
60をを1とする。式(6)と式(7)とは第2図につ
いての説明によつて理解されるとおり周波数設定につい
てはほは同一であるが電動機の制両に関しては異なつた
特性を示す。式(1)から理解できるようにF,くFT
の範囲、特にF5がFTより相当小さな範囲ではトルク
TはF8にほぼ比例ししたがつて式(6)は誤差に比例
してトルクを制両する型を示し、式(7)は誤差に比例
して速度を制薗する型を示す。従来のフイードバツク制
闘に使用されている直流電動機および制薗巻線を有する
2相誘導電動機はすべて誤差に比例してトルクを制御す
る型である。
電動機とその負荷を総合した慣性をJ1摩擦係数をF、
トルタT(5f8との比例定数をK5としT=KJ5と
すれば式(6)から島暴0具′―具0基?―, を得、式(7)にf1=F2+F8を代入してを得る。
トルタT(5f8との比例定数をK5としT=KJ5と
すれば式(6)から島暴0具′―具0基?―, を得、式(7)にf1=F2+F8を代入してを得る。
式(7Yにおいては式(6Yに比しスピードフイードバ
ツク(速度負帰還)の項K8Pが加わつている。
ツク(速度負帰還)の項K8Pが加わつている。
従来のフイードバツク制御においてはスピードフイード
バツクの機構を附加するため複雑な回路を必要としたが
本発明の装置においては式(7)に従つて周波数を設定
することにより自然に解決し得るという利点がある。但
し本発明に使用する周波数設定方法を式(7)の方法に
限定することを意味するものではない。次に重要な事項
はf1くF2として回転子から見た磁束の回転方向を逆
とし回転方向に対し逆方向のトルクを発生し減速(制動
)を行ない得ることである。
バツクの機構を附加するため複雑な回路を必要としたが
本発明の装置においては式(7)に従つて周波数を設定
することにより自然に解決し得るという利点がある。但
し本発明に使用する周波数設定方法を式(7)の方法に
限定することを意味するものではない。次に重要な事項
はf1くF2として回転子から見た磁束の回転方向を逆
とし回転方向に対し逆方向のトルクを発生し減速(制動
)を行ない得ることである。
したがつてθ。,θA,f2,f,,f8はすべて正お
よび負の値(時計方向および反時計方向の回転角ならび
に速度)を与え得るよう設計しなければならない。また
式(7)においてf1=G1(θo−θa)によつて与
えられるf1の値がいかなる値になつた場合においても
現時点における速度F2に対し士Fs=f1−F2のF
sの値がFTを超過しないようにf1を制(財)する必
要がある。
よび負の値(時計方向および反時計方向の回転角ならび
に速度)を与え得るよう設計しなければならない。また
式(7)においてf1=G1(θo−θa)によつて与
えられるf1の値がいかなる値になつた場合においても
現時点における速度F2に対し士Fs=f1−F2のF
sの値がFTを超過しないようにf1を制(財)する必
要がある。
F8がFTを超すとトルクTは逆に減少し、制脚の効果
を減少し電流2が過大になるからである。すなわちの範
囲内においてはf1−G1(θo−θa)によつて制御
し式(8)の範囲外においてはf1−F2+FTまたは
f1=F2−FTによつて制御する。
を減少し電流2が過大になるからである。すなわちの範
囲内においてはf1−G1(θo−θa)によつて制御
し式(8)の範囲外においてはf1−F2+FTまたは
f1=F2−FTによつて制御する。
式(3)のFTのかわりにFT以下の値Fkを使用して
もよいことは申すまでもない。式(6)にしたがつて制
(財)を行なう場合はf1=F2+F8−F2+G1(
θo−θa)によつて表わされる周波数の値f1を位置
誤差θ。
もよいことは申すまでもない。式(6)にしたがつて制
(財)を行なう場合はf1=F2+F8−F2+G1(
θo−θa)によつて表わされる周波数の値f1を位置
誤差θ。
−θ2に関連して定められる周波数値の制御周波数信号
といひ、式(7)にしたがつて制御を行なう場合はf1
=G1(θoθa)によつて表わされる周波数の値F,
を位置〕ユ羊0 −θ−r」蜘;市J,γ哄Dムl−.
わス活v古渉6イ盾の制御周波数信号と称しF,=F2
+Fkまたはf1一F2−Fkによつて表わされる周波
数の値f1を変速周波数信号ということにする。第4図
は変速周波数信号を発生する回路である。上述の説明か
ら理解できるように誘導電動機を用いるフイードバツク
制御用の周波数発生装置20は第4図の回路に制御周波
数信号F,=F2+G1(θ。
といひ、式(7)にしたがつて制御を行なう場合はf1
=G1(θoθa)によつて表わされる周波数の値F,
を位置〕ユ羊0 −θ−r」蜘;市J,γ哄Dムl−.
