JPH11312991A - Adaptive receiver - Google Patents
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- JPH11312991A JPH11312991A JP10134333A JP13433398A JPH11312991A JP H11312991 A JPH11312991 A JP H11312991A JP 10134333 A JP10134333 A JP 10134333A JP 13433398 A JP13433398 A JP 13433398A JP H11312991 A JPH11312991 A JP H11312991A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、所望波と不要波と
が到来した場合にも、データの伝送効率を低下させるこ
となく所望波を高精度で抽出できるアダプティブ受信装
置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an adaptive receiving apparatus capable of extracting a desired wave with high accuracy without reducing data transmission efficiency even when a desired wave and an unnecessary wave arrive.
【０００２】[0002]
【従来の技術】多量のデータを高速に伝送する無線通信
方式として、マルチキャリア伝送方式が提案されてい
る。マルチキャリア伝送方式は、送信データ系列を多数
に分割し、それぞれ異なる周波数のキャリア（以下、サ
ブキャリアという）を用いて伝送する方式である。１つ
のサブキャリア当たりのデータ伝送速度を遅くすること
によって、各サブキャリアの帯域幅が狭くなり、周波数
選択性フェージングの影響が低減される。2. Description of the Related Art As a wireless communication system for transmitting a large amount of data at high speed, a multicarrier transmission system has been proposed. The multi-carrier transmission scheme is a scheme in which a transmission data sequence is divided into a large number and transmitted using carriers of different frequencies (hereinafter, referred to as subcarriers). By reducing the data transmission rate per subcarrier, the bandwidth of each subcarrier is reduced, and the effect of frequency selective fading is reduced.
【０００３】又、このマルチキャリア伝送方式では、所
望波とその所望波の反射波等が受信される環境におい
て、正確にデータを再生するために、変調の最小単位で
あるシンボルの波形の一部と同一波形を繰り返すガード
期間が設けられている。反射波が所望波に対してこのガ
ード期間以下で遅延している場合には、１つのシンボル
期間において、所望波と反射波とが混在していても、ガ
ード期間の存在により、そのシンボル期間における２つ
の波は位相が異なることを除いては同一波となる。よっ
て、正確なシンボルを復調できる。In this multi-carrier transmission system, in an environment where a desired wave and a reflected wave of the desired wave are received, in order to accurately reproduce data, a part of a symbol waveform which is a minimum unit of modulation is used. And a guard period that repeats the same waveform as that of FIG. If the reflected wave is delayed from the desired wave by less than this guard period, even if the desired wave and the reflected wave are mixed in one symbol period, the presence of the guard period causes The two waves are identical except that they have different phases. Therefore, accurate symbols can be demodulated.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、反射波
が所望波に対してガード期間以上に遅延しているような
場合には、反射波の影響による波形歪みを除去すること
ができない。逆に、反射波の考えられる遅延時間を十分
に見て、ガード期間を長く設定すれば、反射波の影響に
よる波形歪みを除去可能であるが、ガード期間が長くな
るために、データの伝送効率が低下するという問題があ
る。However, when the reflected wave is delayed more than the guard period with respect to the desired wave, the waveform distortion due to the effect of the reflected wave cannot be removed. Conversely, if the guard period is set longer by sufficiently considering the possible delay time of the reflected wave, waveform distortion due to the influence of the reflected wave can be removed. Is reduced.
【０００５】さらに、複数の放送局から異なる情報の放
送波が受信されるような場合には、特定の放送局を選局
する必要がある。この場合には、放送局毎に異なる参照
信号を挿入して送信し、受信装置で参照信号が挿入され
ている期間の信号を抽出して、その信号が参照信号と等
しくなるように受信信号を補正することが行われてい
る。しかし、この方法は、伝送したい情報の他に、参照
信号をデータに挿入しなければならず、データの伝送効
率が低下するという問題がある。Further, when broadcast waves of different information are received from a plurality of broadcast stations, it is necessary to select a specific broadcast station. In this case, a different reference signal is inserted and transmitted for each broadcasting station, a signal in a period in which the reference signal is inserted is extracted by the receiver, and the received signal is extracted so that the signal becomes equal to the reference signal. Corrections have been made. However, this method has a problem in that a reference signal must be inserted into the data in addition to the information to be transmitted, and the data transmission efficiency decreases.
【０００６】本発明は、上記の課題を解決するために成
されたものであり、その目的は、データの伝送効率を低
下させることなく、所望波だけを高精度で受信できるよ
うにすることである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-mentioned problem, and an object of the present invention is to make it possible to receive only a desired wave with high accuracy without reducing data transmission efficiency. is there.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、デー
タに基づいて変調された信号において、時間間隔をおい
て同一波形が少なくとも２箇所に現れる無線伝送方式に
て使用されるアダプティブ受信装置において、電波を受
信するアンテナと、アンテナで受信された信号に信号処
理を施す信号処理装置と、受信信号から同一波形となる
期間の信号波形を抽出し、抽出された信号波形に基づい
て信号処理装置を制御する制御装置とから構成され、制
御装置は抽出された少なくとも２つの信号波形の誤差が
最小となるように、信号処理装置を制御することを特徴
とする。According to the first aspect of the present invention, there is provided an adaptive receiver for use in a wireless transmission system in which a signal modulated based on data has the same waveform appearing in at least two places at a time interval. , An antenna for receiving a radio wave, a signal processing device for performing signal processing on a signal received by the antenna, and extracting a signal waveform during a period of the same waveform from the received signal, and performing signal processing based on the extracted signal waveform And a control device for controlling the device, wherein the control device controls the signal processing device such that an error between at least two extracted signal waveforms is minimized.
