JPH1145446A - Auto-gain control circuit of servo loop - Google Patents

Auto-gain control circuit of servo loop

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JPH1145446A
JPH1145446A JP19901997A JP19901997A JPH1145446A JP H1145446 A JPH1145446 A JP H1145446A JP 19901997 A JP19901997 A JP 19901997A JP 19901997 A JP19901997 A JP 19901997A JP H1145446 A JPH1145446 A JP H1145446A
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JP19901997A
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Inventor
Shigeaki Wachi
滋明 和智
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Sony Corp
ソニー株式会社
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To make correction in accordance with a kind of a disk film unnecessary in which a response is not late even when a sufficient S/N is made so as to be obtained and to facilitate a quick changeover between read and write operations. SOLUTION: An open-loop transmission gain of a servo signal in a servo loop is measured and a loop gain is automatically controlled based on the measured open-loop transmission gain in this circuit. In this case, the circuit is provided with a gain controller 104 for controlling the loop gain, a measuring wave generating circuit 105 for generating a measuring waveform signal (C) for measuring the open-loop transmission gain, an adder 106 for adding the measuring waveform signal (C) to the servo signal, 1st and 2nd measuring wave detecting circuits 108 and 109 for detecting measuring waveform signals (A and B) obtained by such a way, for instance, that DFTs are connected in the cascade of more than two stages and the DFT calculation outputs are added to the above servo signal and a gain control part 111 for controlling the gain controller 104 based on the detected measuring waveform signals (A/B).

Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、例えばディスク状記録媒体に情報を記録し又は再生することが可能なディスク装置等のサーボ機構に関し、サーボ一巡伝達ゲインを一定に自動調整して良好なサーボ特性を得るためのオートゲインコントロール回路に関する。 The present invention relates to, for example relates to a servo mechanism of the disk device or the like capable of recording or reproducing information on the disc-shaped recording medium, good servo automatically adjusts the servo loop transfer gain constant about automatic gain control circuit for obtaining the characteristic.

【0002】 [0002]

【従来の技術】従来より、光ディスクに情報を記録し又は再生することが可能な光ディスク装置の光学ヘッドのフォーカスサーボやトラッキングサーボにおいては、記録、再生、消去の動作モードの違いによる光量変化や光ディスクの反射率等のパラメータ変動に対応するために、サーボ用エラー信号に対するサーボゲインを自動調整する手法がサーボオートゲインコントロール(以下、 Conventionally, in the focus servo and tracking servo of the optical head of optical disk apparatus to record or reproduce information on an optical disc, recording, reproducing, light amount change or an optical disk due to the difference in the erasing operation modes to accommodate parameter variations such as reflectance, method for automatically adjusting the servo gain for the servo error signal the servo automatic gain control (hereinafter,
オートゲインコントロールをAGCとする)として知られている。 Known the automatic gain control as the AGC).

【0003】上記サーボAGCの方式としては、フィードフォワード方式AGCと、バンドパスフィルタを使ったループゲイン測定方式AGCと、DFT(離散フーリエ変換)を使ったループゲイン測定方式AGCなどが知られている。 [0003] As a method of the servo AGC includes a feedforward system AGC, the loop gain measurement method AGC using a band-pass filter, a loop gain measurement method AGC using DFT (Discrete Fourier Transform) is known .

【0004】 [0004]

【発明が解決しようとする課題】上記フィードフォワード方式AGCの場合、光学ヘッドの4分割フォトディテクタの各フォトディテクタからの出力信号に対して所定の和演算を行って得た和信号を用いて、フォーカス又はトラッキングエラー信号を割り算し、AGC機能を持たせているが、和信号とそれら信号のゲインが比例せず、 For the feedforward type AGC [0008], using the sum signal obtained by performing a predetermined sum operation on the output signal from the photodetector 4-division photodetector of the optical head, focusing or dividing the tracking error signal, but made to have an AGC function, not proportional gain of the sum signal and their signal,
誤差が大きく、また光ディスクの膜の種類(ROMディスクや光磁気ディスク、ライトワンスディスク、相変化型ディスク等)によってその効果が変わり、補正が必要となっている。 Error is large, also the type of the optical disc of the membrane (ROM disc or a magneto-optical disk, a write once disk, a phase change type disk or the like) changes, the effect by correction are required.

【0005】上記バンドパスフィルタを使ったループゲイン測定方式AGCの場合、ゲイン測定用としてサーボ信号に挿入したサイン波等の外乱成分を、バンドパスフィルタを用いて抽出(検出)するようにしているため、 [0005] The loop gain measurement method AGC using the band-pass filter case, the disturbance component of the sine wave or the like inserted into the servo signal for the gain measuring, and to extract (detect) using a band pass filter For,
当該バンドパスフィルタの時定数で応答特性が決まり、 A time constant of the band-pass filter determines the response characteristics,
また充分なS/N(信号対雑音比)を得るようにすると応答が遅くなる。 The response and so as to obtain a sufficient S / N (signal to noise ratio) is slow. そのため、例えば急速なリード、ライトの切り替えなどが困難となっている。 Therefore, for example, rapid lead, such as the switching of the light is difficult.

【0006】上記DFT(離散フーリエ変換)を使ったループゲイン測定方式AGCの場合、DFT演算で外乱成分(測定用のサイン波等)の検出を行うが、DFTのS/Nが悪く、このためDFT演算が終わると再びDF [0006] The DFT case of loop gain measurement method AGC using (Discrete Fourier Transform), performs the detection of the disturbance component (sine wave or the like for measurement) in DFT operation, poor DFT of S / N, this order DFT operation is finished and again DF
T演算を行って平均化することを行ってS/Nを上げている。 And increasing the S / N by performing averaging performed T operation. この結果、充分なS/Nを得るようにすると応答が遅くなる。 As a result, the response and to obtain a sufficient S / N becomes slow.

【0007】そこで、本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、ディスクの膜の種類に応じた補正が不要で、充分なS/Nを得るようにしても応答が遅くならず、したがって急速なリード、ライトの切り替えなども容易となる、サーボループのオートゲインコントロール回路を提供することを目的とする。 [0007] The present invention has been made in view of such circumstances, an unnecessary correction in accordance with the type of the disc film, even to obtain a sufficient S / N not slow to respond , therefore rapid read, it is easy and switching of light, and an object thereof is to provide an automatic gain control circuit in the servo loop.

【0008】 [0008]

【課題を解決するための手段】本発明のオートゲインコントロール回路は、サーボループ内のサーボ信号の一巡伝達ゲインを測定し、その測定した一巡伝達ゲインに基づいてループゲインを自動調整するものであり、離散フーリエ変換演算を2段以上カスケードに接続し、当該各離散フーリエ変換演算出力を加算して、上記サーボ信号に加算されている一巡伝達ゲイン測定用の測定用波形信号を検出し、その検出した測定用波形信号に基づいてサーボループのゲインを調整することにより、上述した課題を解決する。 Automatic gain control circuit of the present invention According to an aspect of measures loop transfer gain of the servo signal in the servo loop, which automatically adjusts the loop gain based on the loop transfer gain and the measured connects the discrete Fourier transform operation in two or more stages cascaded, by adding the respective discrete Fourier transform operation output, detects a measurement waveform signal for loop transfer gain measurements are added to the servo signal, the detection by adjusting the gain of the servo loop based on the measurement waveform signal, to solve the problems described above.

【0009】すなわち、離散フーリエ変換演算を2段以上カスケードに接続し、各離散フーリエ変換演算出力を加算するようにすれば、サーボ信号に加算されている測定用波形信号が小レベルでも正しく検出可能となり、したがって、常に測定用波形信号を加算したオートゲインコントロール動作が可能となる。 [0009] That is, the discrete Fourier transform operation to connect to two or more stages cascaded, if so adding each discrete Fourier transform operation output, waveform signal for measurement which is added to the servo signal correctly even detectable in a small level next, therefore, automatic gain control operation becomes possible to always adding the measurement waveform signal. さらに、クロック周期で離散フーリエ変換演算結果が更新されるので、高速応答が可能となる。 Furthermore, since the discrete Fourier transform operation result is updated by the clock period, thereby enabling high-speed response.