わス活v古渉6イ盾の制御周波数信号と称しF,=F2
+Fkまたはf1一F2−Fkによつて表わされる周波
数の値f1を変速周波数信号ということにする。第4図
は変速周波数信号を発生する回路である。上述の説明か
ら理解できるように誘導電動機を用いるフイードバツク
制御用の周波数発生装置20は第4図の回路に制御周波
数信号F,=F2+G1(θ。
−θa)またはf1=G1(θo−θa)を発生する回
路を附加し、変速周波数信号と制御周波数信号とを式(
8)の条件を判断して切り換える比較器tおよび各レジ
スタに正負の符号を表わすビツトを附加しレジスタの数
値を加算するときその正負の符号を判断して加減算の切
り換えを行なう切り換え回路を附加すればよい。フイー
ドバツク制御の場合の周波数発生装置20の一実施例を
第7図にプロツク図で示す。
路を附加し、変速周波数信号と制御周波数信号とを式(
8)の条件を判断して切り換える比較器tおよび各レジ
スタに正負の符号を表わすビツトを附加しレジスタの数
値を加算するときその正負の符号を判断して加減算の切
り換えを行なう切り換え回路を附加すればよい。フイー
ドバツク制御の場合の周波数発生装置20の一実施例を
第7図にプロツク図で示す。
第7図において第4図と共通な部分は鎖線で囲み図面を
省略し矢印で信号の入出力関係だけを示してある。指令
位置θ。はレジスタ250に入力される。フイードバツ
ク制御装置に使用する部品によつては、たとえばシンク
ロ電機の受信器(コントロール変成器)のごとくθ。−
θ2の値を出力するものがあるがその場合はデジタル化
した後レジスタ254に入力する。第7図の例ではθ2
を回転計41の出力のF2パルスをカウンタ252で積
分して得る方法の例を示してある。F2には正負の値が
あるのでカウンタ252は可逆カウンタであり、また零
点整合のできる回路をそなえていることが必要である。
レジスタ254はt1パルスでクリアされ、T2パルス
でレジスタ250のθ。が入力され、T3パルスでカウ
ンタ252の一θ8が入力されることは第4図について
説明したレジスタ226へのF2とFkとの加算と同じ
である。数値に2進数を使いG1を2nの数とすればG
,を乗することはレジスタをn桁シフトすることである
。θ0,−θA,θo−θ。および第4図のF2,fk
,fl−F2+Fkはそれぞれ正または負の値となるの
でそのレジスタ250,252,254,および第4図
の216,218,226は符号を表わすビツト250
S,252S,254S,216S,218S,226
Sをもつている。218Sは254Sと同じ符号とする
。
省略し矢印で信号の入出力関係だけを示してある。指令
位置θ。はレジスタ250に入力される。フイードバツ
ク制御装置に使用する部品によつては、たとえばシンク
ロ電機の受信器(コントロール変成器)のごとくθ。−
θ2の値を出力するものがあるがその場合はデジタル化
した後レジスタ254に入力する。第7図の例ではθ2
を回転計41の出力のF2パルスをカウンタ252で積
分して得る方法の例を示してある。F2には正負の値が
あるのでカウンタ252は可逆カウンタであり、また零
点整合のできる回路をそなえていることが必要である。
レジスタ254はt1パルスでクリアされ、T2パルス
でレジスタ250のθ。が入力され、T3パルスでカウ
ンタ252の一θ8が入力されることは第4図について
説明したレジスタ226へのF2とFkとの加算と同じ
である。数値に2進数を使いG1を2nの数とすればG
,を乗することはレジスタをn桁シフトすることである
。θ0,−θA,θo−θ。および第4図のF2,fk
,fl−F2+Fkはそれぞれ正または負の値となるの
でそのレジスタ250,252,254,および第4図
の216,218,226は符号を表わすビツト250
S,252S,254S,216S,218S,226
Sをもつている。218Sは254Sと同じ符号とする
。
すなわち誤差信号θo−θ8を減少する方向のトルクを
発生するようF8の正負を決定する。換言すればレジス
タ218の内容は位置誤差θ。−θ3に関連して定めら
れる正または負の符号を有しかつその絶対値はあらかじ
め定められた一定値Fkであるずべり周波数となる。論
理回路262は+θ。と一θ8が異符号の場合にT3パ
ルスの時点で出力を出して加減算切換回路264を減算
回路の接続とする。第4図の論理回路248はF2とF
kが異符号の場合にT3パルス時点で出力を出して加減
算切換回路244を減算回路の接続とする。226S,
254Sは相回転方向の制御に用いられる。
発生するようF8の正負を決定する。換言すればレジス
タ218の内容は位置誤差θ。−θ3に関連して定めら
れる正または負の符号を有しかつその絶対値はあらかじ
め定められた一定値Fkであるずべり周波数となる。論
理回路262は+θ。と一θ8が異符号の場合にT3パ
ルスの時点で出力を出して加減算切換回路264を減算
回路の接続とする。第4図の論理回路248はF2とF
kが異符号の場合にT3パルス時点で出力を出して加減
算切換回路244を減算回路の接続とする。226S,
254Sは相回転方向の制御に用いられる。
第4図に符号246で示す装置は第7図比較器266,
ゲート装置268,270,272の回路を表わし式(
8)の条件に従つて切換装置246から制御周波数信号
f1−G,(θo−θa)または変速周波数信号f1=
F2+Fkのいずれかを出力する。式(8)の条件は換
言すれば制(財)周波数信号と変速周波数信号のうち誘
導電動機の瞬間速度に対応する周波数値F2により近い
値の周波数値を有する方の信号をインバータ30の可変
周波数および相回転方向を制岬するため出力することを
意味する。比較器266の構成は制御周波数信号として
f1=F2+G1(θo−θa)を用いるかf1=G1
(θo−θa)を用いるかにより異なるが、いずれの場
合もこの技術の分野の通常の知識を有する者にとつては
容易に設計できる事項であるので説明を省略する。以上
に説明したとおりフイードバツク制御において位置誤差
θ。
ゲート装置268,270,272の回路を表わし式(
8)の条件に従つて切換装置246から制御周波数信号
f1−G,(θo−θa)または変速周波数信号f1=
F2+Fkのいずれかを出力する。式(8)の条件は換
言すれば制(財)周波数信号と変速周波数信号のうち誘
導電動機の瞬間速度に対応する周波数値F2により近い
値の周波数値を有する方の信号をインバータ30の可変
周波数および相回転方向を制岬するため出力することを
意味する。比較器266の構成は制御周波数信号として
f1=F2+G1(θo−θa)を用いるかf1=G1
(θo−θa)を用いるかにより異なるが、いずれの場
合もこの技術の分野の通常の知識を有する者にとつては
容易に設計できる事項であるので説明を省略する。以上
に説明したとおりフイードバツク制御において位置誤差
θ。
−の値が一定値以上の間は位置誤差を減少する方向へ適
当の値のほぼ一定値のトルクを発生する一定値のすべり
周波数Fkが難持せられるように電源周波数f1が制御
され、位置誤差θ。一θ1の値が前記一定値以下となつ
た場合は位置誤差の値に関連して定まる制脚周波数信号
の値によつて電源周波数f1が制御される。フイードバ
ツク制御を応用して誘導電動機の速度F2を極めて高い
精度に維持することもまた容易である。−この場合θ。
は水晶発振器等から得る高精度の周波数FOの積分値と
して与えられる。f1二G1(瓦−1)・・・(7Yに
よつてF2が制御されるから定常状態においてはf1も
F,も一定となり式(7Yの両辺にpを乗じPfl−0
からF2=FOとなる。rぎ謄日吐日日S:?〜たkα