【０００８】請求項２の発明は、アンテナは複数のアン
テナ素子から成るアレーアンテナで構成され、信号処理
装置は、それぞれのアンテナ素子で受信された信号に重
み付けを行う重み付け装置と、重み付けされた信号を合
成する合成器とから構成されることを特徴とする。According to a second aspect of the present invention, the antenna is constituted by an array antenna composed of a plurality of antenna elements, and the signal processing device comprises: a weighting device for weighting a signal received by each antenna element; And a synthesizer for synthesizing.
【０００９】請求項３の発明は、信号処理装置はアンテ
ナで受信された信号を複数の信号に分岐するための分岐
装置と、分岐された信号に対してそれぞれ異なる遅延を
与える遅延装置と、遅延装置から出力された信号に対し
て重み付けを行う重み付け装置と、重み付けされた信号
を合成する合成器とから構成されることを特徴とする。According to a third aspect of the present invention, there is provided a signal processing device comprising: a branching device for branching a signal received by an antenna into a plurality of signals; a delay device for giving different delays to the branched signals; It is characterized by comprising a weighting device for weighting a signal output from the device and a combiner for combining the weighted signals.
【００１０】請求項４の発明は、データに基づく変調
は、単一のキャリアを変調するものであり、同一波形は
時間間隔をおいて挿入される同一のプリアンブル信号で
あり、制御装置はプリアンブル信号を抽出して、異なる
時刻で抽出された少なくとも２つのプリアンブル信号の
誤差が最小となるように重み係数を制御することを特徴
とする。According to a fourth aspect of the present invention, the modulation based on the data modulates a single carrier, the same waveform is the same preamble signal inserted at intervals of time, and the control device transmits the preamble signal. And controlling the weighting coefficient such that an error between at least two preamble signals extracted at different times is minimized.
【００１１】請求項５の発明は、無線伝送方式は、分割
されたデータ列毎に異なる周波数のキャリアを変調し、
変調の単位であるシンボルの波形の一部と同一波形を繰
り返すガード期間の挿入されたマルチキャリア伝送方式
であり、同一波形はガード期間の波形と、その波形と同
一のシンボルの一部の波形であり、制御装置はガード期
間の信号波形と、それに対応するシンボルの一部の信号
波形を抽出し、その２つの信号波形の誤差が最小となる
ように重み係数を制御することを特徴とする。According to a fifth aspect of the present invention, in the wireless transmission system, a carrier of a different frequency is modulated for each divided data sequence,
This is a multi-carrier transmission method in which a guard period that repeats the same waveform as a part of the symbol waveform that is the unit of modulation is inserted, and the same waveform is the guard period waveform and a part of the same symbol waveform as the waveform. The control device extracts a signal waveform in a guard period and a signal waveform of a part of a symbol corresponding to the guard period, and controls a weight coefficient so that an error between the two signal waveforms is minimized.
【００１２】請求項６の発明は、制御装置は、抽出され
た信号波形の差信号の電力が最小となるようにパワーイ
ンバージョンアルゴリズム又は固有値展開アルゴリズム
に基づいて重み係数を決定することを特徴とする。According to a sixth aspect of the present invention, the control device determines the weight coefficient based on a power inversion algorithm or an eigenvalue expansion algorithm so that the power of the difference signal of the extracted signal waveform is minimized. I do.
【００１３】請求項７の発明は、制御装置は、抽出され
た信号波形の１つを参照信号とみなして、他方の信号波
形との間で、ＬＭＳ、ＲＬＳ、又は、ＳＭＩアルゴリズ
ムに基づいて重み係数を決定することを特徴とする。According to a seventh aspect of the present invention, the control device regards one of the extracted signal waveforms as a reference signal and weights the extracted signal waveform with the other signal waveform based on the LMS, RLS, or SMI algorithm. The coefficient is determined.
【００１４】[0014]
【発明の作用及び効果】請求項１の発明では、受信信号
から同一波形となる期間の信号波形が抽出され、抽出さ
れた少なくとも２つの信号波形の誤差が最小となるよう
に、受信信号が制御される。即ち、所望波だけ受信され
干渉波が受信されていない状態の場合には、抽出された
２つの信号波形が完全に同一となる。よって、所望波以
外に不要波も受信されている場合でも受信信号を処理し
て、このような状態を実現することで、所望波のみを抽
出することができる。この場合に、参照信号等の信号を
用いていないことから、データの伝送効率を低下させる
ことがない。このように、反射波や他の放送局からの不
要波が受信されている場合でも、所望波のみを正確に抽
出することができる。According to the first aspect of the present invention, a signal waveform in a period during which the same waveform is obtained is extracted from the received signal, and the received signal is controlled so that an error between at least two extracted signal waveforms is minimized. Is done. That is, when only the desired wave is received and no interference wave is received, the two extracted signal waveforms are completely the same. Therefore, even when an unnecessary wave other than the desired wave is received, the received signal is processed to realize such a state, whereby only the desired wave can be extracted. In this case, since no signal such as a reference signal is used, the data transmission efficiency is not reduced. As described above, even when a reflected wave or an unnecessary wave from another broadcast station is received, only a desired wave can be accurately extracted.
【００１５】請求項２の発明では、アレーアンテナを用
いて、各アンテナ素子で受信された信号に対して重み付
けた後、合成することで、抽出された少なくとも２つの
信号波形の誤差が最小となるようにすることができる。
この結果、干渉波が所望波と同時に受信されても、所望
波のみを抽出することができる。According to the second aspect of the present invention, the signals received by each antenna element are weighted using an array antenna and then combined to minimize the error of at least two extracted signal waveforms. You can do so.
As a result, even if the interference wave is received simultaneously with the desired wave, only the desired wave can be extracted.
