JPS5838844B2 - シンゴウシヨリソウチ - Google Patents
シンゴウシヨリソウチInfo
- Publication number
- JPS5838844B2 JPS5838844B2 JP48110344A JP11034473A JPS5838844B2 JP S5838844 B2 JPS5838844 B2 JP S5838844B2 JP 48110344 A JP48110344 A JP 48110344A JP 11034473 A JP11034473 A JP 11034473A JP S5838844 B2 JPS5838844 B2 JP S5838844B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- shift register
- converter
- output
- time axis
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は例えばテープレコーダのワウ・ブラック補償に
適用して好適な信号処理装置に関する。
適用して好適な信号処理装置に関する。
第1図は、本発明をワウ・ブラック補償に適用した場合
の原理的構成を示し、第1図において、Tは磁気テープ
、Hは再生ヘッド、1は前置増巾器を示す。
の原理的構成を示し、第1図において、Tは磁気テープ
、Hは再生ヘッド、1は前置増巾器を示す。
磁気テープTには所定のオーディオ信号と例えば同一ト
ラックに、200H2の基準信号が記録されている。
ラックに、200H2の基準信号が記録されている。
このオーディオ信号は基準信号分離フィルタ2を介して
サンプリングホールド回路3に供給され、サンプリング
ホールド回路3の出力がAD変換器4に供給される。
サンプリングホールド回路3に供給され、サンプリング
ホールド回路3の出力がAD変換器4に供給される。
この、サンプリングホールド回路3にはサンプリングパ
ルス発生回路5からサンプリングパルスが供給される。
ルス発生回路5からサンプリングパルスが供給される。
ここで、サンプリングパルス発生回路5には基準信号分
離フィルタ2によって分離された基準信号が供給され、
基熟信号のワウ・フラッタに基<FM変調分だけサンプ
リングパルスがFM変調される。
離フィルタ2によって分離された基準信号が供給され、
基熟信号のワウ・フラッタに基<FM変調分だけサンプ
リングパルスがFM変調される。
従って、サンプリングホールド回路3の出力には、ワウ
・フラッタに基<FM変調の影響が除去されて実質的に
一定周期でサンプリングされたアナログ信号が得られる
。
・フラッタに基<FM変調の影響が除去されて実質的に
一定周期でサンプリングされたアナログ信号が得られる
。
そして、AD変換器4の出力はシフトレジスタ6に書き
込まれ、シフトレジスタ6の出力はスイッチング回路7
を介してDA変換器8に供給される。
込まれ、シフトレジスタ6の出力はスイッチング回路7
を介してDA変換器8に供給される。
この場合、スイッチング回路7は端子9からの一定周期
のクロックパルスによってスイッチング動作される。
のクロックパルスによってスイッチング動作される。
このようにすればDA変換器8の出力端子10には、ワ
ウ・フラッタによる時間軸変動分の低減されたアナログ
信号を得ることができる。
ウ・フラッタによる時間軸変動分の低減されたアナログ
信号を得ることができる。
然も、アナログ信号をAD変換してデジタル信号として
シフトレジスタ6に供給することにより、シフトレジス
タ6のS/Nが殊更良好でなくても良く、高品質のアナ
ログ信号の時間軸変動分の除去に適用することができる
。
シフトレジスタ6に供給することにより、シフトレジス
タ6のS/Nが殊更良好でなくても良く、高品質のアナ
ログ信号の時間軸変動分の除去に適用することができる
。
第2図及び第3図は上述の原理による本発明の一実施例
を示す。
を示す。
第2図において、11Aは例えばテープレコーダから再
生されたアナログ信号が供給される端子を示し、11B
はこのアナログ信号と等しくワウ・ブラックによるFM
変調をうけた基準信号から形成された第1のクロックパ
ルスの供給される端子を示し、11Cはこの基準信号の
FM変調分が除去された略々一定の周期の第2のクロッ
クパルスの供給される端子を示す。
生されたアナログ信号が供給される端子を示し、11B
はこのアナログ信号と等しくワウ・ブラックによるFM
変調をうけた基準信号から形成された第1のクロックパ
ルスの供給される端子を示し、11Cはこの基準信号の
FM変調分が除去された略々一定の周期の第2のクロッ
クパルスの供給される端子を示す。
第1及び第2のクロックパルスは第3図に示すようにし
て構成される。
て構成される。
つまり、テープレコーダ12から、本発明によるワウ・
フラッタ補償装置13にアナログ信号が供給される。
フラッタ補償装置13にアナログ信号が供給される。
また、このアナログ信号と等しくワウ・フラッタの影響
を受けた200Hzの基準信号が周波数逓培器14に供
給されると共に、位相比較回路15に供給される。