;n)〜臀占二?l;ナごら L立」ZZ与ψ繋ノブ チ]\で式(4)/で定められる電圧V,を加えるとF
8〈F8となる場合がある。
当の値のほぼ一定値のトルクを発生する一定値のすべり
周波数Fkが難持せられるように電源周波数f1が制御
され、位置誤差θ。一θ1の値が前記一定値以下となつ
た場合は位置誤差の値に関連して定まる制脚周波数信号
の値によつて電源周波数f1が制御される。フイードバ
ツク制御を応用して誘導電動機の速度F2を極めて高い
精度に維持することもまた容易である。−この場合θ。
は水晶発振器等から得る高精度の周波数FOの積分値と
して与えられる。f1二G1(瓦−1)・・・(7Yに
よつてF2が制御されるから定常状態においてはf1も
F,も一定となり式(7Yの両辺にpを乗じPfl−0
からF2=FOとなる。rぎ謄日吐日日S:?〜たkα
;n)〜臀占二?l;ナごら L立」ZZ与ψ繋ノブ チ]\で式(4)/で定められる電圧V,を加えるとF
8〈F8となる場合がある。
このような場合に効率最大点のすべりFeで運転するよ
うに制御することもできる。すなわち第7図比較器26
6と並列に減算回路(図に示してない)を設けFr=F
2+FeG,(θ6−θa)を算出し第2図電圧信号発
生装置13の出力電圧をV1=IOrIlJ璽7T−(
2πFcLO)2−Gvfrの如く制御する。
うに制御することもできる。すなわち第7図比較器26
6と並列に減算回路(図に示してない)を設けFr=F
2+FeG,(θ6−θa)を算出し第2図電圧信号発
生装置13の出力電圧をV1=IOrIlJ璽7T−(
2πFcLO)2−Gvfrの如く制御する。
電源電圧V1が減少し同一のG1(θ。−θa)に対し
F2が減少してGが充分犬きな場合はFrがほぼ零とな
る点で平衡する。この制御のための回路は簡単でこの技
術の分野の知識を有する者にとつては容易に設計するこ
とができるので第7図および第6図には示してない。
F2が減少してGが充分犬きな場合はFrがほぼ零とな
る点で平衡する。この制御のための回路は簡単でこの技
術の分野の知識を有する者にとつては容易に設計するこ
とができるので第7図および第6図には示してない。
次に本発明の装置をプログラム制御に使用する場合につ
いて最も簡単な例を用いて説明する。第8図は誘導電動
機で駆動している電車を無勾配の軌道上で駆動用電動機
によつて制動し所定位置で停止するプログラム制御を説
明するグラフである。横軸は時間tを示しt::Oは制
動開始点、t−は停止点とする。縦軸のF2は速度で速
度F2はAf−Bf−Cfの経過をたどるようプログラ
ムさF2れたとする。
いて最も簡単な例を用いて説明する。第8図は誘導電動
機で駆動している電車を無勾配の軌道上で駆動用電動機
によつて制動し所定位置で停止するプログラム制御を説
明するグラフである。横軸は時間tを示しt::Oは制
動開始点、t−は停止点とする。縦軸のF2は速度で速
度F2はAf−Bf−Cfの経過をたどるようプログラ
ムさF2れたとする。
(M.置DはD=−でt=oでD:リ一0とすれば図に
示す曲線となりDrは制動開始点から停止点までの距離
である。加速度Pf2はAa−Ba−Ba/−Caの如
くなる。トルクTはT=(Jp+F)F2で近似しAT
BT−BT′−Caとなる。
示す曲線となりDrは制動開始点から停止点までの距離
である。加速度Pf2はAa−Ba−Ba/−Caの如
くなる。トルクTはT=(Jp+F)F2で近似しAT
BT−BT′−Caとなる。
式(4)においてI。
を一定にするよう1を制御すればトルクTからF,が決
定される。F2とF8からf1が定まる。したがつて第
8図に示す制動を行なうため電動機に加えるべき電源周
波数f1の時間tに対する関係または距離Dに対する関
係をプログラムすることは容易である。このプログラム
の記憶装置および時間tまたは距離Dの検知装置ならび
に検知されたtまたはDに関連して記憶を読み出す装置
を備え、読み出されたf1の数値を第4図レジスタ22
6へ入力する装置を附加すれば本発明の装置によつてプ
ログラム制御を行なうことができる。
定される。F2とF8からf1が定まる。したがつて第
8図に示す制動を行なうため電動機に加えるべき電源周
波数f1の時間tに対する関係または距離Dに対する関
係をプログラムすることは容易である。このプログラム
の記憶装置および時間tまたは距離Dの検知装置ならび
に検知されたtまたはDに関連して記憶を読み出す装置
を備え、読み出されたf1の数値を第4図レジスタ22
6へ入力する装置を附加すれば本発明の装置によつてプ
ログラム制御を行なうことができる。
多くの場合、プログラム制御はフイードバツク発明の装
置を使用するときはこの組み合せ装置を構成することも
また容易である。
置を使用するときはこの組み合せ装置を構成することも
また容易である。
たとえば第8図の例において距離Dと時間tの関数関係
をプログラムしてこれを記憶装置に入れておき読み出さ
れたDに対してフイードバツク制御を行なうことができ
る。電車の車輪にすべりが無ければ電車の位置と車輪の
回転角とは比例するのでこの比例常数をKDとすれば式
(7)の指令位置θ。をKDDと置くことができる。す
なわち第7図レジスタ250にKDDを入れ、f1=G
1(KDD−一22)のフイードバツク制御を行なつて
正確に所定プログラムを実施することができる。時間t
に対する位置θ。
をプログラムしてこれを記憶装置に入れておき読み出さ
れたDに対してフイードバツク制御を行なうことができ
る。電車の車輪にすべりが無ければ電車の位置と車輪の
回転角とは比例するのでこの比例常数をKDとすれば式
(7)の指令位置θ。をKDDと置くことができる。す
なわち第7図レジスタ250にKDDを入れ、f1=G
1(KDD−一22)のフイードバツク制御を行なつて
正確に所定プログラムを実施することができる。時間t
に対する位置θ。
の関係をプログラムしておきθcを読み出Lながら式7
に従つて位置制御を行なう本発明の制御機構は電車の自
動運転、エレベータの自動制御等には極めて好適な制御
機構であることが理解できるであろう。誘導電動機の適
応制御に類似した装置によつて同期電動機の適応制御を
行なうことができる。
に従つて位置制御を行なう本発明の制御機構は電車の自
動運転、エレベータの自動制御等には極めて好適な制御
機構であることが理解できるであろう。誘導電動機の適
応制御に類似した装置によつて同期電動機の適応制御を
行なうことができる。
第9図aは多相交流同期電動機の等価回路を示し同図b
はその電圧、電流のベクトル図を示す。V1、F,はそ
れぞれ電源電圧、電源周波数、11は電流、L1、R1
は電機子巻線のインダクタンスと抵抗、Vdは磁極の回
転により誘起される電圧、θdは運転角、θ1は11と
Vdとの相差角である。電動機の回転数F2は定常状態
においてはf1に等しくdはF2に比例するのでVdK
vflとすることができる。誘導電動機と異なる点はV
dはV1と関係なく調節できることである。
はその電圧、電流のベクトル図を示す。V1、F,はそ
れぞれ電源電圧、電源周波数、11は電流、L1、R1
は電機子巻線のインダクタンスと抵抗、Vdは磁極の回
転により誘起される電圧、θdは運転角、θ1は11と
Vdとの相差角である。電動機の回転数F2は定常状態
においてはf1に等しくdはF2に比例するのでVdK
vflとすることができる。誘導電動機と異なる点はV
dはV1と関係なく調節できることである。
すなわちVd=KvflにおけるKvを界磁電流を変化
して調節することができる。Vdを調節する制御方法と
その装置は従来から良く知られており、本発明の装置と