【0010】また、本発明のオートゲインコントロール回路では、サーボ信号に加算した測定用波形信号と同じ周波数で且つ上記サーボループの位相量に依存した位相量の参照信号を用いた同期検波によって、そのサーボ信号に加算されている測定用波形信号を検出し、その検出した測定用波形信号に基づいてサーボループのゲインを調整することにより、上述した課題を解決する。 Further, in the automatic gain control circuit of the present invention, by synchronous detection using the phase of the reference signal depending on the amount of phase and the servo loop at the same frequency as the measurement waveform signal obtained by adding to the servo signal, the detecting a measurement waveform signal being added to the servo signal, by adjusting the gain of the servo loop based on the measurement waveform signal detection, to solve the problems described above.

【0011】すなわち、サーボ信号に加算した測定用波形信号と同じ周波数で且つ上記サーボループの位相量に依存した位相量の参照信号を用いた同期検波によって、 [0011] That is, by the synchronous detection using the phase of the reference signal depending on the amount of phase and the servo loop at the same frequency as the measurement waveform signal obtained by adding to the servo signal,
そのサーボ信号に加算されている測定用波形信号を検出するようにすれば、常にオートゲインコントロール動作が可能となる。 If to detect the measurement waveform signal being added to the servo signal, always allows automatic gain control operation.

【0012】 [0012]

【発明の実施の形態】以下、本発明の好ましい実施の形態について、図面を参照しながら説明する。 DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

【0013】図1には、本発明のオートゲインコントロール(AGC)回路が適用される一実施の形態としての光ディスク装置の概略構成を示す。 [0013] Figure 1 shows a schematic configuration of an optical disk apparatus according to an embodiment of the automatic gain control (AGC) circuit of the present invention is applied. なお、この図1の構成は、主にサーボ系のみを示し、信号処理系の図示は省略している。 The configuration of FIG. 1 mainly shows only a servo system, the illustration of the signal processing system are omitted.

【0014】この図1において、光ディスク100はスピンドルモータ101にて例えば線速度一定になるように回転駆動される。 [0014] In FIG. 1, the optical disc 100 is rotated so that, for example, a constant linear velocity by a spindle motor 101.

【0015】光学ヘッド102は、レーザ発振器、対物レンズ等の光学系、受光素子等を備えた光学ピックアップであり、回転する光ディスク100に照射されて反射されたレーザ光を上記受光素子にて受光して得た信号が、サーボ信号発生回路103に送られる。 [0015] The optical head 102 includes a laser oscillator, an optical system such as an objective lens, an optical pickup having a light receiving element or the like, the laser beam reflected is applied to the optical disk 100 to rotate and received by the light receiving element and obtained signal is sent to the servo signal generation circuit 103.

【0016】当該サーボ信号発生回路103は、上記光学ヘッド102からのフォーカスエラー信号やトラッキングエラー信号を取り出す。 [0016] The servo signal generation circuit 103 extracts a focus error signal and a tracking error signal from the optical head 102. これらフォーカスエラー信号、トラッキングエラー信号は、フォーカスサーボ、トラッキングサーボ用に使用されるため、以下の説明では、これらを纏めて単にサーボ信号と呼ぶことにする。 These focus error signal, a tracking error signal, since the focus servo is used for tracking servo, in the following description, simply referred to as a servo signal are collectively.

【0017】上記サーボ信号発生回路103からのサーボ信号S Aは、後述するゲイン調整器104及び加算器106を介して、サーボ処理回路107に送られる。 The servo signal S A from the servo signal generating circuit 103, via the gain adjuster 104 and the adder 106 will be described later, it is sent to the servo processing circuit 107. 当該サーボ処理回路107では、上記ゲイン調整器104 In the servo processing circuit 107, the gain adjuster 104
及び加算器106を介したサーボ信号S Bに基づいて、 And based on the servo signal S B through the adder 106,
上記光学ヘッド102においてフォーカスサーボやトラッキングサーボを行うためのドライブ信号を生成し、当該光学ヘッド102に供給する。 It generates a drive signal for performing focus servo and tracking servo in the optical head 102 is supplied to the optical head 102.

【0018】以上の構成により、サーボループが実現されている。 [0018] With the above arrangement, the servo loop is realized.

【0019】ここで、本実施の形態の光ディスク装置では、記録、再生、消去の動作モードの違いによる光量変化や光ディスクの反射率等のパラメータ変動におけるサーボ変動に対応するために、上記サーボ信号S Aに対するサーボゲインを自動調整するサーボオートゲインコントロール(サーボAGC)を行うようにしている。 [0019] Here, in the optical disk apparatus of this embodiment, the recording, reproducing, in order to correspond to the servo variations in parameter variations in the reflectivity or the like of the light amount change or an optical disk due to the difference in the erasing operation modes the servo signal S and to perform the servo automatic gain control (servo AGC) that automatically adjusts the servo gain for a.

【0020】本実施の形態においては、上記サーボAG [0020] In this embodiment, the servo AG
Cを行うために、上記サーボ信号S Aに対して後述する測定用波形信号(C)を加算(重畳)し、当該測定用波形信号(C)が加算されたサーボ信号S B (サーボループを一巡する前のサーボ信号S B )と当該サーボループを一巡した後のサーボ信号S Aとから、それぞれに加算されている測定用波形信号(A)及び(B)を検出し、 To do C, and the servo signal S measured waveform signal to be described later (C) is added (superimposed) to the A, the servo signal S B (servo loop to which the measurement waveform signal (C) is added from the servo signal before a round S B) and the servo signal S a after round the servo loop, detecting the measurement waveform signal being added to each (a) and (B),
それら信号(A)と信号(B)との比(A/B)を求め、当該比(A/B)の値が一定になるように、上記サーボ信号発生回路103からのサーボ信号S Aのゲインを調整するようにしている。 The ratio of those signals (A) and the signal (B) to (A / B) determined, so that the value of the ratio (A / B) is constant, the servo signal S A from the servo signal generating circuit 103 and to adjust the gain.

【0021】このようなサーボAGCを実現するために、当該光ディスク装置では、上記サーボ信号発生回路103とサーボ処理回路107との間に以下の構成を設けている。 [0021] In order to realize such a servo AGC, in the optical disk apparatus is provided with the following configuration between the servo signal generating circuit 103 and the servo processing circuit 107.

【0022】当該サーボAGCの構成において、ゲイン調整器104は、ゲインコントロール部111からのコントロール信号に応じて、上記サーボ信号S Aのゲインを調整するものである。 [0022] In the configuration of the servo AGC, gain adjuster 104, in accordance with a control signal from the gain control unit 111, and adjusts the gain of the servo signal S A. このゲイン調整器104を介したサーボ信号S Aは、加算器106及び第1の測定波検出回路108に送られる。 Servo signal S A through the gain adjuster 104 is sent to the adder 106 and the first measurement wave detection circuit 108.

【0023】加算器106にはまた、測定波発生回路1 [0023] The adder 106, the measurement wave generating circuit 1
05から発生された測定用波形信号(C)も供給されており、ここで上記サーボ信号S Aと上記測定用波形信号(C)との加算(すなわち重畳)が行われる。 Measurement waveform signal generated from 05 (C) also supplied, wherein the addition of the servo signal S A and the measurement waveform signal (C) (i.e., superimposed) is performed. なお、上記測定波発生回路105にて発生される測定波信号は、 The measurement wave signal generated by the measuring wave generating circuit 105,
サーボ信号からみた場合、外乱となる。 When viewed from the servo signal, the disturbance.

【0024】上記加算器106の出力すなわち測定用波形信号(C)が加算されたサーボ信号S Bは、上記サーボ処理回路107及び第2の測定波検出回路109に送られる。 The servo signal output or measured waveform signal (C) is added in the adder 106 S B is sent to the servo processing circuit 107 and the second measuring wave detection circuit 109.