【００１６】請求項３の発明では、アレーアンテナと同
一機能を果たすものとして、１つのアンテナ素子で受信
された信号を段階的に遅延させて、各段階の信号を出力
させている。この各段階の信号が各アレーアンテナ素子
の出力と等価となる。よって、請求項２と同様な効果が
ある。According to the third aspect of the present invention, the signal received by one antenna element is delayed stepwise so as to output the signal of each step assuming that the element has the same function as the array antenna. The signal at each stage is equivalent to the output of each array antenna element. Therefore, the same effect as that of the second aspect is obtained.
【００１７】請求項４の発明は、単一キャリアを用いた
伝送方式である。この方式には、通常、プリアンブル信
号がデータの先頭に設けられ、このプリアンブル信号は
データの送信毎に設けられるが、同一の信号である。よ
って、このプリアンブル信号を少なくとも２つ受信し
て、それらの波形誤差が最小となるように重み係数を決
定すれば、所望波だけが正確に抽出される状態を実現で
きる。A fourth aspect of the present invention is a transmission system using a single carrier. In this method, usually, a preamble signal is provided at the head of data, and this preamble signal is provided every time data is transmitted, but is the same signal. Therefore, if at least two preamble signals are received and the weighting factor is determined so that their waveform errors are minimized, a state where only the desired wave is accurately extracted can be realized.
【００１８】請求項５の発明は、ガード期間の挿入され
たマルチキャリア伝送方式である。この方式では、ガー
ド期間の波形はシンボルの一部の波形と完全に同一であ
る。よって、このガード期間の波形と、それに対応する
シンボルの一部の波形とを抽出して、両波形の誤差が最
小となるように受信信号を処理することで、両波形が一
致した受信状態を実現できる。即ち、不要波を除去した
受信状態を実現できるので、所望波だけを正確に抽出す
ることができる。A fifth aspect of the present invention is a multicarrier transmission system in which a guard period is inserted. In this method, the waveform of the guard period is completely the same as the waveform of a part of the symbol. Therefore, by extracting the waveform of the guard period and the waveform of a part of the symbol corresponding to the guard period and processing the received signal so that the error between the two waveforms is minimized, the reception state in which both waveforms match can be determined. realizable. That is, since a reception state in which unnecessary waves are removed can be realized, only desired waves can be accurately extracted.
【００１９】請求項６の発明では、抽出された信号波形
の差信号の電力が最小となるようにパワーインバージョ
ンアルゴリズム又は固有値展開アルゴリズムに基づいて
重み係数を決定することで、具体的に抽出された信号波
形が同一となるような受信状態を実現することができ
る。According to the sixth aspect of the present invention, the weight coefficient is determined based on the power inversion algorithm or the eigenvalue expansion algorithm so that the power of the difference signal of the extracted signal waveform is minimized. It is possible to realize a reception state in which the same signal waveform is obtained.
【００２０】請求項７の発明は、抽出された信号波形の
１つを参照信号とみなして、他方の信号波形との間で、
ＬＭＳ、ＲＬＳ、又は、ＳＭＩアルゴリズムに基づいて
重み係数を決定することで、具体的に抽出された信号波
形が同一となるような受信状態を実現することができ
る。According to a seventh aspect of the present invention, one of the extracted signal waveforms is regarded as a reference signal, and the extracted signal waveform is compared with the other signal waveform.
By determining the weighting factor based on the LMS, RLS, or SMI algorithm, it is possible to realize a reception state in which the specifically extracted signal waveforms are the same.
【００２１】[0021]
【発明の実施の形態】以下、本発明を具体的な実施例に
基づいて説明する。本発明は以下の実施例に限定される
ものではない。本方式は直交周波数分割多重のマルチキ
ャリア伝送方式である。符号化データに基づいて各サブ
キャリアが変調される。直交関係にある周波数のサブキ
ャリアがデータに従ってＤＱＰＳＫ方式で変調される。
次に、全サブキャリアの数を入力点数とするこれらの変
調信号のサンプリング値が逆フーリエ変換される。これ
により、直交周波数分割多重化された波形を表す時間列
データが得られる。この時間列データをＤ／Ａ変換する
ことで、直交周波数多重化されたベースバントの信号が
得られ、この信号で高周波の搬送波が変調されて送信さ
れる。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, the present invention will be described based on specific embodiments. The present invention is not limited to the following examples. This system is an orthogonal frequency division multiplexing multicarrier transmission system. Each subcarrier is modulated based on the encoded data. Subcarriers of frequencies having an orthogonal relationship are modulated by DQPSK according to data.
Next, the sampling values of these modulation signals having the number of all subcarriers as input points are subjected to inverse Fourier transform. As a result, time sequence data representing a waveform subjected to orthogonal frequency division multiplexing is obtained. By subjecting the time sequence data to D / A conversion, an orthogonal frequency multiplexed baseband signal is obtained, and a high-frequency carrier wave is modulated by this signal and transmitted.
【００２２】図１は、第１実施例に係るアダプティブ受
信装置の構成を示したブロック図であり、マルチキャリ
ア伝送方式にて無線伝送されたデータ系列を受信して、
その受信したデータ系列を処理することによって元のデ
ータ系列に再生する装置である。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the adaptive receiving apparatus according to the first embodiment, which receives a data sequence wirelessly transmitted by a multicarrier transmission method,
An apparatus that processes the received data sequence to reproduce the original data sequence.
【００２３】マルチキャリア伝送方式により複数（ｎ）
のサブキャリアにて送信されたキャリア群は、複数
（ｋ）本のアンテナ素子Ａ1 〜Ａk にて受信される。こ
れにより、送信局からの信号波（以下、所望波という）
と、それ以外の信号波、即ち、送信局からの信号波の反
射波や他の送信局からの信号波等（以下、所望波以外の
波を干渉波という）ｇ1 〜ｇk をアンテナ素子Ａ1 〜Ａ
k で受信することができる。以下、アンテナ素子Ａ1 〜
Ａk で受信された複数のサブキャリアからなる信号を広
帯域信号ｇ1 〜ｇk ど言う。A plurality (n) of multi-carrier transmission schemes
Are transmitted by a plurality of (k) antenna elements A1 to Ak. Thereby, a signal wave from the transmitting station (hereinafter, referred to as a desired wave)
And other signal waves, that is, reflected waves of signal waves from the transmitting station and signal waves from other transmitting stations (hereinafter, waves other than the desired wave are referred to as interference waves) g1 to gk are referred to as antenna elements A1 to A
k. Hereinafter, the antenna elements A1 to A1
Signals consisting of a plurality of subcarriers received by Ak are called wideband signals g1 to gk.