組合せて目的に応じた適応制御装置を設計することは杢
発明の装置を理解した上ではこの技術の分野の智識を有
する者にとつては容易であるので本発明の実施例におい
てはKvは一定の場合について主として説明しKの簡単
な制御例だけを追加説明する。機械エネルギーに変換さ
れる電力PmはPmlldcOsθ1でありトルクTは
TKTIlVdCOSθ1/F,である。
して調節することができる。Vdを調節する制御方法と
その装置は従来から良く知られており、本発明の装置と
組合せて目的に応じた適応制御装置を設計することは杢
発明の装置を理解した上ではこの技術の分野の智識を有
する者にとつては容易であるので本発明の実施例におい
てはKvは一定の場合について主として説明しKの簡単
な制御例だけを追加説明する。機械エネルギーに変換さ
れる電力PmはPmlldcOsθ1でありトルクTは
TKTIlVdCOSθ1/F,である。
また第9図bのベクトル関係からリ
であるからトルクTは
となる。
一般の場合はR1を省略してとする。
式(自)からTを最大にするθdの値(θTで表はす)
を求めると1V1 となる。
を求めると1V1 となる。
また電機子だけを見た電気機械変換効率eはであつてe
を最大にするθdの値θeは から求めることができる。
を最大にするθdの値θeは から求めることができる。
この技術の分野の知識を有する者にとつては目明の理で
あるが同期電動機における運転角θdは誘導電動機にお
けるすべり周波数Fsに相当する。
あるが同期電動機における運転角θdは誘導電動機にお
けるすべり周波数Fsに相当する。
したがつて本発明の装置によつて同期電動機を適応制御
するには誘導電動機におけるすべり周波数Fsの制御と
類似の装置によつて運転角θdを制御すればよい。運転
角θdは第9図bのベクトルV1の位相を変化して制御
することもできるしその周波数f1を変化して制御する
こともできる。位相変化と周波数変化は単に微分演算子
pを介するだけで互に等価であるから以下に述べる実施
例においては周波数を変化する場合についてだけ説明す
る。本発明において周波数制御という場合は位相制御を
も含むものと解釈すべきである。であつてθdが一定の
場合POd=0、F2=f1である。θdに対する指令
値をθkとするとG2(θk−θd)+F2=f1
・・・・・・Aaまたはの制御を行なえばいずれもθd
+θkとすることができる。式(自)は式(6)に類似
の制御であり、式(自)は式(7)に類似の制御である
。θkをθT以下の適宜な一定値とした場合式(自)ま
たは(自)で与えられるf1は誘導電動機の場合に定義
した変速周波数信号であつて同期電動機の場合において
も同じく変速周波数信号と言うことにする。また誘導電
動機においてすべり周波数Fkの正負の符号を位置誤差
に関連して定めるのと同様、運転角θkの正負符号は位
置誤差に関連して定めるようにする。換言すればこの明
細書において同期電動機について変速周波数信号と言う
場合は、その信号で表はされる周波数の交流電圧をその
同期電動機に加へた場合、その同期電動機の瞬間角度位
置に対してθkの値の運転角を位置誤差に関連して定め
られる方向に生ずる知き周波数値の信号を意味する。ま
た同期電動機における制御周波数信号は誘導電動機の制
御周波数信号f1−F2+G1(θ。−θa)またはf
1=G1(θ。−θa)と同じものを使うことができる
。同期電動機の適応制御における制御周波数信号と変速
周波数信号との切り換え点を判断する条件も誘導電動機
に対する判断条件と同一である。
するには誘導電動機におけるすべり周波数Fsの制御と
類似の装置によつて運転角θdを制御すればよい。運転
角θdは第9図bのベクトルV1の位相を変化して制御
することもできるしその周波数f1を変化して制御する
こともできる。位相変化と周波数変化は単に微分演算子
pを介するだけで互に等価であるから以下に述べる実施
例においては周波数を変化する場合についてだけ説明す
る。本発明において周波数制御という場合は位相制御を
も含むものと解釈すべきである。であつてθdが一定の
場合POd=0、F2=f1である。θdに対する指令
値をθkとするとG2(θk−θd)+F2=f1
・・・・・・Aaまたはの制御を行なえばいずれもθd
+θkとすることができる。式(自)は式(6)に類似
の制御であり、式(自)は式(7)に類似の制御である
。θkをθT以下の適宜な一定値とした場合式(自)ま
たは(自)で与えられるf1は誘導電動機の場合に定義
した変速周波数信号であつて同期電動機の場合において
も同じく変速周波数信号と言うことにする。また誘導電
動機においてすべり周波数Fkの正負の符号を位置誤差
に関連して定めるのと同様、運転角θkの正負符号は位
置誤差に関連して定めるようにする。換言すればこの明
細書において同期電動機について変速周波数信号と言う
場合は、その信号で表はされる周波数の交流電圧をその
同期電動機に加へた場合、その同期電動機の瞬間角度位
置に対してθkの値の運転角を位置誤差に関連して定め
られる方向に生ずる知き周波数値の信号を意味する。ま
た同期電動機における制御周波数信号は誘導電動機の制
御周波数信号f1−F2+G1(θ。−θa)またはf
1=G1(θ。−θa)と同じものを使うことができる
。同期電動機の適応制御における制御周波数信号と変速
周波数信号との切り換え点を判断する条件も誘導電動機
に対する判断条件と同一である。
したがつて第2図に示す構成によつて同期電動機の適応
制御を行なうことができる。この場合符号40は同期電
動機であり符号41は回転位相検知装置である。同期電
動機の周波数発生装置20の中の変速周波数信号を発生
する回路を第10図に示す。
制御を行なうことができる。この場合符号40は同期電
動機であり符号41は回転位相検知装置である。同期電
動機の周波数発生装置20の中の変速周波数信号を発生
する回路を第10図に示す。
゛第10図の実施例における位相検知装置は回転計41
と類似のもので回転の零度位相においてパルスを発生す
る簡単な検知装置であるとする。フリツプフロツプ50
0は位相検知装置41からのθdを示すパルスによつて
トリガオンされる。このパルスは同時にカウンタ504
を零にりセツトする。第10図に符号200,202,
204,206,208,210,212,240,2
42,で示す部分は第4図の同一符号のものと同一であ
つて、位相θkを示すパルスはカウンタ240,242
に計数位相検出回路508を附加して取り出す。位相θ
kのパルスはフリツプフロツプ500をトリガオフしフ
リツプフロツプ500は波形Tg3に示すゲート波形を
出力する。波形Tg3はθk−θdに相当する時間アン
ドゲート502を開きカウンタ240入力パルスを通過
させる。カウンタ240の入力パルスは第4図の説明に
おける数値例では96f1のパルスでありカウンタ50
4はこのパルスをθk−θdの期間計数するのでゲート
Tg3の終りの時点では360度の1/96を最小単位
にして表わしたθk−θdの値になつている。カウンタ
504の数値はT2a時点でゲート装置506を通して
レジスタ516に移される。レジスタ516は式A5)
によつて変速周波数信号を発生する場合第4図のレジス
タ226と同一であつて、式(自)によつて変速周波数
信号を発生する場合はレジスタ516は第4図レジスタ
218と同一になる。フリツプフロツプ510、アンド
ゲート512,514はカウンタ504の数値をレジス
タ516へ移すためのタイミング・パルス発生回路であ
つてフリツプフロツプ510はθkパルスでトリガオン
され次のT。
と類似のもので回転の零度位相においてパルスを発生す