【0025】上記サーボ処理回路107では、上記測定用波形信号が加算(重畳)されたサーボ信号S Bに基づいて上記光学ヘッド102を駆動することになり、また、上記サーボ信号発生回路103からは、上記測定用波形信号が加算(重畳)されたサーボ信号S Aが出力されることになる。 [0025] In the servo processing circuit 107, will be driving the optical head 102 based on the servo signal S B to the measurement waveform signal is added (superimposed), also from the servo signal generating circuit 103 , so that the servo signal S a of the measurement waveform signal is added (superimposed) is output.

【0026】上記第1の測定波検出回路108では、上記測定用波形信号が加算(重畳)されて一巡したサーボ信号S Aから上記測定用波形信号(A)を検出し、上記第2の測定波検出回路109では、上記測定用波形信号が加算(重畳)されたサーボ信号S Bから上記測定用波形信号(B)を検出する。 [0026] In the first measurement wave detection circuit 108, the measurement waveform signal to detect the addition (superimposed) has been round the servo signal S A above measurement waveform signal from (A), the second measurement the wave detection circuit 109, the measurement waveform signal to detect the addition (superimposing) servo signal S the measurement waveform signals from B (B).

【0027】上記第1、第2の測定波検出回路108、 [0027] The first, second measuring wave detection circuit 108,
109にてそれぞれ検出された測定用波形信号(A及びB)は、割り算器110に送られる。 Measurement waveform signals detected respectively at 109 (A and B) are sent to the divider 110. 当該割り算器11 The divider 11
0では、測定用波形信号(A及びB)の比(A/B)を求め、当該比(A/B)の値をゲインコントロール部1 0 In obtains the ratio of the measured waveform signal (A and B) (A / B), the ratio (A / B) gain control unit 1 the value of
11に供給する。 It supplies it to the 11.

【0028】ゲインコントロール部111では、上記比(A/B)が一定になるように、上記ゲイン調整器10 [0028] In the gain control unit 111, as described above ratio (A / B) is constant, the gain controller 10
4をコントロールする。 4 to control.

【0029】なお、上述の説明では、上記比(A/B) [0029] In the above description, the ratio (A / B)
を一定にするようなゲインコントロールを行う例を挙げているが、測定用波形信号(A)又は(B)の何れかが一定の基準値になるようにゲインコントロールを行うようにしても、上記同様のAGCが可能である。 The Although an example of performing gain control such that the constant, also one of the measurement waveform signal (A) or (B) so as to perform gain control so that the constant reference value, the it is possible to similar AGC. この詳細については後述する。 The details will be described later.

【0030】上述したようなサーボループ及びサーボA The above-described servo loop and the servo A
GCを実現する本実施の形態の光ディスク装置では、上記サーボAGCのループを常に動かし続けるようにしている。 In the optical disk apparatus of this embodiment to realize the GC, so that always continues to move the loop of the servo AGC.

【0031】ところで、このときのAGCループにおいて重要な点は、上記サーボ信号S AやS Bに重畳されている測定用波形信号(A及びB)を高速で且つS/N良く検出できるかどうかにかかっている。 By the way, if the key point in the AGC loop at this time, the servo signal S A and S measurement waveform signal superimposed on the B and (A and B) can and S / N be detected at high speed It rests on.

【0032】本発明実施の形態では、上記測定用波形信号(A及びB)を高速で且つS/N良く検出できる方法として、以下の2つの手法を採用可能となっている。 [0032] In the present invention embodiment, the measurement waveform signals (A and B) as a method capable and S / N be detected at high speed, and can adopt the following two methods.

【0033】その第1の検出手法では、上記S/Nの改善のために、上記測定用波形信号(C)として波数が複数からなるサイン波信号を用い、当該測定用波形信号(C)の検出に移動DFT(Descreat Fourier Transfor [0033] In the first detection method, in order to improve the S / N, using a sine wave signal wavenumber comprises a plurality as the measurement waveform signal (C), the measurement waveform signal (C) It moved to the detection DFT (Descreat Fourier Transfor
mation:離散フーリエ変換)演算を用いるようにする。 mation: to make use of the discrete Fourier transform) operation.
この移動DFT演算を用いれば、クロック周期でDFT With this movement DFT operation, DFT clock period
演算の結果が更新されるので高速応答が可能となる。 Since the result of the operation is updated thereby enabling high-speed response. なお、当該第1の検出方法に使用する移動DFTについての説明は後述する。 Incidentally, description of the mobile DFT used for the first detection method will be described later.

【0034】一方、第2の検出手法では、上記S/Nの改善のために、上記測定用波形信号(C)としてサイン波信号を用い、当該測定用波形信号(C)の検出に高感度位相検出器(PSD:フェーズセンシティブディテクタ)を使うようにする。 On the other hand, in the second detection method, in order to improve the S / N, using a sine wave signal as the measurement waveform signal (C), a high sensitivity for the detection of the measurement waveform signal (C) phase detector: to make use (PSD phase sensitive detector). このPSDを使って測定用波形信号を検出することにより、サーボAGCが常に動作可能となる。 By detecting the measurement waveform signal using the PSD, servo AGC is always operable. また、このPSDを使用する場合は、当該P Also, when using this PSD is the P
SDの後に続くローパスフィルタのカットオフ周波数を例えば500Hz程度に選ぶようにして高速応答可能とする。 Enabling high-speed response and to choose the cut-off frequency of the low pass filter following the SD, for example, about 500 Hz. なお、当該第2の検出方法に使用するPSDについての説明は後述する。 Incidentally, description of the PSD used for the second detection method will be described later.

【0035】上記第1の検出手法と第2の検出手法の何れを採用した場合でも、上記AGCのためには、前述したようにサーボループ一巡後のサーボ信号S Aから検出した測定用波形信号(A)とサーボループ一巡前のサーボ信号S Bから検出した測定用波形信号(B)の比(A [0035] Even when employing any of the first detecting method and second detecting method, for the AGC, the measurement waveform signal detected from the servo signal S A after round servo loop as described above (a) the ratio of the measurement waveform signal detected from the servo loop one round before the servo signal S B (B) (a
/B)を一定にするゲインコントロールを行うか、若しくは、上記測定用波形信号(A)又は(B)の何れかが一定の基準値になるようにゲインコントロールを行うようにする。 / B) whether to gain control to maintain a constant, or any of the measurement waveform signal (A) or (B) to perform the gain control so that a constant reference value.

【0036】以下に、上述した第1の検出手法と第2の検出手法の具体的な動作原理の説明を行うが、先ず、その動作原理の理解を容易にするための説明として「一巡伝達特性の基本的性質」と「通常のDFTの動作原理」 [0036] Hereinafter, a description of the concrete operation principle of the first detection method and a second detecting method described above, first, "open-loop transfer characteristic in the understanding of the operating principles as explained for facilitating the basic nature of "and" the principle of operation of the normal DFT "
について述べ、その後、「本発明にかかる上記波数が複数からなるサイン波信号を用いた移動DFTの動作(すなわち第1の検出手法)」、「PSD方式の検出の原理(第2の検出手法)」について順に述べる。 Described, then, "operation of the mobile DFT of the wave number in accordance with the present invention is used to sign wave signal comprising a plurality (i.e. first detection method)", "the principle of detection of the PSD type (second detection method) described in the order for ".

【0037】「一巡伝達特性の基本的性質」図2には、 [0037] FIG. 2 "fundamental nature of the open-loop transfer property",
上記図1のようなサーボループの一巡伝達特性の特性図を示す。 It shows a characteristic diagram of the loop transfer characteristics of the servo loop as FIG 1. この図2において、図中g 1 、g 2はゲイン(d In FIG. 2, reference numeral g 1, g 2 is the gain (d
B)、φは位相(ラジアン)を表し、g 1はゲインが低いとき、g 2はゲインが高いときを表している。 B), phi when represents the phase (rad), g 1 is the gain is low, g 2 represents the time gain is high. また、 Also,
図3には、図2に示す一巡伝達特性を有する装置のサーボ系の概念図を表している。 FIG 3 depicts a conceptual diagram of a servo system of the apparatus having the loop transfer characteristics shown in FIG.