【００２４】アンテナ素子Ａ1 〜Ａk で受信された広帯
域信号ｇ1 〜ｇk は、それぞれ、信号処理装置２の重み
付け装置Ｅ１〜Ｅｋに入力する。各重み付け装置Ｅ１〜
Ｅｋは、制御装置４により決定された重み係数ｗ１〜ｗ
ｋにより各広帯域信号ｇ1 〜ｇk に対して重み付けを行
う。重み付けされた各広帯域信号は信号処理装置２の合
成器２２により合成されることにより、周波数特性が補
正された１つのキャリア群ｇとして出力される。The wideband signals g1 to gk received by the antenna elements A1 to Ak are input to weighting devices E1 to Ek of the signal processing device 2, respectively. Each weighting device E1
Ek is the weight coefficient w1 to w determined by the control device 4.
Each of the wideband signals g1 to gk is weighted by k. Each of the weighted wideband signals is combined by the combiner 22 of the signal processing device 2 to be output as one carrier group g whose frequency characteristics have been corrected.
【００２５】周波数特性が補正されたキャリア群ｇは、
分波器３にて各サブキャリア毎に分波される。つまり、
波形歪みが補償された各サブキャリア毎の信号Ｓ1 〜Ｓ
n が復調器５に出力される。一方、合成器２２の出力信
号ｇは抽出装置７に入力する。The carrier group g whose frequency characteristics have been corrected is
The demultiplexer 3 demultiplexes each subcarrier. That is,
Signals S1 to S for each subcarrier in which waveform distortion has been compensated
n is output to the demodulator 5. On the other hand, the output signal g of the synthesizer 22 is input to the extraction device 7.
【００２６】復調器５は周波数特性が補正され各サブキ
ャリア毎の信号Ｓ1 〜Ｓn に分波されたＤＱＰＳＫ変調
信号を、各サブキャリア毎に復調して低速のデータ列Ｌ
1 〜Ｌn に変換する。変換された低速のデータ列Ｌ1 〜
Ｌn は並直列変換器６に入力され並直列変換器６にて元
の送信データ系列Ｄに再生されて出力される。このよう
に、受信された複数の広帯域信号ｇ1 〜ｇk が信号処理
されて周波数特性の補正された１つのキャリア群ｇを得
て、そのキャリア群ｇを各サブキャリア毎に復調し、さ
らに並直列変換をすることにより元のデータ系列Ｄに再
生される。The demodulator 5 demodulates the DQPSK modulated signal whose frequency characteristics have been corrected and is demultiplexed into the signals S1 to Sn for each subcarrier for each subcarrier, and outputs a low-speed data stream L
1 to Ln. The converted low-speed data string L1
Ln is input to the parallel-to-serial converter 6, where the parallel-to-serial converter 6 reproduces the original transmission data sequence D and outputs it. As described above, the received wideband signals g1 to gk are subjected to signal processing to obtain one carrier group g whose frequency characteristics have been corrected, and the carrier group g is demodulated for each subcarrier. The original data series D is reproduced by the conversion.
【００２７】分波器３は直並列変換器３５および高速フ
ーリエ変換装置( 以下，FFT 演算装置と呼ぶ。) ３６よ
り構成されている。直並列変換器３５は、合成器２２か
ら出力される直列の信号を一定区間毎に切り出し、並列
データに変換する。FFT 演算装置３６は直並列変換器３
５の出力する並列データに対してFFT 演算処理を行うこ
とによって各サブキャリア毎の成分に分離する。即ち、
直並列変換器３５により切り出されたデータに対してFF
T 演算処理を行うことから、直並列変換器３５は、いわ
ゆるFFT ウィンドウの働きをしている。図２に示すよう
に、このFFT ウィンドウによって切り出すタイミングを
所望波のデータのタイミングに一致させている。図２に
示すFFT ウィンドウにより抽出するタイミングは、信号
に含まれている基準シンボル等を用いて決定される。The demultiplexer 3 comprises a serial-parallel converter 35 and a fast Fourier transform device (hereinafter, referred to as an FFT operation device) 36. The serial-parallel converter 35 cuts out the serial signal output from the synthesizer 22 for each predetermined interval, and converts it into parallel data. The FFT operation unit 36 is a serial-parallel converter 3
By performing the FFT operation on the parallel data output from No. 5, it is separated into components for each subcarrier. That is,
FF is applied to the data cut out by the serial / parallel converter 35.
Since the T arithmetic processing is performed, the serial-parallel converter 35 functions as a so-called FFT window. As shown in FIG. 2, the timing of clipping by the FFT window is matched with the timing of data of a desired wave. The timing to be extracted by the FFT window shown in FIG. 2 is determined using a reference symbol or the like included in the signal.
【００２８】マルチキャリア伝送方式においては、遅延
波対策として、送信側でガード期間を挿入している。ガ
ード期間は、図２に示すように、送信側で、変調の最小
単位であるシンボル（変調の最小単位である送信デー
タ）毎に、その直前にシンボルの波形の一部を付加する
期間である。In the multicarrier transmission system, a guard period is inserted on the transmitting side as a measure against delay waves. As shown in FIG. 2, the guard period is a period in which a part of the symbol waveform is added immediately before each symbol (transmission data which is the minimum unit of modulation) on the transmitting side for each symbol which is the minimum unit of modulation. .