る簡単な検知装置であるとする。フリツプフロツプ50
0は位相検知装置41からのθdを示すパルスによつて
トリガオンされる。このパルスは同時にカウンタ504
を零にりセツトする。第10図に符号200,202,
204,206,208,210,212,240,2
42,で示す部分は第4図の同一符号のものと同一であ
つて、位相θkを示すパルスはカウンタ240,242
に計数位相検出回路508を附加して取り出す。位相θ
kのパルスはフリツプフロツプ500をトリガオフしフ
リツプフロツプ500は波形Tg3に示すゲート波形を
出力する。波形Tg3はθk−θdに相当する時間アン
ドゲート502を開きカウンタ240入力パルスを通過
させる。カウンタ240の入力パルスは第4図の説明に
おける数値例では96f1のパルスでありカウンタ50
4はこのパルスをθk−θdの期間計数するのでゲート
Tg3の終りの時点では360度の1/96を最小単位
にして表わしたθk−θdの値になつている。カウンタ
504の数値はT2a時点でゲート装置506を通して
レジスタ516に移される。レジスタ516は式A5)
によつて変速周波数信号を発生する場合第4図のレジス
タ226と同一であつて、式(自)によつて変速周波数
信号を発生する場合はレジスタ516は第4図レジスタ
218と同一になる。フリツプフロツプ510、アンド
ゲート512,514はカウンタ504の数値をレジス
タ516へ移すためのタイミング・パルス発生回路であ
つてフリツプフロツプ510はθkパルスでトリガオン
され次のT。
パルスでトリガオフされてゲート波形Tg4を発生する
。t1パルス、T2パルスはアンドゲート512,51
4からカウンタ202の9『、18『位相の出力パルス
中ゲートTg4内に含まれるものが取り出される。した
がつてTlaはt1とまたT2aはT2と同時に到来す
ることはあるがT3と重なることはない。レジスタ51
6が第4図レジスタ218として使われる場合ゲート装
置222を通しT3パルス時点で加算されるのでT3パ
ルス時点ではレジスタ516の数値が更新された値であ
るための考慮である。レジスタ516はTla時点でク
リアされる。同期電動機の適応制御において誘導電動機
と異なる他の点は停止から始動する時に第10図の回路
ではθk、θdを示すパルスが発生しないのでレジスタ
516に適当に初期値を入れておくことが必要な点であ
る。
。t1パルス、T2パルスはアンドゲート512,51
4からカウンタ202の9『、18『位相の出力パルス
中ゲートTg4内に含まれるものが取り出される。した
がつてTlaはt1とまたT2aはT2と同時に到来す
ることはあるがT3と重なることはない。レジスタ51
6が第4図レジスタ218として使われる場合ゲート装
置222を通しT3パルス時点で加算されるのでT3パ
ルス時点ではレジスタ516の数値が更新された値であ
るための考慮である。レジスタ516はTla時点でク
リアされる。同期電動機の適応制御において誘導電動機
と異なる他の点は停止から始動する時に第10図の回路
ではθk、θdを示すパルスが発生しないのでレジスタ
516に適当に初期値を入れておくことが必要な点であ
る。
この初期値設定回路は簡単であるから図面に示してない
。同期電動機に対する周波数発生回路20の中、変速周
波数信号を発生する回路以外は総て誘導電動機に対する
周波数発生回路と同一である。
。同期電動機に対する周波数発生回路20の中、変速周
波数信号を発生する回路以外は総て誘導電動機に対する
周波数発生回路と同一である。
同期電動機における電圧信号発生装置13も誘導電動機
におけるものと類似の装置を使用することができる。す
なわち同期電動機においてKvを一定とし、θdはθk
以下の値の範囲内で変化するとし、11の許容し得る最
高値を111T1とした場合式(9)からVV!C−ハ
丁″0 式(自)の右辺第1項はf1に比例し右辺第2項は式(
4)″に類似しているので第5図に類似の近似を行ない
第6図に類似の回路によつてV,を算出することができ
る。
におけるものと類似の装置を使用することができる。す
なわち同期電動機においてKvを一定とし、θdはθk
以下の値の範囲内で変化するとし、11の許容し得る最
高値を111T1とした場合式(9)からVV!C−ハ
丁″0 式(自)の右辺第1項はf1に比例し右辺第2項は式(
4)″に類似しているので第5図に類似の近似を行ない
第6図に類似の回路によつてV,を算出することができ
る。
次に同期電動機の界磁電流1。
を制御する簡単な例について説明する。Kv=KHlO
としf1が一定のとき1は一定としたとえばθk二45
゜に制御する場合、更にI。を制御してV1と11との
位相差を零にするには第9図bからとなる如く制御すれ
ばよいことがわかる。また界磁線輪の直流抵抗をR。
としf1が一定のとき1は一定としたとえばθk二45
゜に制御する場合、更にI。を制御してV1と11との
位相差を零にするには第9図bからとなる如く制御すれ
ばよいことがわかる。また界磁線輪の直流抵抗をR。
とし界磁の電力損失をも考慮した電気機械変換効率eを
で表わすと、1、θd一定の場合eを最大にする。
で表わすと、1、θd一定の場合eを最大にする。
として− ゛KH−/ 旦,
を得る。
式(5)、式(自)の制御は簡単であるからその回路の
説明を省略する。以上同期電動機の制御について説明し
た所により同期電動機においては磁界の強さを一定に保
つ場合、本発明の装置によつて誘導電動機と同じくフイ
ードバツク制御およびプログラム制御を行なうことがで
き、かつ磁界の強さを変化する装置を杢発明の装置と組
み合せて更に精巧な適応制御を行ない得ることは容易に
理解できるであろう。
説明を省略する。以上同期電動機の制御について説明し
た所により同期電動機においては磁界の強さを一定に保
つ場合、本発明の装置によつて誘導電動機と同じくフイ
ードバツク制御およびプログラム制御を行なうことがで
き、かつ磁界の強さを変化する装置を杢発明の装置と組
み合せて更に精巧な適応制御を行ない得ることは容易に
理解できるであろう。
第4図、第6図、第7図および第10図にはすべてデジ
タル回路で構成した回路の実施例を示したが、図に示す
以外の各種のデジタル回路およびアナログ回路を用いて
本発明の装置を構成することができる。以下本発明の装
置を構成するために用いるに適した2,3のアナログ回
路について説明する。
タル回路で構成した回路の実施例を示したが、図に示す
以外の各種のデジタル回路およびアナログ回路を用いて
本発明の装置を構成することができる。以下本発明の装
置を構成するために用いるに適した2,3のアナログ回
路について説明する。
第11図aは第3図の電圧信号発生装置13をアナログ
回路で設計した1例で演算増幅器600は図に示すとお
り負帰還接続され端子602に一定振幅1。[n、可変
周波数f1の正弦波電圧が加えられる。(周波数発生装
置20から)IOrrlは式(4)′の電流1。rnに
アナログな値をもつ電圧である。出力端子604の電圧
Evはフ となりC。
回路で設計した1例で演算増幅器600は図に示すとお
り負帰還接続され端子602に一定振幅1。[n、可変
周波数f1の正弦波電圧が加えられる。(周波数発生装
置20から)IOrrlは式(4)′の電流1。rnに
アナログな値をもつ電圧である。出力端子604の電圧
Evはフ となりC。
/C1はR。.cOrO=LO(第1図)にアナログな
値に選べばEvは式(4)′のV1にアナログな値の電
圧となりこれを電圧信号として使うことができる。次に
第11図bは第3図の周波数発生装置20において同期