【0038】この図3において、サーボ信号発生回路1 [0038] In FIG. 3, the servo signal generating circuit 1
は前記図1のサーボ信号発生回路103と同様に、フォーカスエラー信号やトラッキングエラー信号を検出してサーボ信号を生成する。 , Like the servo signal generating circuit 103 of FIG. 1, to detect a focus error signal and a tracking error signal for generating a servo signal. このサーボ信号発生回路1からのサーボ信号S Aは、加算器2に供給され、この加算器2にて前述した測定用波形信号(C)が加算(重畳)され、そのサーボ信号S Bが位相補償回路3に送られる。 Servo signal S A from the servo signal generating circuit 1 is supplied to an adder 2, the adder 2 by measuring the waveform signal described above (C) is added (superimposed), the servo signal S B phase It is sent to the compensation circuit 3.
この位相補償回路3にて位相補償がなされたサーボ信号S Bはアクチュエータ4に送られる。 The servo signal S B to phase compensation is made by the phase compensating circuit 3 is sent to the actuator 4. 当該アクチュエータ4では、ドライブ信号を生成してヘッドを駆動し、当該ヘッドからの信号により、上記サーボ信号発生回路1 In the actuator 4 to drive the head and generates a drive signal, the signal from the head, the servo signal generating circuit 1
がサーボ信号S Aを生成する。 There generating a servo signal S A. これによりサーボループの一巡伝達が完了する。 Thus the loop transfer of the servo loop is completed. また、このときのサーボ信号S The servo signal S at this time
Aは、サーボループを一巡し且つ上記測定用波形信号(C)が重畳されたサーボ信号となる。 A is a servo signal and the measurement waveform signal after searching servo loop (C) is superimposed.

【0039】この図3の構成では、上記サーボ信号S A [0039] In the configuration of FIG. 3, the servo signal S A
とサーボ信号S Bに含まれる測定用波形信号(A)と(B)の比(A/B)が一巡特性となり、サーボ信号発生回路(すなわちフォーカスエラー、トラッキングエラー信号検出回路)の係数Kは、レーザ光量、ディスク反射率等により変化する。 And becomes the ratio (A / B) is round characteristics of the measurement waveform signal included in the servo signal S B and (A) (B), a servo signal generation circuit (i.e. focus error, a tracking error signal detecting circuit) coefficient K is , changes by laser light amount, disc reflectivity, and the like.

【0040】ここで、ゲインg 1の時の、測定用波形信号(C)とサーボループを一巡した後の測定用波形信号(A)と一巡前の測定用波形信号(B)のベクトル図は、図4に示すようになる。 [0040] Here, when the gain g 1, vector diagram of the measurement waveform signal (C) and the measured waveform signal after one round of the servo loop (A) and round the previous measurement waveform signal (B) is , as shown in FIG. なお、この図4中のP 1 Incidentally, P 1 ~ in 4 FIG
5にて示す各番号は、図2中の測定ポイントP 1 〜P 5 Each number shown by P 5, the measurement points P 1 to P 5 in FIG. 2
と対応しており、図2の測定ポイントP 1 〜P 5の各点(周波数)でのそれぞれのベクトル図を表している。 And it corresponds, represent the respective vector diagram at each point (frequency) of the measurement points P 1 to P 5 of FIG. なお、それぞれベクトル的には、(Aのベクトル)+(C Note that each vector, the (vector of A) + (C
のベクトル)=(Bのベクトル)となっている。 Has become the vector) = (the vector of B). また、 Also,
A,B,Cは、図4に示した位相関係を有するサイン波である。 A, B, C is a sine wave having a phase relationship shown in FIG.

【0041】この図4から、ループ一巡後の測定用波形信号(A)と一巡前の測定用波形信号(B)との間の位相φの値(ラジアン)により、ベクトル図の型がどの象限になるか変化することが解る。 [0041] From FIG. 4, the value of the phase φ between the measurement waveform signals before round a measurement waveform signal after the loop round (A) (B) (radian), which quadrant the type of vector diagram it can be seen that to change or become.

【0042】また、図4中の番号P 1 〜P 5の各点(図2 Further, each point number P 1 to P 5 in FIG. 4 (FIG. 2
の各ポイントP 1 〜P 5 )における位相φは、ゲインがg Phase φ is gain g in each point P 1 to P 5) of
1からg 2に変わっても変化することはない。 It does not change even if changed from 1 to g 2. 例えばゲインg 1の前記一巡特性が(A/B)で、ゲインg 2の一巡特性が(A'/B')であるとしたとき、ゲインがg 1 For example, the open-loop characteristic of the gain g 1 is (A / B), when the open-loop characteristic of the gain g 2 is set to a (A '/ B'), the gain is g 1
とg 2の場合の図2のポイントP 1におけるベクトルを表す図5から、位相φはゲインがg 1からg 2に変わっても変化することはないことが解る。 And g from Figure 5 represents the vector at the point P 1 in FIG. 2 in the case 2, the phase φ is seen that does not gain varies even change from g 1 to g 2.

【0043】一方で、この図5から、ループ一巡前の信号(B)と信号(C)との間の位相ψの値(ラジアン) [0043] On the other hand, the value of the phase ψ between from FIG. 5, the loop one round before the signal (B) and signal (C) (radian)
は、ゲインg 1とg 2とで変化することが解る。 It is understood that changes in the gain g 1 and g 2. すなわち、ゲインg 1のときの位相ψとゲインg 2のときの位相ψ'とでは、|ψ|<|ψ'|となり、この差がゲインの差を生む。 That is, the phase [psi when the phase [psi and gain g 2 when the gain g 1 'is A, | ψ | <| ψ' | , and this difference produces a difference in gain. 例えば、図2のポイントP5を例に挙げると、図6に示すようになり、|ψ|<|ψ'|となってゲインに差が発生することが解る。 For example, taking as an example the point P5 in Fig. 2 becomes as shown in FIG. 6, | ψ | <| ψ '| and become a difference in gain is seen to occur. 逆に言えば、サーボ信号のゲインをコントロールすれば、位相ψを一定化できることになる。 Conversely, if the control gain of the servo signal, so that the phase ψ can kept constant.

【0044】以上が、一巡伝達特性の基本的性質であり、前述した本実施の形態では、上記サーボ信号のゲインをコントロールすることで、サーボループの安定化を図っている。 The above is the fundamental nature of the open-loop transfer characteristics, in the present embodiment described above, by controlling the gain of the servo signal, thereby stabilizing the servo loop.

【0045】「通常のDFTの動作原理」図7には、通常のDFT演算をFIR(Finite Impulse Response: [0045] In FIG. 7, "normal operation principle of the DFT", usually of the DFT calculates the FIR (Finite Impulse Response:
非巡回型)フィルタで実現する場合の構成を示す。 Showing the configuration for realizing a non-recursive) filter.

【0046】この図7において、端子10に入力されたデータは、各レジスタ11 0 〜11 n-1に順次移動してストアされる。 [0046] In FIG. 7, the data input to the terminal 10 is sequentially moved to store in the registers 11 0 ~11 n-1. これら各レジスタ11 0 〜11 n-1にてストアされたデータは、それぞれ係数乗算器12 0 〜12 nにてタップ係数a 0 〜a nが乗算され、係数乗算器14 0 Stored data thereof in the registers 11 0 to 11 n-1 is the tap coefficients a 0 ~a n in the coefficient multiplier 12 0 to 12 n respectively multiply the coefficient multiplier 14 0
14 nでタップ係数b 0 〜b nが乗算される。 Tap coefficient b 0 ~b n are multiplied by 14 n. タップ係数a 0 〜a nは図8の(1)に示すような波数が1つのサイン波の振幅に対応する値であり、タップ係数b 0 〜b nは図8の(2)に示すような波数が1つのコサイン波の振幅に対応する値である。 Tap coefficients a 0 ~a n is a value which the wave number corresponding to the amplitude of one sine wave as shown in (1) in FIG. 8, the tap coefficients b 0 ~b n is as shown in (2) in FIG. 8 a wave number is a value corresponding to the amplitude of a single cosine wave. 上記各係数乗算器12 0 〜12 n Each coefficient multipliers 12 0 to 12 n
の出力は総和加算器13にて総和が求められ、DFTの虚部が取り出される。 The output of the summation is determined by the sum adder 13, the imaginary part of the DFT is taken. また、各係数乗算器14 0 〜14 n Each coefficient multipliers 14 0 to 14 n
の出力は総和加算器15にて総和が求められ、DFTの実部が取り出される。 The output of the summation is determined by the sum adder 15, the real part of the DFT is taken. 上記総和加算器13の出力は2乗演算器16にてDFTの絶対値の2乗が求められ、上記総和加算器15の出力は2乗演算器17にてDFTの絶対値の2乗が求められる。 The output of the summation adder 13 the square of the absolute value of the DFT in square operator 16 is determined, the output of the summation adder 15 obtains the square of the absolute value of the DFT in square operator 17 It is. これら2乗演算器15、17 These square operator 15, 17
の各出力は総和加算器18にて加算された後、平方根演算器19にて平方根が求められ、端子20からDFTの演算結果がサンプルタイムのn倍に1回毎に取り出される。 After being added by each output sum adder 18, the square root is determined by the square-root calculator 19, calculation results of the DFT from the terminal 20 is taken out every one to n times the sampling time.