【００２９】例えば、ＱＰＳＫであれば、４種類の２ビ
ットデータに対応して、４種類の９０度位相差のＰＳＫ
変調波形を得ている。この変調単位を以下、シンボルと
いい、この波形をシンボル波形という。図２では、ガー
ド期間Ｗ１にシンボルのＷ２期間の波形が繰り返されて
いる。受信側ではガード期間Tgを無視してシンボル期間
Tdの部分のみを切り出して復調する。For example, in the case of QPSK, four types of PSK having a 90-degree phase difference correspond to four types of 2-bit data.
The modulation waveform has been obtained. Hereinafter, this modulation unit is called a symbol, and this waveform is called a symbol waveform. In FIG. 2, the waveform of the symbol in the W2 period is repeated in the guard period W1. On the receiving side, ignoring guard period Tg, symbol period
Only the portion of Td is cut out and demodulated.
【００３０】所望波に対する遅延波が存在する場合に
は、遅延時間τがガード期間Tgよりも短い場合には、FF
T ウィンドウ内には所望波のシンボル波形と、遅延波の
シンボル波形の一部および遅延波のガード期間の一部が
含まれる。しかし、FFT ウィンドウに含まれる遅延波の
ガード期間の一部ａ１’は、FFT ウィンドウに含まれな
かったシンボルの末尾の一部ａ２’と同一波形である。
よって、FFT ウィンドウ内において、所望波と遅延波と
は全く同一波形となり、異なるのは位相のみである。即
ち、所望波に遅延波が重畳していても、FFT ウィンドウ
には他のシンボル（データ）の波形成分が含まれていな
いことになる。この結果、波形歪みはなく正確に変調さ
れた信号波形からデータに復調することができる。しか
し、遅延波の遅延時間τがガード期間Tgよりも長い場合
には、FFT ウィンドウ内Tdに前のシンボルの波形が含ま
れることになり、正確なデータの復調ができない。分波
器３の直並列変換器３５の変換期間はこのFFT ウィンド
ウTdに設定されている。If a delay wave for the desired wave exists, if the delay time τ is shorter than the guard period Tg, the FF
The T window includes the symbol waveform of the desired wave, part of the symbol waveform of the delayed wave, and part of the guard period of the delayed wave. However, part a1 'of the guard period of the delayed wave included in the FFT window has the same waveform as part a2' at the end of the symbol not included in the FFT window.
Therefore, in the FFT window, the desired wave and the delayed wave have exactly the same waveform, and only the phase is different. That is, even if the delayed wave is superimposed on the desired wave, the FFT window does not include waveform components of other symbols (data). As a result, data can be demodulated from a signal waveform that has been accurately modulated without waveform distortion. However, when the delay time τ of the delayed wave is longer than the guard period Tg, the waveform of the previous symbol is included in Td in the FFT window, and accurate data demodulation cannot be performed. The conversion period of the serial / parallel converter 35 of the duplexer 3 is set to this FFT window Td.
【００３１】一方、抽出装置７は、図２に示すように、
ガード期間Ｗ１と、その期間と同一波形が現れるシンボ
ル波形の末尾の部分の期間Ｗ２の信号を抽出する機能を
有している。この２つの期間の信号波形Ｒ１とＲ２が抽
出されて所定の演算が実行される。制御装置４はこの信
号波形Ｒ１，Ｒ２を入力している。On the other hand, as shown in FIG.
It has a function of extracting signals during the guard period W1 and the period W2 at the end of the symbol waveform in which the same waveform as the period appears. The signal waveforms R1 and R2 in these two periods are extracted and a predetermined operation is performed. The control device 4 receives the signal waveforms R1 and R2.
【００３２】アンテナにより受信されたサブキャリア群
の数をｋとし、重み係数をＷ1 〜Ｗk としたとき、重み
付け合成された信号ｇはＷ1 〜Ｗk （Ｗ1 ＝Ｂ1 exp(−
ｊθ1 ) 、Ｗk ＝Ｂk exp(−ｊθk ) ）の関数である。Assuming that the number of subcarrier groups received by the antenna is k and the weighting factors are W 1 to W k , the weighted and combined signal g is W 1 to W k (W 1 = B 1 exp (−
jθ 1 ) and W k = B k exp (−jθ k )).
【００３３】制御装置４は信号Ｒ１と信号Ｒ２の波形に
関して次式を最小とするように重み係数Ｗ1 〜Ｗk を決
定する。The control device 4 determines the weighting factors W 1 to W k so as to minimize the following equation for the waveforms of the signals R1 and R2.
【数 １】 ∫（Ｒ１−Ｒ２）2 ｄｔ …（１） 尚、積分は期間Ｗ１、Ｗ２の期間における時間に関する
積分であり、現実にはサンプリング点における信号波形
の値についての加算となる。(1) ∫ (R1−R2) 2 dt (1) The integration is an integration with respect to time during the periods W1 and W2, and is actually an addition of the signal waveform value at the sampling point.
【００３４】制御装置４は、受信した全ての広帯域信号
ｇ1 〜ｇk のそれぞれに対しての重み係数を決定する。
重み付け装置Ｅ１〜Ｅｋは、受信した複数の広帯域信号
ｇ1〜ｇk のそれぞれに対しての重み係数Ｗ1 〜Ｗk に
より重み付けする。The control device 4 determines a weight coefficient for each of all the received wideband signals g1 to gk.
Weighting device E1~Ek is weighted by the weighting factors W 1 to W-k with respect to each of a plurality of wideband signals g1~gk received.