電動機の運転角θdを検知するアナログ回路である。
値に選べばEvは式(4)′のV1にアナログな値の電
圧となりこれを電圧信号として使うことができる。次に
第11図bは第3図の周波数発生装置20において同期
電動機の運転角θdを検知するアナログ回路である。
1、11、L1、R1、Vdは第9図AO)v1、11
、L1、R,、Vdと同じく電流計608は11にアナ
ログな電圧を発生し、電圧計610はV1にアナログな
電圧を発生する。
、L1、R,、Vdと同じく電流計608は11にアナ
ログな電圧を発生し、電圧計610はV1にアナログな
電圧を発生する。
演算増幅器600aは演算増幅器600と類似な接続を
されこの場合はC。/C1はR1、COrOはL1にア
ナログな値を選べばその出力端子604aの電圧は一1
1(R1+J2πFlLl)にアナログな量となり、第
2の演算増幅器606は加算回路として接続されていて
その出力端子612にはにアナログな電圧を得る。
されこの場合はC。/C1はR1、COrOはL1にア
ナログな値を選べばその出力端子604aの電圧は一1
1(R1+J2πFlLl)にアナログな量となり、第
2の演算増幅器606は加算回路として接続されていて
その出力端子612にはにアナログな電圧を得る。
V1とVdの位相差を検知すればこれが運転角θdであ
る。このような検知装置を間接的方法による運転角の検
知装置という。第11図cは同じく周波数発生装置20
において誘導電動機のすべり周波数Fsに関連する誘起
電圧L(第1図)を検知して変速周波数信号を発生する
ための基準位相を得るアナログ回路で第11図bと同じ
く11、1が測定され演算増幅器614によりV1から
I。
る。このような検知装置を間接的方法による運転角の検
知装置という。第11図cは同じく周波数発生装置20
において誘導電動機のすべり周波数Fsに関連する誘起
電圧L(第1図)を検知して変速周波数信号を発生する
ための基準位相を得るアナログ回路で第11図bと同じ
く11、1が測定され演算増幅器614によりV1から
I。
のアナログ量を発生し、演算増幅器616により,=1
−10の計算が行なわれ、さらに演算増幅器618によ
つてτT!C/〒t−〜―−l暴〜ゞl▼−t′j の計算が行なわれ最後に演算増幅器620によつてVL
=V1−V2の計算が行なわれVLにアナログな電圧を
出力する。
−10の計算が行なわれ、さらに演算増幅器618によ
つてτT!C/〒t−〜―−l暴〜ゞl▼−t′j の計算が行なわれ最後に演算増幅器620によつてVL
=V1−V2の計算が行なわれVLにアナログな電圧を
出力する。
式(2Yに示すようにVLとV1との相差角がすべり周
波数の関数となるのでこの相差角を所定の値にするよう
制御することによつてF8=Fkの関係を維持すること
ができる。すべり周波数F8のこのような検知装置を間
接的方法によるすべり周波数の検知装置という。アナロ
グ装置の他の一例として第11図dに示す装置は本発明
の装置において変速周波数信号として使用するF,二F
2+Fkの関係にある周波数を発生する装置であつて普
通のシンクロ電機をそのま\使うことができる。
波数の関数となるのでこの相差角を所定の値にするよう
制御することによつてF8=Fkの関係を維持すること
ができる。すべり周波数F8のこのような検知装置を間
接的方法によるすべり周波数の検知装置という。アナロ
グ装置の他の一例として第11図dに示す装置は本発明
の装置において変速周波数信号として使用するF,二F
2+Fkの関係にある周波数を発生する装置であつて普
通のシンクロ電機をそのま\使うことができる。
周波数F2の多相交流を加えて回転磁界を作りその磁界
の回転方向と逆方向に回転子をFkの速度で回転すれば
出力周波数F,はf1=F2+Fkとなることは説明を
要せずして明らかであらう。次に本発明の装置の重要な
利点の一つは負荷の特性に応じて適当な特性を持つ電動
機を設計しその特性に応じた制御を行なうことができる
点である。
の回転方向と逆方向に回転子をFkの速度で回転すれば
出力周波数F,はf1=F2+Fkとなることは説明を
要せずして明らかであらう。次に本発明の装置の重要な
利点の一つは負荷の特性に応じて適当な特性を持つ電動
機を設計しその特性に応じた制御を行なうことができる
点である。
たとえば直流直捲電動機に類似のトルク対速度特性を交
流電動機によつて実現するにはその飽和磁束の値を必要
な大きさに設計し低回転数(低周波数)の場合1。と1
1が共に大きくなるよう1および同期電動機の場合には
励磁用の直流電圧を大きくするよう制御すればよい。以
上の説明によつて明らかなとおり本発明の適応制御装置
によつて交流電動機を精巧なフイードバツク制御および
プログラム制御の目的に使用し得るものである。
流電動機によつて実現するにはその飽和磁束の値を必要
な大きさに設計し低回転数(低周波数)の場合1。と1
1が共に大きくなるよう1および同期電動機の場合には
励磁用の直流電圧を大きくするよう制御すればよい。以
上の説明によつて明らかなとおり本発明の適応制御装置
によつて交流電動機を精巧なフイードバツク制御および
プログラム制御の目的に使用し得るものである。
第1図は多相交流誘導電動機の簡易等価回路を示す回路
図、第2図は誘導電動機を周波数の演算回路と考えた場
合の周波数制御回路のプロツク図、第3図は本発明の装
置構成の一実施例を示すプロツク図、第4図は本発明の
装置に使用する周波数発生装置の一実施例を示す回路の
プロツク図、第15図は本発明に使用する電圧信号発生
装置における近似方法を説明するグラフ、第6図は本発
明の装置に使用する電圧信号発生装置の一実施例を示す
回路のプロツク図、第7図は本発明の装置に使用する周
波数発生装置の一実施例を示す回路のプロツク図、第8
図は本発明の装置をプログラム制御に使用する場合の設
計を説明するグラフ、第9図は多相交流向期電動機の等
価回路図およびベクトル図、第10図は本発明の周波数
発生装置のうちの同期電動機に対する変速周波数信号を
発生する回路の一実施例を示すプロツク図、第11図は
本発明の装置に使用する電圧信号発生装置、運転角検知
装置、すべり周波数検知装置および周波数発生装置をそ
れぞれ構成するアナログ回路の一実施例を示すプロツク
図である。 12・・・・・・主整流装置、13・・・・・・電圧信
号発生装置、14・・・・・・電圧調整装置、20・・
・・・・周波数発生装置、30・・・・・・インバータ
、40・・・・・・電動機、41・・・・・・回転計、
132・・・・・・比較器、134・・・・・・レジス
タ、136・・・・・・レジスタ、216・・・・・・
カウンタ(F2)、218・・・・・・レジスタ(Fk
)、226・・・・・・レジスタ(F,)、228・・
・・・ルジスタ(FllT])、230・・・・・・比
較器、238・・・・・・アキユムレータ、250・・
・・・・レジスタ(θc入 252・・・・・・カウン
タ(θa)、254・・・・・ルジスタ{G1(θo−
θa)}、266・・・・・・比較器、504・・・・
・・カウンタ{G2(θkθd)}、516・・・・・
・レジスタ、600′600a2606,614,61
6,618,620・・・・・・演算増幅器。
図、第2図は誘導電動機を周波数の演算回路と考えた場
合の周波数制御回路のプロツク図、第3図は本発明の装
置構成の一実施例を示すプロツク図、第4図は本発明の
装置に使用する周波数発生装置の一実施例を示す回路の
プロツク図、第15図は本発明に使用する電圧信号発生
装置における近似方法を説明するグラフ、第6図は本発
明の装置に使用する電圧信号発生装置の一実施例を示す
回路のプロツク図、第7図は本発明の装置に使用する周