【0047】「本発明にかかる波数が複数からなるサイン波信号を用いた移動DFTの動作(すなわち第1の検出手法)」図9には、本発明にかかる波数が複数からなるサイン波を用いた移動DFT演算をFIR型フィルタで実現する場合の構成を示す。 [0047] The "operation (i.e., the first detection method) of the mobile DFT of wave numbers according to the present invention is used to sign wave signal consisting of plural" 9, use a sine wave wave number in accordance with the present invention consists of a plurality the movement DFT operation had shown a configuration for implementing an FIR filter.

【0048】この図9において、端子30に入力されたデータは、各レジスタ31 0 〜31 m-1に順次移動してストアされる。 [0048] In FIG. 9, data input to the terminal 30 is sequentially moved to store in the registers 31 0 ~31 m-1. これら各レジスタ31 0 〜31 m-1にてストアされたデータは、それぞれ係数乗算器32 0 〜32 mにてタップ係数a 0 〜a mが乗算され、係数乗算器34 0 Stored data thereof in the registers 31 0 to 31 m-1 is the tap coefficients a 0 ~a m in the coefficient multiplier 32 0 to 32 m each multiplication coefficient multipliers 34 0 to
34 mでタップ係数b 0 〜b mが乗算される。 Tap coefficient 34 m b 0 ~b m is multiplied. ここでのタップ係数a 0 〜a mは図10の(1)に示すような波数が複数からなるサイン波(N波のサイン波、N>2)の振幅に対応する値であり、タップ係数b 0 〜b mは図10の(2)に示すような波数が複数からなるコサイン波(N Here the tap coefficients in a 0 ~a m is a value corresponding to the amplitude of the sine wave wavenumber as shown consists of a plurality (1) (sine wave N wave, N> 2) of FIG. 10, the tap coefficients b 0 ~b m cosine wave wave number, as shown in (2) in FIG. 10 comprises a plurality (N
波のコサイン波、N>2)の振幅に対応する値である。 Cosine wave of the wave is a value corresponding to the amplitude of the N> 2).
上記各係数乗算器32 0 〜32 mの出力は総和加算器33 Each coefficient multipliers 32 0 to 32 m is the output of the summation adder 33
にて総和が求められ、DFTの虚部が取り出される。 Sum is determined by the imaginary part of the DFT is taken. また、各係数乗算器34 0 〜34 mの出力は総和加算器35 The output of the coefficient multipliers 34 0 to 34C m is sum adder 35
にて総和が求められ、DFTの実部が取り出される。 Sum is determined by the real part of the DFT is taken. 上記総和加算器33の出力は2乗演算器36にてDFTの絶対値の2乗が求められ、上記総和加算器35の出力は2乗演算器37にてDFTの絶対値の2乗が求められる。 The output of the summation adder 33 is the square of the absolute value of the DFT in square operator 36 is determined, the output of the summation adder 35 obtains the square of the absolute value of the DFT in square operator 37 It is. これら2乗演算器35、37の各出力は総和加算器38にて加算された後、平方根演算器39にて平方根が求められ、端子40からDFT演算結果がサンプルクロック毎に取り出される。 After each of these outputs of the square operator 35 and 37 that are added by summation adder 38, the square root is determined by the square-root calculator 39, DFT operation results from the terminal 40 is taken out for each sample clock.

【0049】言い換えれば、本発明にかかる当該図9に示すFIR型フィルタは、図7に示したような1波分のサイン波及びコサイン波の振幅に対応するタップ係数を用いたFIR型フィルタを、2段以上カスケード接続したものである。 [0049] In other words, the FIR filter shown in the figure 9 according to the present invention, a FIR filter with tap coefficients corresponding to 1 sine wave and the amplitude of the cosine wave of Namibun as shown in FIG. 7 it is obtained by cascading two or more stages.

【0050】図11には、上記図7及び図8に示したような1波分のサイン波及びコサイン波の振幅に対応するタップ係数を用いた場合の移動DFT出力(図11の(1))と、2波分のサイン波及びコサイン波の振幅に対応するタップ係数を用いた場合の移動DFT出力(図11の(2))と、上記図9及び図10に示したような3波分のサイン波及びコサイン波の振幅に対応するタップ係数を用いた場合の移動DFT出力(図11の(3))の具体例を挙げる。 [0050] Figure 11 is moved DFT output in the case of using a tap coefficient corresponding to the amplitude of the sine wave and cosine wave of 1 Namibun as shown in FIGS. 7 and 8 (in FIG. 11 (1) ), a movement DFT output in the case of using a tap coefficient corresponding to the sine wave and the amplitude of the cosine wave of 2 Namibun ((2 in FIG. 11)), three-wave as shown in FIGS. 9 and 10 specific examples of the movement DFT output in the case of using a tap coefficient corresponding to the amplitude of the frequency of the sine wave and cosine wave ((3 in FIG. 11)). この図11から、サイン波及びコサイン波の波数が多くなるほど、良好な移動DF From FIG. 11, larger the wave number of the sine wave and cosine wave, good movement DF
T出力が得られることが解る。 It can be seen that the T output is obtained.

【0051】「PSD方式の検出の原理(第2の検出手法)」前述したような測定用波形信号(C)(実際にはCsinωt)を、例えばループ一巡前のサーボ信号S Bに重畳したときの当該測定用波形信号(B)(実際にはB [0051] "Principle (second detection method) Detection of PSD method" measurement waveform signal as described above and (C) (actually Csinomegati), for example, when superimposed on the loop one round before the servo signals S B the measurement waveform signal (B) (in reality B
sin(ωt+ψ))の振幅を、上記PSDによって検出する際の検出法を以下に述べる。 The amplitude of sin (ωt + ψ)), described below detection method when detected by the PSD.

【0052】ここで、前記測定用波形信号(C)(実際にはCsinωt)と上記一巡前の信号測定用波形信号(B)(実際にはBsin(ωt+ψ))とは、式(1) [0052] Here, the a measurement waveform signal (C) (actually Csinomegati) and the one round before the signal measurement waveform signal (B) (actually Bsin (.omega.t + [psi)) of the formula (1)
に示すような関係を有する。 Have a relationship such as that shown in.

【0053】 Csinωt×Bsin(ωt+ψ) =(1/2)BC{cosψ−cos(2ωt−ψ)} 式(1) 当該式(1)の意味する所は、図12の(1)に示すような周波数fの信号(B)(実際にはBsin(ωt+ [0053] Csinωt × Bsin (ωt + ψ) = (1/2) BC {cosψ-cos (2ωt-ψ)} Formula (1) where means of the formula (1) is, as shown in (1) in FIG. 12 a frequency f of the signal (B) (in practice Bsin (.omega.t +
ψ))と上記信号C(実際にはCsinωt)とを図13 Figure and [psi)) and the signal C (actually Csinωt) 13
に示すように掛け算して得た積成分が、図12の(2) Product component obtained by multiplying, as shown in the, in FIG. 12 (2)
に示すような低域成分(DC及びその近傍の成分)と上記周波数fの2倍の高周波成分2fに分離することを意味している。 It is meant to separate the double frequency component 2f of the frequency f and the low frequency component (DC and components in the vicinity thereof) as shown in.