を受けた200Hzの基準信号が周波数逓培器14に供
給されると共に、位相比較回路15に供給される。
周波数逓培器14により、50〜60 KHzの第1ク
ロツクパルスが形成され、この第1のクロッパルスがワ
ウ・フラッタ補償装置の端子11Bに供給される。
ロツクパルスが形成され、この第1のクロッパルスがワ
ウ・フラッタ補償装置の端子11Bに供給される。
また、位相比較回路15には電圧制御形の可変周波数発
振器16の発振出力が供給される。
振器16の発振出力が供給される。
この可変周波数発振器16の発振周波数は、位相比較回
路15の出力電圧が低域通過フィルタ17を介して得ら
れる制御電圧によって制御される。
路15の出力電圧が低域通過フィルタ17を介して得ら
れる制御電圧によって制御される。
従って可変周波数発振器16からは、再生された基準信
号からワウ・フラッタによるFM変調分が除去された中
心周波数近傍の周波数成分の出力が得られる。
号からワウ・フラッタによるFM変調分が除去された中
心周波数近傍の周波数成分の出力が得られる。
この場合、低域通過フィルタ17を直流に近い極めて低
い周波数の制御電圧は通過するので、可変周波数発振器
16の出力は、基準信号と低周波成分即ちドリフト成分
では同様の変動を有したるものとなる。
い周波数の制御電圧は通過するので、可変周波数発振器
16の出力は、基準信号と低周波成分即ちドリフト成分
では同様の変動を有したるものとなる。
斯る可変周波数発振器6の出力は、周波数逓培器14と
同様の周波数逓培器18により50〜60KHzの第2
のクロックパルスとされ、ワウ・フラッタ補償装置13
の端子11Cに供給される。
同様の周波数逓培器18により50〜60KHzの第2
のクロックパルスとされ、ワウ・フラッタ補償装置13
の端子11Cに供給される。
さて、再び第2図を参照して本発明の一実施例について
、説明するに、端子11Aからのアナログ信号はサンプ
リントホールド回路3にて、端子11Bからのワウ・フ
ラッタによるFM変調分を含んだ第1のクロックパルス
によりサンプリングされる。
、説明するに、端子11Aからのアナログ信号はサンプ
リントホールド回路3にて、端子11Bからのワウ・フ
ラッタによるFM変調分を含んだ第1のクロックパルス
によりサンプリングされる。
そして第1のクロックパルスがサンプリングホールド回
路3のホールド用コンデンサの充電時間に相当する遅延
時間の遅延回路19を介して例えば帰還式逐次形のAD
変換器4にリセットパルスとして供給される。
路3のホールド用コンデンサの充電時間に相当する遅延
時間の遅延回路19を介して例えば帰還式逐次形のAD
変換器4にリセットパルスとして供給される。
AD変換器4ではこのリセットパルスが出て内部のフリ
ップフロップが全てリセットされてからスタートパルス
が発生し、サンプリングホールド回路3の出力電圧と内
部のDA変換器で形成されたアナログ電圧とが逐次比較
され、サンプリングホールド回路3の出力電圧が例えば
4ビツトの(8,4,2,1)コードに変換される。
ップフロップが全てリセットされてからスタートパルス
が発生し、サンプリングホールド回路3の出力電圧と内
部のDA変換器で形成されたアナログ電圧とが逐次比較
され、サンプリングホールド回路3の出力電圧が例えば
4ビツトの(8,4,2,1)コードに変換される。
このAD変換が終了すると、AD変換終了信号がAD変
換器4から発生する。
換器4から発生する。
このAD変換終了信号はワウ・フラッタによるFM変調
を受けた第1のクロックパルスと等しい周波数のものと
なる。
を受けた第1のクロックパルスと等しい周波数のものと
なる。
そしてAD変換器4からの4ビツトの(8,4,2゜1
)コードが並列に書込み回路20を介して、シフトレジ
スタ群6′のシフトレジスタ6A、6B。
)コードが並列に書込み回路20を介して、シフトレジ
スタ群6′のシフトレジスタ6A、6B。
6C,6Dの各々に供給される。
この書込み回路20はAD変換終了信号によって制御さ
れ、AD変換が終了して直ちに4ビツトのコードの各ビ
ットがシフトレジスタ6A〜6Dに書き込まれる。
れ、AD変換が終了して直ちに4ビツトのコードの各ビ
ットがシフトレジスタ6A〜6Dに書き込まれる。
このシフトレジスタ6A〜6Dは、入力及び出力がラン
ダムに夫々側々に動作できるものである。
ダムに夫々側々に動作できるものである。
また、上述のAD変換終了信号と端子11Cからの略々
一定周波数の第2のクロックパルスとがシフトレジスタ
制御部21に設けられている位相比較回路にて比較され
る。
一定周波数の第2のクロックパルスとがシフトレジスタ
制御部21に設けられている位相比較回路にて比較され
る。
この位相比較回路の比較出力によって、シフトレジスタ
群6′の各シフトレジスタ6A〜6Dの読出し番地が指
定される。
群6′の各シフトレジスタ6A〜6Dの読出し番地が指
定される。
つまり、AD変換終了信号の位相が、基準となる第2の
クロックパルスの位相と等しく比較出力が零のときは、
読出し番地が基準のものに指定される。
クロックパルスの位相と等しく比較出力が零のときは、
読出し番地が基準のものに指定される。