波数発生装置の一実施例を示す回路のプロツク図、第8
図は本発明の装置をプログラム制御に使用する場合の設
計を説明するグラフ、第9図は多相交流向期電動機の等
価回路図およびベクトル図、第10図は本発明の周波数
発生装置のうちの同期電動機に対する変速周波数信号を
発生する回路の一実施例を示すプロツク図、第11図は
本発明の装置に使用する電圧信号発生装置、運転角検知
装置、すべり周波数検知装置および周波数発生装置をそ
れぞれ構成するアナログ回路の一実施例を示すプロツク
図である。 12・・・・・・主整流装置、13・・・・・・電圧信
号発生装置、14・・・・・・電圧調整装置、20・・
・・・・周波数発生装置、30・・・・・・インバータ
、40・・・・・・電動機、41・・・・・・回転計、
132・・・・・・比較器、134・・・・・・レジス
タ、136・・・・・・レジスタ、216・・・・・・
カウンタ(F2)、218・・・・・・レジスタ(Fk
)、226・・・・・・レジスタ(F,)、228・・
・・・ルジスタ(FllT])、230・・・・・・比
較器、238・・・・・・アキユムレータ、250・・
・・・・レジスタ(θc入 252・・・・・・カウン
タ(θa)、254・・・・・ルジスタ{G1(θo−
θa)}、266・・・・・・比較器、504・・・・
・・カウンタ{G2(θkθd)}、516・・・・・
・レジスタ、600′600a2606,614,61
6,618,620・・・・・・演算増幅器。
Claims (1)
- 1 可変周波数の多相交流を発生する電源装置と、前記
電源装置から電力を供給される誘導電動機と、前記電源
装置の周波数および相回転方向を制御する周波数発生装
置と、前記誘導電動機の速度を検出する手段と、前記誘
導電動機により位置制御を行う場合その位置誤差に比例
する数値又はこの数値に前記誘導電動機の速度に対応す
る周波数を加算した数値を制御周波数信号として設定す
る手段と、前記位置誤差に関連して定められる正または
負の符号を有しかつその絶対値はあらかじめ定められた
一定値であるすべり周波数を前記誘導電動機の速度に対
応する周波数に加算した数値を変速周波数信号として設
定する手段と、前記制御周波数信号と前記変速周波数信
号とのうち前記誘導電動機の速度に対応する周波数によ
り近い値の周波数値を有する方の信号を出力する比較器
と、この比較器の出力がディジタル信号の形で設定され
るレジスタと、このレジスタの内容の絶対値が所定のク
ロック周期ごとに加算されるアキュムレータと、このア
キュムレータからのオーバフローパルスの周波数に関連
して前記周波数発生装置の出力周波数を決定し、前記レ
ジスタの内容の正負により前記周波数発生装置の出力の
相回転方向を決定する手段とを備えたことを特徴とする
交流電動機の適応制御装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP49021403A JPS5917623B2 (ja) | 1974-02-25 | 1974-02-25 | 交流電動機の適応制御装置 |
US05/543,026 US4009427A (en) | 1974-02-25 | 1975-01-22 | Adaptive control system for an alternating-current motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP49021403A JPS5917623B2 (ja) | 1974-02-25 | 1974-02-25 | 交流電動機の適応制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS50114534A JPS50114534A (ja) | 1975-09-08 |
JPS5917623B2 true JPS5917623B2 (ja) | 1984-04-23 |
Family
ID=12054074
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP49021403A Expired JPS5917623B2 (ja) | 1974-02-25 | 1974-02-25 | 交流電動機の適応制御装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4009427A (ja) |
JP (1) | JPS5917623B2 (ja) |
Families Citing this family (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5231320A (en) * | 1975-09-05 | 1977-03-09 | Hitachi Ltd | Driving appliance for inductin motor |
US4281276A (en) * | 1979-04-24 | 1981-07-28 | General Electric Company | Dual mode AC motor drive system |
JPS5612803A (en) * | 1979-07-06 | 1981-02-07 | Hitachi Ltd | Controller for electric vehicle driven by induction motor |
US4680515A (en) * | 1985-05-21 | 1987-07-14 | Crook James C | Digital speed control of motors |
US4862054A (en) * | 1988-10-31 | 1989-08-29 | Westinghouse Electric Corp. | Tacho-less vector control adaptive system for motor drive |
JPH0656347A (ja) * | 1992-08-05 | 1994-03-01 | Fuji Electric Co Ltd | 巻取り制御用インバータ |
US6384568B1 (en) * | 2000-11-22 | 2002-05-07 | Electronic Design & Manufacturing, Inc. | Induction motor driver |
JP4699923B2 (ja) * | 2006-03-13 | 2011-06-15 | 株式会社日立産機システム | 誘導電動機の駆動装置および方法 |
JP5547866B2 (ja) * | 2007-06-19 | 2014-07-16 | 株式会社日立産機システム | 誘導電動機駆動装置、電動機駆動システム、及び昇降システム |
CN105141215B (zh) * | 2015-08-19 | 2018-01-23 | 宋希华 | 单相输出变频器及其控制方法 |
CN105471332A (zh) * | 2015-12-21 | 2016-04-06 | 北京合康亿盛变频科技股份有限公司 | 多绕组同步电机的主从控制系统 |
AT518130A1 (de) * | 2015-12-29 | 2017-07-15 | Ge Jenbacher Gmbh & Co Og | Genset |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS4967072A (ja) * | 1972-09-01 | 1974-06-28 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3372323A (en) * | 1965-03-31 | 1968-03-05 | Reliance Electric & Eng Co | Induction motor slip frequency control system |
