JPS5913452A - デイジタル無線通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （１）発明の技術分野 本発明はディジタル無線通信方式に係り５例えば帯域制
御限４相Ｐ８に変調方式（Ｒｅｄｕｃｅｄ　ＢａｎｄＰ
ｈａｓｅ　５ｈｌｆｔ　Ｋｅｙｌｎｇ方式、以下ＲＢＰ
ＳＫ方式と称する）に関する。

（２）発明の背景 ディジタル無線通信方式においては１周波数帯域の有効
利用の見地から、送信側で帯域制限をし、受信側でこれ
を復元している。しかし、所望の伝送容量と既回線の関
係によ勺、更に帯域制限が必要となる。ここに於いて、
いわゆるＲＢＰＳＫ方式が用いられている。この場合、
帯域制限用の装置および帯域復元用の装置としては、装
置規模が小さく、低価格で帯域制限や復元の調整が簡単
なものが望まれている。

（３）従来技術と問題点 第１図は従来のディジタル無線通信方式である几ＢＰＳ
Ｋ方式の一例を示すブロック図である。

同図において、送信側は送信機１と帯域制限用の低域フ
ィルタ２からなっており、受信側はトランスバーサル等
価器３と受信機４からなっている。

第２図は、第１図の従来方式における各部の変調スペク
トラムを示す波形図である。第１図および第２図におい
て、Ｗｌは送信機１の出力波形。

Ｗｌは中間周波数帯のバンド・バスフィルタ２の出力波
形、そしてＷ３はトランスバーサル等化器３の出力波形
をそれぞれ示している。出力波形Ｗ１の変調スペクトラ
ムはバンド・パスフィルタ２によって帯域制限されてお
り、その帯域制限された波形Ｗ２はトランスバーサル等
止器３によって復元される。

第１図に示されるように、従来は送信側の帯域制限用装
置としてバンド・パスフィルタを用いていた。バンド・
パスフィルタは一般に入力信号の振幅を歪ませるのみな
らず位相をも遅延させる。

この念めバンド・パスフィルタ２の出力波形Ｗ２は波形
Ｗｌと比べて、振幅歪のみならず遅延歪をも含んでいる
。従って、受信機側蜜巳備えるトランスバーサル等化器
は振幅のみならず位相をも復元できるものでなければな
らない。このようなトランスバーサル等化器は装置規模
が大きく、高価であジ、変調スペクトラムの復元のため
の回路設計が困難であるという問題がある。

（４）発明の目的 本発明の目的は上述の従来方式における問題にかんがみ
、ディジタル無線通信方式において。

送信側の帯域制限装置に簡単なトランスバーサル等化器
を用いることにより、受信側のトランスバーサル等価器
の装置規模の縮小を図って装置の価格を低減し、かつ、
変調スペクトラムの復元のための回路設計を容易にする
ことにある。

（５）発明の構成 上記目的を達成するための本発明の要旨は。

送信側に、変調スペクトラムからなる信号を送信する送
信機と該変調スペクトラムを帯域制限する第１のトラン
スバーサル等価器とを備え、受信側に、帯域制限された
変調スペクトラムを復元する第２のトランスバーサル等
価器と復元された変調スペクトラムからなる信号を受信
する受信機とを備えたことを特徴とするディジタル無線
通信方式（６）発明の実施例 以下本発明の実施例を第３図から第５図によって説明す
る。

第３図は本発明の一実施例によるディジタル無線方式を
示すブロック図である。第３図において。

＠１図の従来例と異なるところは、帯域制限用装置とし
て、第１図のバンド・パスフィルタ２に替エテトランス
パーサル等価器２ｏを用いていること、および帯域復元
用装置として、第１°図の高価なトランスバーサル等価
器３に替えて、装置規模の小さい、低価格のトランスバ
ーサル等価器３゜を用いていることである。

第４図（、）および（ｂ）はそれぞれ、トランスバーサ
ル等価器２０および３ｏの出力の振幅−周波数特性を示
す波形図である。

第５図は第３図の方式における各部の変調スペクトラム
を示す波形図である。

第４図（ａ）および（ｂ）において、横軸は周波数ｆ、
縦軸は減衰量りを表わしている。第５図において。

変調スペクトラムＷ１は第３図の送信機１がら送の−周
期、すなわち、周波数ｆ１からｆ２までを波形Ｗｌに適
用すると、第５図の中央に示されるように、帯域制限さ
れた変調スペクトラムの波形ｗ２゜が得られる。帯域制
限された変調スペクトラムに。

受信側のトランスバーサル等化器３ｏによって。

第４図（ｂ）の周波数特性の中で減衰量の最小がら最小
までの一周期、すなわち周波数ｆ３からｆ４−４でを適
用することにより、第５図の右に示されるように、変調
スペクトラム３ｏとして復元される。