【0054】上記信号(B)には、図12の図中斜線部で示すように、サーボ信号の広範囲周波数ノイズ成分を含んでいるが、図12の(2)に示すようなカットオフ周波数fcのローパスフィルタによって、上記低域成分にローパス特性を加味すれば、精度の良い測定用波形信号(B)の振幅が得られることになる。 [0054] to the signal (B), as indicated by hatched portions in FIG. 12, but includes a wide range frequency noise component of the servo signal, the cut-off frequency fc as shown in FIG. 12 (2) the low-pass filter, if considering the low-pass characteristic on the low frequency components, so that the amplitude of the high-accuracy measurement waveform signal (B) is obtained. なお、このときローパスフィルタの帯域を低くするほど、S/Nが向上し、正しい振幅値が得られるが、応答性は悪くなる。 Incidentally, the more the time low-band of the low-pass filter, to improve the S / N, but the correct amplitude value is obtained, responsiveness deteriorates. この技術はPSDとして公知である。 This technique is known as PSD.

【0055】本発明においては、上記周波数fを5KH [0055] In the present invention, 5KH the above-mentioned frequency f
z程度、上記ローパスフィルタのカットオフ周波数fc About z, of the low-pass filter cut-off frequency fc
を500Hz程度に選ぶことで、S/Nと即応性の両立を可能としている。 By choosing to about 500 Hz, thereby enabling the compatibility of readiness and S / N.

【0056】更に、この演算で気を付ける点は、前記測定ポイントP 1 〜P 5の位相φの値により、ベクトル図がどの象限に描かれるかである。 [0056] Furthermore, the point to be careful in this calculation, the value of the phase φ of the measuring points P 1 to P 5, is either drawn into which quadrant the vector diagram.

【0057】速い応答を必要とする場合は、なるべく測定周波数の高い前記P 5の測定ポイントにするのが望ましい。 [0057] If you need a fast response, it is desirable to possible measurement points higher measuring frequency the P 5. この測定ポイントP 5のときは、図14に示すように、ベクトル図が第4象限に描かれることになる。 When this measurement points P 5, as shown in FIG. 14, so that the vector diagram is depicted in the fourth quadrant.

【0058】ここで、前記測定用波形信号(A), [0058] Here, the measurement waveform signal (A),
(B),(C)と位相φの関係を、当該図14に示す測定ポイントP 5で解析すると、下式のようになる。 (B), and the relationship between the phase phi, when analyzed by measurement points P 5 shown in the Figure 14, so that the following equation (C).

【0059】 Bcosφ=x 式(2) √(C 2 −B 2 sin 2 φ)=y 式(3) x−y=A 式(4) ∴ Bcosφ−√(C 2 −B 2 sin 2 φ)=A 式(5) ループ一巡後のゲインgは、g=A/Bであるので、 g=A/B={Bcosφ−√(C 2 −B 2 sin 2 φ)}/B 式(6) =cosφ−√((C 2 −B 2 )-sin 2 φ)) 式(7) 上記各式中のcosφ,sinφは、各周波数fのポイントで略々一定の値をとる。 [0059] Bcosφ = x formula (2) √ (C 2 -B 2 sin 2 φ) = y Equation (3) x-y = A formula (4) ∴ Bcosφ-√ ( C 2 -B 2 sin 2 φ) = gain g of a (5) loop after one round, since it is g = a / B, g = a / B = {Bcosφ-√ (C 2 -B 2 sin 2 φ)} / B (6) = cosφ-√ ((C 2 -B 2) -sin 2 φ)) equation (7) above cos [phi in each formula, sin [phi takes a substantially constant value at the point of the frequency f. 測定用波形信号(C)も、予め与えられるサイン波信号であるので、一定の値をとる。 Measurement waveform signal (C) also, since a sine wave signal given in advance, it takes a constant value. したがって一巡前の測定用波形信号(B)の値が一定値となれば、式(7)は一定のゲインとなる。 Thus if the value of one round before the measurement waveform signal (B) is a constant value, the formula (7) is a constant gain. 一巡前の測定用波形信号(B)が大きければゲインgは大きくなることも式(7)は示している。 Gain g when one round prior to the measurement waveform signal (B) is large is larger also equation (7) shows. また、図から、位相ψもゲインgが大きくなると、大きくなることが解る。 Furthermore, from the figure, the phase ψ may gain g becomes large, it can be seen that increase.

【0060】一巡前の測定用波形信号(B)の値は、測定用波形信号(C)(実際にはCsinωtとなるサイン波)と同じ周波数成分の振幅であるので、この成分のみを求める必要がある。 [0060] The value one round before the measurement waveform signal (B), since the measurement waveform signal (C) (actually sine wave as a Csinomegati) is the amplitude of the same frequency component as necessary to obtain only the component there is. なお、第1の検出手法にて説明したようなDFTを使って当該成分を求めるようにした場合、メモリ容量を消費することになるので、この第2の検出手法のように、PSDとローパスフィルタとを組み合わせるようにすればメモリ容量を消費せずに良い特性を実現できる。 Note that when the seek the components using DFT as described in the first detection method, it means that consume memory capacity, as in the second detection method, PSD and a low pass filter if to combine the door it can be realized good characteristics without consuming the memory capacity.

【0061】ここで、演算のための参照信号をCsinω [0061] Here, Csinomega a reference signal for the operation
tとすると、このような場合、ゲインgが大きくなると位相ψが大きくなり、cosψの値は小さくなる。 When t, this case, the phase ψ increases the gain g becomes large, the value of cosψ decreases. 前記式(1)より一巡前の信号(B)を求める場合、当該一巡前の信号(B)が大きくなると同時にcosψが小さくなり、BCcosψの値が相殺する虞がある。 When seeking from one round before the signal (B) Formula (1), the one round before the signal (B) is increased when cosψ decreases at the same time, there is a possibility that the value of BCcosψ will offset. したがって測定ポイントP 5の領域、つまり、位相φが0度を過ぎる場合には、演算信号として、図15に示すように、測定用波形信号(C)より90度位相の廻った信号(D)を使うことにより上記矛盾は解決される。 Thus the region of the measurement points P 5, that is, when the phase φ passes the 0 °, as the operation signal, as shown in FIG. 15, the measurement waveform signal (C) from 90 degree phase of traveling around the signal (D) the conflict is solved by using a.

【0062】なお、DSP(ディジタルシグナルプロセッサ)を用いて演算を行う場合には、測定用波形信号C [0062] Incidentally, when performing a calculation using a DSP (digital signal processor), the measurement waveform signal C
と任意の位相差信号は、ポインタの指定で容易に実現可能である。 Any phase difference signal can be easily realized by the specified pointer.

【0063】図16には、上記PSD方式の検出原理を適用すると共に、例えば信号(B)を一定の基準値になるようにゲインコントロールを行うようにした場合の光ディスク装置のサーボ系の概念図を示す。 [0063] Figure 16 is configured to apply the detection principle of the PSD type, for example, signals the servo system the concept of an optical disk apparatus in the case where the (B) to perform the gain control so that a constant reference value Figure It is shown.

【0064】この図16において、サーボ系64からのサーボ信号は、ゲイン調整器61に送られる。 [0064] In FIG. 16, the servo signal from the servo system 64 is sent to the gain controller 61. このゲイン調整器61では、全体のサーボループゲインをコントロールするゲインG Nの値を、G N =G 0・G Cと変更する。 In the gain adjuster 61, the value of the gain G N which controls the overall servo loop gain will be changed to G N = G 0 · G C . なお、G 0は前のステップ(一巡)で求めたG Nであり、そのゲインは1ステップ毎(一巡毎)に更新される。 Incidentally, G 0 is a G N obtained in the previous step (round), the gain is updated every 1 step (per round).

【0065】上記ゲイン調整器61から出力された信号は、加算器62において、測定波発生回路63からの測定用波形信号(Csinωt)と加算され、その加算信号が前記サーボ系64に送られると共に、乗算器65に送られる。 [0065] The signal output from the gain adjuster 61, the adder 62, is added to the measurement waveform signal from the measurement wave generating circuit 63 (Csinωt), together with the sum signal is sent to the servo system 64 and sent to the multiplier 65.