またAD変換終了信号の位相が進んでおり、比較出力が
正のときは、より出力側の番地即ちAD変換器4の出力
が書き込まれて読み出される迄の遅延時間がより長くな
る番地が指定され、逆にAD変換終了信号の位相が遅れ
ており、比較出力が負のときは、より入力側の番地即ち
AD変換器4の出力が書き込まれて読み出される迄の遅
延時間がより短かくなる番地が指定される。
正のときは、より出力側の番地即ちAD変換器4の出力
が書き込まれて読み出される迄の遅延時間がより長くな
る番地が指定され、逆にAD変換終了信号の位相が遅れ
ており、比較出力が負のときは、より入力側の番地即ち
AD変換器4の出力が書き込まれて読み出される迄の遅
延時間がより短かくなる番地が指定される。
このように、各シフトレジスタ6A〜6Dの第1ビツト
から読出し番地に到達する迄の時間をシフトレジスタ制
御部21に設けられている位相比較回路の比較出力で制
御すれば、アナログ信号のワウ・フラッタに基<FM変
調分即ち時間軸変動分を除去することができる。
から読出し番地に到達する迄の時間をシフトレジスタ制
御部21に設けられている位相比較回路の比較出力で制
御すれば、アナログ信号のワウ・フラッタに基<FM変
調分即ち時間軸変動分を除去することができる。
尚、AD変換終了信号は第1のクロックパルスのドリフ
ト成分を含むものであり、また前述のように第2のクロ
ックパルスはこれと等しいドリフ成分を含むものである
から、ドリフト成分の補償はなされない。
ト成分を含むものであり、また前述のように第2のクロ
ックパルスはこれと等しいドリフ成分を含むものである
から、ドリフト成分の補償はなされない。
これは、一般にテープレコーダのドリフト成分に相当す
るスピードむらは、その振巾が大きいために、仮にこの
ドリフト成分迄も完全に補償しようとした場合、シフト
レジスタとしてビット長が極めて長いものを使用せねば
ならず且つ読出し番地の指定が複雑となることを回避す
るためである。
るスピードむらは、その振巾が大きいために、仮にこの
ドリフト成分迄も完全に補償しようとした場合、シフト
レジスタとしてビット長が極めて長いものを使用せねば
ならず且つ読出し番地の指定が複雑となることを回避す
るためである。
実際に、ドリフト成分は聴感上では殆ど聞き分けること
ができないから、ドリフト成分を補償しなくても実用上
は差しつかえない。
ができないから、ドリフト成分を補償しなくても実用上
は差しつかえない。
上記のシフトレジスタ群6′の各シフトレジスタから並
列に読み出された4ビツトのコードは、各ピット毎にス
イッチ回路22を介してバッファ23に転送され、この
バッファ23に一時的に貯えられる。
列に読み出された4ビツトのコードは、各ピット毎にス
イッチ回路22を介してバッファ23に転送され、この
バッファ23に一時的に貯えられる。
スイッチ回路22は、シフトレジスタ制御部21よりの
制御信号で制御され、シフトレジスタ群6′にAD変換
器4からの4ビツトのコードが書き込まれ、読出し番地
が指定されて後、スイッチ回路22がオンとなって、シ
フトレジスタ群6′の出力が並列にバッファ23に転送
される。
制御信号で制御され、シフトレジスタ群6′にAD変換
器4からの4ビツトのコードが書き込まれ、読出し番地
が指定されて後、スイッチ回路22がオンとなって、シ
フトレジスタ群6′の出力が並列にバッファ23に転送
される。
バッファ23の出力は並列にDA変換器8にスイッチ回
路24を介して供給される。
路24を介して供給される。
スイッチ回路24は第1のクロックパルスに依りスイッ
チングされる。
チングされる。
斯くしてDA変換器8の出力端子10には、端子11A
から供給されたアナログ信号のワウ・フラッタによる時
間軸変動分が低減されたアナログ信号が得られる。
から供給されたアナログ信号のワウ・フラッタによる時
間軸変動分が低減されたアナログ信号が得られる。
このアナログ信号は低域通過フィルタを介して再生増巾
器等からなる再生系に供給される。
器等からなる再生系に供給される。
第4図は本発明の他の実施例を示し、シフトレジスタ6
に直列的にAD変換器4の出力を書き込み、読出しも直
列的に行なうようにしたものである。
に直列的にAD変換器4の出力を書き込み、読出しも直
列的に行なうようにしたものである。
つまり、AD変換器4の出力をシフトレジスタ6に書き
込む場合、書き込み側のスイッチ回路20′をワウ・フ
ラッタによるFM変調分を含んだAD変換終了信号によ
って制御し、AD変換器4の出力をワウ・フラッタによ
るFM変調分を除去してシフトレジスタ6に並べる。
込む場合、書き込み側のスイッチ回路20′をワウ・フ
ラッタによるFM変調分を含んだAD変換終了信号によ
って制御し、AD変換器4の出力をワウ・フラッタによ
るFM変調分を除去してシフトレジスタ6に並べる。
一方、シフトレジスタ6からの読出しは、シフトレジス
タ制御部21からワウ・フラッタによるFM変調分が除
去された第2のクロックパルスによって、読出し位置を
4ビツトだけずらすようにして行ない、これと連動して
読出し側のスイッチ回路22′を順次切換えることによ
ってなされる。
タ制御部21からワウ・フラッタによるFM変調分が除