送信側の帯域制限装置に第６図に示す一次元トランスバ
ーサル等化器を用いたので、従来のように送信側から出
力される帯域制限波形には遅延歪を含まない。従って、
受信側のトランスバーサル等化器３ｏは単に振幅のみを
復元すればよく、遅延等化を行う必要がないので、受信
側のトランスバーサル等化器３０の装置規模は小さくて
済み。

低価格なもので容易に変調スペクトラムを復元できる。

また、これは送信側に備えたトランス・バーサル等止器
と同回路であり１例えば第６図に於いて、ダブルバラン
スミキザー６８で符号を反転させることＫよυ送信側の
逆特性を得ることが出来る。

第６図は第３図におけるトランスバーザル等止器２０ま
たは３０の詳細を示すブロック回路図である。第６図に
お１ハで、６１から６５まではそれぞれハイブリッド回
路、６６および６７は遅延時間τの遅延線、Ｒは終端抵
抗、ＩＮは入力端子、ＯＵＴは出力端子をそれぞれ示し
ている。中央のハイブリッド回路６２の出力信号Ｓｌを
主波とし。

その振幅を１とする。トランスバーサル等化器内部での
ケーブルによるエネルギーロスを無視すると、ハイブリ
ッド回路６２の左右のハイブリッド回路６１および６３
の出力信号Ｓ１およびＳ３の振幅は等しくなり、これを
ｒとする。信号Ｓ２はＳＩに対して進み波となっておシ
、信号Ｓ３はＳｌに対して遅れ波となっている。主波Ｓ
１をｅｊｏＪｔで表わすと、進み波Ｓ２はｒｅ　Ｊ　（
ｔ＋つ　で表わされ、遅れ波Ｓ３はｒｅ３（ｔ−Ｔ）　
　で表わされる。ダブルバランスミキサー６８に十の電
圧を印加しておくと。

出力端子ＯＵＴに得られる信号Ｓは ８−ｅｊωｔ−４−、。ｊω（ｔ−ｈ）＋ｒ。ｊω（ｔ
−τ）＝　ｅＪ（ｕｔ　（１＋ｒｅｊａｙｒ　＋　ｒｅ
刊６Ｊｒ）Ｉ　＝ｅｊω’　（１＋２ｒ　ｃｏｓωｔ　
）となる。従って出力信号Ｓの振幅Ａ（ω）はＡ　（ω
）　＝　ｌ＋２ｒｃｏｓＱＪｔ　　−＝＝　　（１）で
与えられる。ダブルバランスミキサー６８に−の電圧を
印加すると出力信号Ｓの振幅Ａ　（０りはＡ（ω）＝１
−２ｒｃｏｓωｔ　　・−＝　　（２）で与えられる。

式（１）、（２）には位相を表わすｊの項が含まれてい
ない。従って、トランスバーサル等化器は遅延歪を含ん
でいない。また、ダブルバランスミキサー６８に印加す
る電圧の極性を反転することで逆特性のトランスバーサ
ル等化器が容易に実現できる。主波の振幅と進み波また
は遅れ波との振幅との比であるｒが１式（１）、　（２
）に含まれているが、これは第４図に示した周波数特性
を示す波形の振幅を示している。この振幅ｒ　ｔ’−１
：　ｔダブルバランスミキサー６８に印加する電圧の絶
対値に依存して変化させることができ、所望の帯域制限
特性を容易に得ることができる。

（７）発明の詳細 な説明したように１本発明によれば、ディジタル無線通
信方式において、送信側の帯域制限装置に簡単なトラン
スバーザル等止器を用いたことにより、受信側のトラン
スバーサル等化器の装置規模の縮小ができるので装置価
格は低減し５かつ変調スペクトラムの復元のための回路
設計が容易になる。

【図面の簡単な説明】 第１図は従来の無線通信方式の−９１１を示すブロック
図、第２図は第１図の従来方式における各部の変調スペ
クトラムを示す波形図、第３図は本発明の一実施例によ
るディジタル無線方式を示すブロック図、第４図は第３
図におけるトランスノく−サル等化器の出力の振幅−周
波数特性を示す波形図、＠５図は第３図の方式における
各部の変調スペクトラムを示す波形図、そして第６図は
第３図におけるトランスバーサル等化器の１つを示すブ
ロック回路図である。 １・・・送（ｇｉ、２０・・・トランスノ（−サル等止
器３０・・・トランスパーサル等化器、４・・・受信機
。 第１図 第２図 第３図 （ａ）　　　　　　　　　　　　　　（ｂ）第５図 第６図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、送信側に、変調スペクト２ムからなる信号を送信す
   る送信機と該変調スペクトラムを帯域制限する第１のト
   ランスバーサル等価器とを備え。 受信側に、帯域制限され几変調スペクトラムを復元する
   第２のトランスバーサル等何冊と復元された変調スペク
   トジムからなる信号を受信する受信機とを備えたことを
   特徴とするディジタル無線通信方式。