AT289964B (de) * | 1968-04-18 | 1971-05-10 | Siemens Ag | Elektrische Einrichtung zur Istwertbildung in einer vermaschten Regelanordnung für eine insbesondere umrichtergespeiste Drehstromasynchronmaschine |
US3700986A (en) * | 1971-01-18 | 1972-10-24 | Gen Electric | Co-ordinated voltage control for induction servomotors |
DE2120193C3 (de) * | 1971-04-24 | 1982-02-04 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Digitale Schlupffrequenzregelschaltung für eine umrichtergespeiste Asynchronmaschine |
US3769564A (en) * | 1972-08-30 | 1973-10-30 | Allis Louis Co | Method and means for limiting the maximum horsepower output of a self-excited alternating current motor |
-
1974
- 1974-02-25 JP JP49021403A patent/JPS5917623B2/ja not_active Expired
-
1975
- 1975-01-22 US US05/543,026 patent/US4009427A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS4967072A (ja) * | 1972-09-01 | 1974-06-28 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS50114534A (ja) | 1975-09-08 |
US4009427A (en) | 1977-02-22 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US9825564B2 (en) | Circuits and methods of determining position and velocity of a rotor | |
US5339012A (en) | Method and circuit arrangement for sensor-less detection of the rotational angle of a damper-less synchronous machine, preferably excited by a permanent magnet, and supplied by a rectifier | |
JPS5917623B2 (ja) | 交流電動機の適応制御装置 | |
CN101542891B (zh) | 同步电动机的无传感器控制装置 | |
CN100423445C (zh) | 交流电动机的控制装置及交流电动机系统 | |
US9664499B2 (en) | Method for determining the angular offset between the rotor and the stator of an electrical machine of a motor vehicle | |
RU2592264C2 (ru) | Электроприводной модуль | |
JPS62138074A (ja) | 回転磁界機の磁束角度決定または運転方法および装置 | |
CN101873096A (zh) | 确定电机磁通量矢量位置的方法 | |
Hezzi et al. | Sliding Mode Observer based sensorless control of five phase PMSM in electric vehicle | |
JPS6143952B2 (ja) | ||
CN109804545A (zh) | 逆变器控制装置以及驱动器系统 | |
Watanabe et al. | DC-brushless servo system without rotor position and speed sensor | |
Cuzner et al. | Application of nonlinear observers for rotor position detection on an induction motor using machine voltages and currents | |
Consoli et al. | Slip-frequency detection for indirect field-oriented control drives | |
Tutaev et al. | Rotor speed estimation in control system of electric drive based on induction inverter-fed motor | |
Kamera et al. | Sensorless technique for rotor position detection of an permanent magnet synchronous machine using direct torque control | |
CN110086394B (zh) | 控制装置 | |
JP2009526512A (ja) | 電力機器のトルクを求めるための方法および装置 | |
RU2010141347A (ru) | Способ векторного управления моментом асинхронного электродвигателя и устройство для его осуществления | |
RU2625720C1 (ru) | Устройство для управления двигателем двойного питания | |
Slavov | Adaptive observer of resistance in sensorless estimation of speed and position in brushless DC electric motor | |
RU2207578C2 (ru) | Способ определения эдс ротора синхронных и тока ротора асинхронных электродвигателей (его варианты) | |
Negrea et al. | Control of induction motors using an incremental encoder as position transducer | |
WO2023195172A1 (ja) | モータ制御装置、モータ制御方法 |