【0066】この乗算器65では、測定波発生回路66 [0066] In the multiplier 65, the measurement wave generating circuit 66
からの測定用波形信号(Ccosωt)号も供給され、したがって当該乗算器65では上記加算器62からの信号に測定用波形信号(Ccosωt)が乗算され、その信号がディジタルローパスフィルタ67に送られる。 Is also supplied measurement waveform signal (Ccosωt) No. from, thus the signal to the measurement waveform signal from the multiplier 65 in the adder 62 (Ccosωt) is multiplied, the signal is sent to the digital low-pass filter 67.

【0067】当該ディジタルローパスフィルタ67からの出力(1/2(BCsinψ))は、除算器68にて設定ゲインbと割り算される。 [0067] The output from the digital low-pass filter 67 (1/2 (BCsinψ)) is set gain b and division by divider 68. ここでは、上記ディジタルローパスフィルタ67からの出力(1/2(BCsinψ))が予め設定したゲインbより大きければ1より小さく、小さければ1 Here, the output from the digital low-pass filter 67 (1/2 (BCsinψ)) is less than 1 greater than the gain b that is set in advance, the smaller 1
より大きくなる割り算を行う。 Perform more larger division.

【0068】この除算器68にて得られた信号(G C [0068] The signal obtained in this divider 68 (G C =
b/(1/2(BCsinψ)))は、上記ゲイン調整器61にコントロール信号として送られる。 b / (1/2 (BCsinψ))) it is sent as a control signal to the gain controller 61.

【0069】上述したような演算を行うことにより、サーボループのゲインは常に一定のゲインに保たれる。 [0069] By performing the operation as described above, the gain of the servo loop is always kept at a constant gain. なお、このサーボループのゲイン可変スピードはローパスフィルタの応答速度となる。 The gain variable speed of the servo loop becomes the response speed of the low-pass filter. また、この演算は、メモリレスのリアルタイム演算で行われるので、IIR(Infi Moreover, this operation, since the run on a real-time operation of the memory-less, IIR (INFI
nite Impulse Response:巡回型)ローパスフィルタに数ワード分のメモリ容量を使う他には一切のメモリ容量が不要である。 nite Impulse Response: In addition to use the memory capacity of a few words to the cyclic type) low-pass filter is all of the memory capacity is not required.

【0070】以上説明したように、本発明実施の形態によれば、ディスクの反射率に違いや、装置の動作モードなどによらず、安定にサーボ動作が行え、したがって、 [0070] As described above, according to the embodiment of the present invention embodiment, a difference in the reflectivity of the disk and, irrespective like the operation mode of the apparatus, stable servo operation is performed, therefore,
動作の安定化による装置の高性能化が可能で、マルチメディア対応が容易になる。 Possible performance of the device due to stabilization of the operation, multimedia is facilitated.

【0071】なお、上述の説明では、光ディスク装置のサーボ系を例に挙げたが、本発明はあらゆる装置のサーボ系に適用可能である。 [0071] In the above description, but cited servo system of an optical disk device as an example, the present invention is applicable to a servo system of any device. また、本発明は特に光ディスク装置においてその効果が大きい。 Further, the present invention is the effect is large particularly in the optical disc apparatus. すなわち光ディスク装置は、近年、マルチメディア化、マージンレス設計等の傾向により、そのサーボに対して色々なメディア対応と精度向上が特に望まれており、この要求に対して、従来はオフラインAGCと、メディアにより、サーボ用ソフトウェアをタウンロードし直すことは行われてきたが、 That optical disc apparatus, in recent years, multimedia, the tendency of such margin-less design, the various media response and accuracy to the servo has been particularly desired, for this request, conventionally offline AGC, by the media, but it has been done to re-town load the servo software,
オンラインAGCは実用化されていない。 Online AGC has not been put into practical use. この原因は、 The reason for this is,
リアルタイムゲイン検出機構のS/Nとその即応性が両立せず、サーボ動作中のAGCが困難であったためである。 The S / N of the real-time gain detecting mechanism without its readiness to achieve both, because AGC in the servo operation is difficult. これに対して、本発明によれば、マルチサイン波移動DFT又はPSDを使い、上記欠点を改善することが可能となっている。 In contrast, according to the present invention, uses of the multi sine wave movement DFT or PSD, it is possible to improve the above drawbacks. また、本発明にかかる手法をDSP Also, DSP techniques according to the present invention
にて実現すれば、そのための追加ハードウェアは不要である。 If realized by, additional hardware for that is not required.

【0072】 [0072]

【発明の効果】以上の説明で明らかなように、離散フーリエ変換演算を2段以上カスケードに接続し、当該各離散フーリエ変換演算出力を加算して、上記サーボ信号に加算されている一巡伝達ゲイン測定用の測定用波形信号を検出し、その検出した測定用波形信号に基づいてサーボループのゲインを調整すること、若しくは、サーボ信号に加算した測定用波形信号と同じ周波数で且つ上記サーボループの位相量に依存した位相量の参照信号を用いた同期検波によって、そのサーボ信号に加算されている測定用波形信号を検出し、その検出した測定用波形信号に基づいてサーボループのゲインを調整することにより、本発明のオートゲインコントロール回路を例えば光ディスク装置に適用した場合でも、ディスクの膜の種類に応じた補正が不要 As apparent from the above description, according to the present invention, to connect the discrete Fourier transform operation in two or more stages cascaded, by adding the respective discrete Fourier transform operation output, loop transfer gain which is added to the servo signal detecting a measurement waveform signal for measurement, adjusting the gain of the servo loop based on the measurement waveform signal detection, or, and the servo loop at the same frequency as the measurement waveform signal obtained by adding the servo signal by synchronous detection using the reference signal of the phase amount that depends on the phase amount, the is added to the servo signal is detected the measurement waveform signal is to adjust the gain of the servo loop based on the measurement waveform signal detection it means, even when applying the automatic gain control circuit of the present invention, for example, in an optical disk apparatus, unnecessary correction in accordance with the type of the disc of the membrane 、充分なS/Nを得るようにしても応答が遅くならず、急速なリード、ライトの切り替えも容易となる。 , Not slow response even to obtain a sufficient S / N, rapid lead, also switching of the light is facilitated.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】本発明の実施の形態の光ディスク装置のサーボ系の概略構成を示すブロック回路図である。 1 is a block circuit diagram showing the schematic configuration of the servo system in the form of an optical disk apparatus of the present invention.

【図2】一巡伝達特性の基本的性質の説明に用いる特性図である。 2 is a characteristic diagram used for explaining the basic properties of the open-loop transfer characteristics.

【図3】図2に示す一巡伝達特性を有する装置のサーボ系の概念説明に用いるブロック回路図である。 3 is a block circuit diagram used in the concept description of the servo system of the apparatus having the loop transfer characteristics shown in FIG.

【図4】測定用波形信号(C)とサーボループを一巡した後の測定用波形信号(A)と一巡前の測定用波形信号(B)のベクトル図である。 4 is a vector diagram of the measurement waveform signal (C) and the measured waveform signal after one round of the servo loop (A) and round the previous measurement waveform signal (B).

【図5】ゲインがg 1とg 2の場合の図2のポイントP 1 [5] point in Figure 2 when the gain is g 1 and g 2 P 1
におけるベクトル図である。 It is a vector diagram in.

【図6】ゲインがg 1とg 2の場合の図2のポイントP 5 [6] point in Figure 2 when the gain is g 1 and g 2 P 5
におけるベクトル図である。 It is a vector diagram in.

【図7】通常のDFT演算をFIRフィルタで実現する場合の構成を示す図である。 7 is a diagram showing a configuration for realizing the normal DFT operation in FIR filter.

【図8】図7のFIRフィルタの各タップ係数を説明するための図である。 8 is a diagram for explaining the tap coefficients of the FIR filter of FIG.

【図9】本発明にかかる波数が複数からなるサイン波を用いた移動DFT演算をFIR型フィルタで実現する場合の構成を示す図である。 Wave number in accordance with the present invention; FIG is a diagram showing a configuration for realizing the moving DFT calculation using the sine wave consisting of a plurality of an FIR filter.