【００３５】（１）式が完全に０になれば、純粋な所望
波の条件を満たしているので、信号ｇは完全に所望波の
みとなる。よって、干渉波が所望波の遅延波だけでな
く、その他の所望しない放送局の放送波であった場合に
も、所望波だけ抽出することが可能となる。換言すれ
ば、アレーアンテナは、その所望波以外の到来波の方向
に指向性のヌルが形成されたことになる。同様に、遅延
波の遅延時間τがガード期間Tgよりも長くなった場合に
も、この方法で受信信号に重み付け合成すれば、所望波
の抽出が可能となる。When the equation (1) becomes completely zero, the condition of a pure desired wave is satisfied, and the signal g is completely the only desired wave. Therefore, even when the interference wave is not only a delayed wave of the desired wave but also a broadcast wave of another undesired broadcasting station, it is possible to extract only the desired wave. In other words, in the array antenna, a directional null is formed in the direction of the incoming wave other than the desired wave. Similarly, even when the delay time τ of the delayed wave becomes longer than the guard period Tg, the desired signal can be extracted by weighting and combining the received signal with this method.
【００３６】尚、上記の装置は、全て、ディジタル信号
を入力する数値演算装置で構成されている。実際には、
アレーアンテナ１で受信された高周波広帯域信号は、周
波数変換されてベースバンドの直交周波数分割多重信号
となる。この信号が所定時間間隔でサンプリングされて
ディジタル値に変換されている。このディジタル値の時
間列により波形が与えられている。このディジタル信号
に変換する部分は図面には明示されていないが、重み付
け装置Ｅ１〜Ｅｋに入力する信号から、全て、時系列の
ディジタル信号である。上記の（１）式の信号ｇは各ア
ンテナ素子の出力信号ｇ１〜ｇｋが受信されるので、こ
れらの信号を用いて演算される。The above devices are all constituted by numerical operation devices for inputting digital signals. actually,
The high-frequency wideband signal received by the array antenna 1 is frequency-converted into a baseband orthogonal frequency division multiplexed signal. This signal is sampled at predetermined time intervals and converted to a digital value. A waveform is given by a time sequence of the digital values. Although the portion to be converted into the digital signal is not explicitly shown in the drawing, all of the signals input to the weighting devices E1 to Ek are time-series digital signals. Since the output signals g1 to gk of the respective antenna elements are received, the signal g of the above equation (1) is calculated using these signals.
【００３７】次に、本発明の第２実施例について説明す
る。図３は、第２実施例に係るアダプティブ受信装置の
構成を示したブロック図である。アンテナＡは１つのア
ンテナ素子にて構成されており、マルチキャリア伝送方
式にて送信された広帯域信号ｈ0 を受信する。信号処理
装置２は、タップ付き遅延装置３１と重み付け装置２１
と合成器２２より構成されている。受信された広帯域信
号ｈ0 は、タップ付き遅延装置３１により遅延時間の異
なる複数（ｋ）の広帯域信号ｈ1 〜ｈk を形成する。タ
ップ付き遅延装置３１は分岐装置３２と遅延素子３３に
て構成されており、遅延素子３３を通過する毎に信号に
遅延が与えられ、分岐装置３２にて分岐することにより
遅延時間の異なる複数の信号を形成することができる。Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of the adaptive receiving apparatus according to the second embodiment. The antenna A is composed of one antenna element, and receives the wideband signal h0 transmitted by the multi-carrier transmission method. The signal processing device 2 includes a delay device 31 with a tap and a weighting device 21.
And a combiner 22. The received wideband signal h0 is formed by a tap delay unit 31 into a plurality of (k) wideband signals h1 to hk having different delay times. The tapped delay device 31 is composed of a branching device 32 and a delay element 33. Each time the signal passes through the delay element 33, a delay is applied to the signal. A signal can be formed.
【００３８】遅延時間の異なる複数の広帯域信号ｈ1 〜
ｈk は、重み付け装置２１に入力され、重み付けされ
る。重み付け装置２１は、制御装置４により決定された
重み係数により個々の広帯域信号ｈ1 〜ｈk に重み付け
を行う。重み付けされた複数の広帯域信号ｈ1 〜ｈk を
合成器２２により合成することにより、周波数特性が補
正された１つのキャリア群ｈが出力される。A plurality of wideband signals h1 to h1 with different delay times
hk is input to the weighting device 21 and weighted. The weighting device 21 weights each of the wideband signals h1 to hk by the weighting factor determined by the control device 4. By combining a plurality of weighted wideband signals h1 to hk by the combiner 22, one carrier group h with corrected frequency characteristics is output.
【００３９】周波数特性が補正されたキャリア群ｈは、
分波器３にて各サブキャリア毎の信号Ｓ１〜Ｓｎに分波
される。これは、重み係数により干渉波が除去され歪み
が補償された各サブキャリア毎の信号Ｓ１〜Ｓｎであ
る。出力された各サブキャリア毎の信号Ｓ１〜Ｓｎに分
波されたキャリア群ｈは、復調器５に送出される。The carrier group h whose frequency characteristics have been corrected is
The splitter 3 splits the signal into signals S1 to Sn for each subcarrier. These are the signals S1 to Sn for each subcarrier from which the interference wave is removed by the weight coefficient and the distortion is compensated. The output carrier group h that has been demultiplexed into the signals S1 to Sn for each subcarrier is sent to the demodulator 5.
【００４０】合成器２２の出力信号ｈは抽出装置７に入
力している。この抽出装置７の機能は、第１実施例にお
ける抽出装置７の機能と完全に同一である。つまり、制
御装置４は信号波の期間Ｗ１とＷ２の信号波形の誤差の
２乗の時間積分（和）（（１）式）が最小となるように
重み係数を決定する。このように、アレーアンテナに代
えて１つのアンテナ素子と遅延回路とで、受信信号の周
波数特性を補正することができる。The output signal h of the synthesizer 22 is input to the extracting device 7. The function of the extraction device 7 is completely the same as the function of the extraction device 7 in the first embodiment. That is, the control device 4 determines the weight coefficient so that the time integral (sum) of the square of the error between the signal waveforms of the signal wave periods W1 and W2 (the equation (1)) is minimized. Thus, the frequency characteristics of the received signal can be corrected by one antenna element and the delay circuit instead of the array antenna.