去された第2のクロックパルスによって、読出し位置を
4ビツトだけずらすようにして行ない、これと連動して
読出し側のスイッチ回路22′を順次切換えることによ
ってなされる。
この場合、書込みと読出しとがタイミング的に重なった
ときは、書込みを優先し、読出しをその間遅らせるよう
にスイッチ回路22′をシフトレジスタ制御部21によ
って制御するようになす。
ときは、書込みを優先し、読出しをその間遅らせるよう
にスイッチ回路22′をシフトレジスタ制御部21によ
って制御するようになす。
そしてシフトレジスタ6から直列に読み出されたコード
がスイッチ回路22′を介してバッファ24に転送され
、バッファ24の内容がDA変換器8に供給される。
がスイッチ回路22′を介してバッファ24に転送され
、バッファ24の内容がDA変換器8に供給される。
斯る本発明の他の実施例によって、DA変換器8の出力
端子10にワウ・フラッタによるFM変調分が除去され
たアナログ信号が得られる。
端子10にワウ・フラッタによるFM変調分が除去され
たアナログ信号が得られる。
尚、説明の簡単なためテープレコーダから再生されたア
ナログ信号をサンプリングして4ビツトのコードに変換
するようにしたが、実際にはアナログ信号が13〜14
ビツトのコードに変換されるようになされる。
ナログ信号をサンプリングして4ビツトのコードに変換
するようにしたが、実際にはアナログ信号が13〜14
ビツトのコードに変換されるようになされる。
第1図は本発明の原理的構成図、第2図は本発明の一実
施例の構成図、第3図はその一部構成図、第4図は本発
明の他の実施例の構成図である。 3はサンプリングホールド回路、4はAD変換器、6,
6A〜6Dはシフトレジスタ、8はDA変換器である。
施例の構成図、第3図はその一部構成図、第4図は本発
明の他の実施例の構成図である。 3はサンプリングホールド回路、4はAD変換器、6,
6A〜6Dはシフトレジスタ、8はDA変換器である。
Claims (1)
- 1 時間軸変動分を含むアナログ入力信号を、上記時間
軸変動分と同一の変動分を含んだ基準信号より得た上記
時間軸変動分と同一の変動分を含んだ第1のスイッチン
グ信喜にてサンプリングし、このサンプリング信号をA
D変換し、このAD変換により得られたデジタル信号を
シフトレジスタに書き込み、上記基準信号のドリフト成
分とは同様の時間軸変動分を含むも、ワウ・フラッタに
よるFM変調成分の除去された第2のスイッチング信号
により上記シフトレジスタの内容を読み出してDA変換
器に供給し、このDA変換器から上記時間軸変動分が低
減されたアナログ出力信号を得るようにした信号処理装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP48110344A JPS5838844B2 (ja) | 1973-10-01 | 1973-10-01 | シンゴウシヨリソウチ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP48110344A JPS5838844B2 (ja) | 1973-10-01 | 1973-10-01 | シンゴウシヨリソウチ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5062013A JPS5062013A (ja) | 1975-05-27 |
JPS5838844B2 true JPS5838844B2 (ja) | 1983-08-25 |
Family
ID=14533364
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP48110344A Expired JPS5838844B2 (ja) | 1973-10-01 | 1973-10-01 | シンゴウシヨリソウチ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5838844B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2695167B2 (ja) * | 1987-11-10 | 1997-12-24 | キヤノン株式会社 | 記録再生装置 |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS4849415A (ja) * | 1971-10-23 | 1973-07-12 |
-
1973
- 1973-10-01 JP JP48110344A patent/JPS5838844B2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS4849415A (ja) * | 1971-10-23 | 1973-07-12 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5062013A (ja) | 1975-05-27 |
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