【図10】図9のFIRフィルタの各タップ係数を説明するための図である。 10 is a diagram for explaining the tap coefficients of the FIR filter of FIG.

【図11】波数が異なるサイン波及びコサイン波の振幅に対応するタップ係数を用いた場合の移動DFT出力の具体例を説明するための波形図である。 11 is a waveform diagram for explaining a specific example of a mobile DFT output when wave number using the tap coefficient corresponding to the amplitude of different sine wave and cosine wave.

【図12】式(1)の意味説明に用いる図である。 12 is a diagram used to mean the description of formula (1).

【図13】Bsin(ωt+ψ)とCsinωtとを掛け算して積成分を求める構成を示す図である。 [13] by multiplying the Bsin and (ωt + ψ) Csinωt is a diagram showing a configuration of determining the product components.

【図14】測定ポイントP 5のときのベクトル図である。 14 is a vector diagram when measurement points P 5.

【図15】位相φが0度を過ぎた場合に演算信号として測定用波形信号(C)より90度位相の廻った信号(D)を使うことの説明に用いるベクトル図である。 [Figure 15] phase φ is a vector diagram for use in explanation of the use of signal (D) which traveling around the than 90 degree phase measurement waveform signal (C) as an operation signal when the past 0 degrees.

【図16】PSD方式の検出原理を適用すると共に、信号(B)を一定の基準値になるようにゲインコントロールを行うようにした場合の光ディスク装置のサーボ系の概念を説明するためのブロック回路図である。 [Figure 16] while applying detection principle of the PSD type, signal (B) a constant servo system block circuit for describing the concept of the optical disc device when to perform the gain control so that the reference value it is a diagram.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

100 光ディスク、 101 スピンドルモータ、 100 optical disk, 101 a spindle motor,
102 光学ヘッド、103 サーボ信号発生回路、 102 optical head, 103 a servo signal generation circuit,
104 ゲイン調整器、 105 測定波発生回路、 104 gain adjuster, 105 measuring wave generating circuit,
106 加算器、 107 サーボ処理回路、 108 106 adders, 107 a servo processing circuit, 108
第1の測定波検出回路、 109 第2の測定波検出回路、 110 割り算器、 111ゲインコントロール部 First measurement wave detection circuit, 109 second measuring wave detection circuit, 110 divider, 111 a gain control unit

Claims (6)

    【特許請求の範囲】 [The claims]
  1. 【請求項1】 サーボループ内のサーボ信号の一巡伝達ゲインを測定し、当該測定した一巡伝達ゲインに基づいてループゲインを自動調整するオートゲインコントロール回路において、 上記ループゲインを調整するゲイン調整手段と、 一巡伝達ゲイン測定用の測定用波形信号を発生する測定波発生手段と、 サーボ信号に上記測定用波形信号を加算する加算手段と、 離散フーリエ変換演算を2段以上カスケードに接続し、 1. A measured loop transfer gain of the servo signal in the servo loop, the automatic gain control circuit for automatically adjusting the loop gain based on the loop transfer gain and the measurement, and a gain adjustment means for adjusting said loop gain , connects the measuring wave generating means for generating a measurement waveform signal for loop transfer gain measuring, adding means for adding said measurement waveform signal to the servo signal, a discrete Fourier transform operation of two or more stages cascade,
    当該各離散フーリエ変換演算出力を加算して、上記サーボ信号に加算されている測定用波形信号を検出する測定波検出手段と、 上記検出した測定用波形信号に基づいて上記ゲイン調整手段をコントロールするコントロール手段とを有することを特徴とするサーボループのオートゲインコントロール回路。 By adding the respective discrete Fourier transform operation output, control and measuring wave detecting means for detecting a measurement waveform signal being added to the servo signal, the gain adjustment means based on the measurement waveform signal the detected automatic gain control circuit in the servo loop and having a control means.
  2. 【請求項2】 サーボループ内のサーボ信号の一巡伝達ゲインを測定し、当該測定した一巡伝達ゲインに基づいてループゲインを自動調整するオートゲインコントロール回路において、 上記ループゲインを調整するゲイン調整手段と、 一巡伝達ゲイン測定用の測定用波形信号を発生する測定波発生手段と、 サーボ信号に上記測定用波形信号を加算する加算手段と、 上記測定用波形信号と同じ周波数で且つ上記サーボループの位相量に依存した位相量の参照信号を用いた同期検波によって、上記サーボ信号に加算されている測定用波形信号を検出する測定波検出手段と、 上記検出した測定用波形信号に基づいて上記ゲイン調整手段をコントロールするコントロール手段とを有することを特徴とするサーボループのオートゲインコントロール回 2. A measuring loop transfer gain of the servo signal in the servo loop, the automatic gain control circuit for automatically adjusting the loop gain based on the loop transfer gain and the measurement, and a gain adjustment means for adjusting said loop gain a measuring wave generating means for generating a measurement waveform signal for loop transfer gain measuring, adding means for adding said measurement waveform signal to the servo signal, and the servo loop phase at the same frequency as the measurement waveform signal by synchronous detection using the phase of the reference signal depending on the amount, the measuring wave detecting means for detecting a measurement waveform signal being added to the servo signal, the gain adjustment based on the measurement waveform signal the detected automatic gain control of the servo loop times, characterized in that it comprises a control means for controlling the means .
  3. 【請求項3】 上記測定波検出手段を上記測定用波形信号の加算点の前後に配置し、 上記コントロール手段では、各々の測定波検出手段からの出力の比が一定になるように、上記ゲイン調整手段でのループゲインの調整量を逐次コントロールすることを特徴とする請求項1記載のサーボループのオートゲインコントロール回路。 The method according to claim 3 wherein said measuring wave detecting means disposed before and after the addition point of the measurement waveform signal, in the above control means, such that the ratio of the output from each of the measured wave detecting means becomes constant, the gain automatic gain control circuit of claim 1, wherein the servo loop, characterized in that the sequential control an adjustment amount of the loop gain of the adjustment means.
  4. 【請求項4】 上記測定波検出手段を上記測定用波形信号の加算点の前後に配置し、 上記コントロール手段では、各々の測定波検出手段からの出力の比が一定になるように、上記ゲイン調整手段でのループゲインの調整量を逐次コントロールすることを特徴とする請求項2記載のサーボループのオートゲインコントロール回路。 The method according to claim 4 wherein said measuring wave detecting means disposed before and after the addition point of the measurement waveform signal, in the above control means, such that the ratio of the output from each of the measured wave detecting means becomes constant, the gain automatic gain control circuit according to claim 2, wherein the servo loop, characterized in that the sequential control an adjustment amount of the loop gain of the adjustment means.
  5. 【請求項5】 上記測定波検出手段を上記測定用波形信号の加算点の前後に配置し、 上記コントロール手段では、何れか一方の測定波検出手段からの出力が、予め設定した値となるように、上記ゲイン調整手段でのループゲインの調整量を逐次コントロールすることを特徴とする請求項1記載のサーボループのオートゲインコントロール回路。 The method according to claim 5, wherein said measuring wave detecting means disposed before and after the addition point of the measurement waveform signal, in the above control means, so that the output from one of the measuring wave detection means, the preset value , the automatic gain control circuit of claim 1, wherein the servo loop, characterized in that the sequential control an adjustment amount of loop gain in the gain adjustment means.
  6. 【請求項6】 上記測定波検出手段を上記測定用波形信号の加算点の前後に配置し、 上記コントロール手段では、何れか一方の測定波検出手段からの出力が、予め設定した値となるように、上記ゲイン調整手段でのループゲインの調整量を逐次コントロールすることを特徴とする請求項2記載のサーボループのオートゲインコントロール回路。 The method according to claim 6 wherein the measuring wave detecting means disposed before and after the addition point of the measurement waveform signal, in the above control means, so that the output from one of the measuring wave detection means, the preset value , the automatic gain control circuit according to claim 2, wherein the servo loop, characterized in that the sequential control an adjustment amount of loop gain in the gain adjustment means.
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