【００４１】上記第１及び第２実施例において、（１）
式が最小となるように重み係数を決定する方法は、電力
最小化のアルゴリズムである。このアルゴリズムを実行
するのにパワーインバージョンアルゴリズム、固有値展
開アルゴリズム等の公知の方法を用いることができる。
要は、信号Ｒ１と信号Ｒ２との差信号には遅延波の成分
しか含まれないために、この成分を最小化するように重
み係数を決定することで所望波を抽出することができ
る。In the first and second embodiments, (1)
A method of determining the weight coefficient so that the expression is minimized is an algorithm for power minimization. Known methods such as a power inversion algorithm and an eigenvalue expansion algorithm can be used to execute this algorithm.
In short, since the difference signal between the signal R1 and the signal R2 contains only the component of the delayed wave, the desired wave can be extracted by determining the weighting coefficient so as to minimize this component.
【００４２】又、期間Ｗ１の信号波形Ｒ１を参照信号と
し、期間Ｗ２の信号波形Ｒ２を参照信号に一致させるよ
うに重み係数を決定する全てのアルゴリズを用いること
ができる。即ち、相関行列、相関ベクトルを用いる方法
がある。各アンテナ素子Ａ１〜Ａｋの出力信号ｇ１〜ｇ
ｋの期間Ｗ１、Ｗ２における信号Ｒ１１〜Ｒ１ｋ，Ｒ２
１〜Ｒ２ｋに関して、（ｋ，ｋ）の相関行列を求める。
行列の各要素は２つの信号波形の期間内における自己又
は相互相関関数である。同様に信号Ｒ２１〜Ｒ２ｋを参
照信号として、信号Ｒ１１〜Ｒ１ｋとの（１，ｋ）の相
関ベクトルを求める。相関ベクトルの各成分は期間内に
おける相互相関関数である。（１，ｋ）の重み係数ベク
トルＷは、相関行列の逆行列に相関ベクトルを乗算して
求めることができる。この方法は、重み係数を演算する
方法として良く知られている。尚、時間に関する相関演
算を行うのに近似的に時間平均値を用いる方法がある。Further, all algorithms for determining the weighting factor so that the signal waveform R1 in the period W1 is used as a reference signal and the signal waveform R2 in the period W2 is made to coincide with the reference signal can be used. That is, there is a method using a correlation matrix and a correlation vector. Output signals g1 to g of the respective antenna elements A1 to Ak
signals R11-R1k, R2 in k periods W1, W2
A correlation matrix of (k, k) is obtained for 1 to R2k.
Each element of the matrix is an auto or cross-correlation function within the period of the two signal waveforms. Similarly, using the signals R21 to R2k as reference signals, a (1, k) correlation vector with the signals R11 to R1k is obtained. Each component of the correlation vector is a cross-correlation function within the period. The weight coefficient vector W of (1, k) can be obtained by multiplying the inverse matrix of the correlation matrix by the correlation vector. This method is well known as a method of calculating a weight coefficient. Note that there is a method of approximately using a time average value to perform a correlation operation regarding time.
【００４３】この相関行列の逆行列を演算する代わり
に、誤差を０に収束させる逐次演算の手法により重み係
数を決定する方法に、ＬＭＳ（Least Mean Square ）ア
ルゴリズムがある。これは、前回求めた重み係数ベクト
ルと相関行列との積と相関ベクトルとの差に比例して、
次回の重み係数ベクトルを補正するという逐次演算方法
である。その他、同様な演算アルゴリズムであるＳＭＩ
（Sample Matrix Inversion ）アルゴリズムやＲＬＳ
（Recursive Least Squares ）アルゴリズムを用いて重
み係数を制御してもよい。Instead of calculating the inverse matrix of the correlation matrix, there is a LMS (Least Mean Square) algorithm as a method of determining the weighting coefficient by a successive calculation method for converging the error to zero. This is proportional to the difference between the product of the weight coefficient vector and the correlation matrix found last time and the correlation vector,
This is a sequential calculation method of correcting the next weight coefficient vector. In addition, SMI which is a similar operation algorithm
(Sample Matrix Inversion) algorithm and RLS
The weight coefficient may be controlled using a (Recursive Least Squares) algorithm.
【００４４】次に、第３実施例について説明する。第
１、第２実施例では、重み係数を決定するのに、各キャ
リア毎に信号を抽出していなかったが、期間Ｗ１，Ｗ２
において各キャリア毎に信号を抽出するようにしても良
い。第１実施例において、そのように各キャリア毎の信
号を抽出するようにした例が、図４である。抽出装置７
０は分波器３と同様に直並列変換器７５とFFT 演算装置
７６とで構成されている。そして、このFFT 演算装置７
６から、上述した期間Ｗ１，Ｗ２の信号が制御装置４に
出力される。この各キャリア毎の信号に関して上記した
演算処理により重み係数を決定することができる。即
ち、時間と周波数に関して、信号Ｒ１と信号Ｒ２の誤差
が最小となるように決定する。これにより、より正確に
所望波だけを抽出することができる。Next, a third embodiment will be described. In the first and second embodiments, the signal is not extracted for each carrier to determine the weighting coefficient.
, A signal may be extracted for each carrier. FIG. 4 shows an example in which the signal of each carrier is extracted in the first embodiment. Extraction device 7
Numeral 0 is composed of a serial-parallel converter 75 and an FFT operation device 76, as in the case of the duplexer 3. And this FFT operation unit 7
6, the signals of the above-described periods W1 and W2 are output to the control device 4. The weight coefficient can be determined by the above-described arithmetic processing on the signal for each carrier. That is, the time and the frequency are determined so that the error between the signal R1 and the signal R2 is minimized. Thereby, only the desired wave can be extracted more accurately.
【００４５】さらに、この方法で、相関行列、相関ベク
トルを用いる場合には、各キャリア毎に、上述した相関
行列、相関ベクトルが演算される。即ち、キャリアの数
をｎとすると、ｎ個の相関行列とｎ個の相関ベクトルが
求められる。これをキャリアに関して（周波数に関し
て）平均した相関行列と相関ベクトルを求め、これらの
値により重み係数を求めるようにしても良い。又、ＬＭ
Ｓ，ＳＭＩ，ＲＬＳのような逐次演算を用いる場合に
は、この平均した相関行列と相関ベクトルに対し実行す
ることになる。Further, when the correlation matrix and the correlation vector are used in this method, the above-described correlation matrix and correlation vector are calculated for each carrier. That is, assuming that the number of carriers is n, n correlation matrices and n correlation vectors are obtained. A correlation matrix and a correlation vector obtained by averaging the values with respect to the carrier (with respect to the frequency) may be obtained, and the weight coefficient may be obtained from these values. Also, LM
When a sequential operation such as S, SMI, or RLS is used, the calculation is performed on the averaged correlation matrix and correlation vector.
【００４６】次に、第４実施例について説明する。この
実施例では、第２実施例において、各キャリア毎に演算
する例である。図５に示すように、各キャリア毎の信号
が分波器７０により抽出されて、第３実施例と同様に処
理される。Next, a fourth embodiment will be described. This embodiment is an example in which the calculation is performed for each carrier in the second embodiment. As shown in FIG. 5, a signal for each carrier is extracted by the duplexer 70 and processed in the same manner as in the third embodiment.
【００４７】各キャリア毎に信号を抽出して重み係数を
決定する場合には、重み係数の決定には必ずしも全ての
サブキャリアを用いる必要はなく、一部のサブキャリア
を用いて重み係数を制御しても同様の効果が得られる。When a signal is extracted for each carrier to determine a weighting factor, it is not always necessary to use all the subcarriers to determine the weighting factor, and the weighting factor is controlled using some of the subcarriers. The same effect can be obtained even if the same is performed.
【００４８】上記全ての実施例では、各アンテナ素子の
出力信号を重み付けしてから合成したが、図６に示すよ
うに、各アンテナ素子Ａ１〜Ａｋの出力する広帯域信号
ｇ１〜ｇｋを、それぞれ、図１と同一構成の分波器Ｘ
１，…Ｘｋ（各分波器は直並列変換器３５とFFT 演算装
置３６とを有する）で各サブキャリア毎の信号に分波し
た後、各重み付け装置Ｅ１〜Ｅｋで重み付けして、合成
器２２で各サブキャリア毎に合成しても良い。この場
合、同一のアンテナ素子から出力された信号に関して
は、全てのサブキャリア毎の信号に対して同一の重み係
数が用いられる。In all of the above embodiments, the output signals of the antenna elements are weighted and then synthesized. However, as shown in FIG. 6, the wideband signals g1 to gk output from the antenna elements A1 to Ak are respectively A duplexer X having the same configuration as that of FIG.
Xk (each demultiplexer has a serial-to-parallel converter 35 and an FFT operation device 36), demultiplexes the signal for each subcarrier, weights each of the weighting devices E1 to Ek, and In step 22, the sub-carriers may be combined. In this case, with respect to signals output from the same antenna element, the same weighting factor is used for all subcarrier signals.
【００４９】又、各アンテナ素子Ａ１〜Ａｋの出力する
広帯域信号ｇ１〜ｇｋは、それぞれ、図１に示す分波器
７０と同一機能の各分波器Ｙ１，…Ｙｋにも入力する。
そして、広帯域信号ｇ１〜ｇｋ毎の各キャリア毎の図２
に示す期間Ｗ１とＷ２の信号波形が得られる。その後、
その期間の波形を各サブキャリア毎に合成器２２０によ
りアンテナの素子数ｋに関して合成する。この各サブキ
ャリア毎の合成波形を第３、４実施例におけるキャリア
毎の信号とする。このようにして、重み係数を決定する
ことも可能である。The wideband signals g1 to gk output from the antenna elements A1 to Ak are also input to the respective demultiplexers Y1,... Yk having the same function as the demultiplexer 70 shown in FIG.
2 for each carrier for each of the wideband signals g1 to gk.
The signal waveforms of the periods W1 and W2 shown in FIG. afterwards,
The waveform in that period is synthesized by the synthesizer 220 for each subcarrier with respect to the number k of antenna elements. The composite waveform for each subcarrier is a signal for each carrier in the third and fourth embodiments. In this way, the weighting factor can be determined.
【００５０】尚、図６の装置において、分波器Ｙ１〜Ｙ
ｋに代えて、第１実施例と同様な抽出装置７を各アンテ
ナ素子からの信号毎に設けても良い。このようにすれ
ば、重み係数は、第１、第２実施例と同様な方法で決定
することができる。In the apparatus shown in FIG. 6, the duplexers Y1 to Y
Instead of k, an extraction device 7 similar to that of the first embodiment may be provided for each signal from each antenna element. In this way, the weighting factor can be determined in the same manner as in the first and second embodiments.
【００５１】上記実施例では、ベースバンドのキャリア
の最小周期よりも短い周期でサンプリングして、ベース
バンドの波形をディジタル値の時系列データとして扱
い、演算を全てコンピュータシステムで行っている。即
ち、送信側では、符号化データに基づき各キャリアをＰ
ＳＫ、ＱＰＳＫ等の変調をしたｎ個の波形の瞬時値をｎ
点入力して逆ＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）した値を時
系列で出力することで、周波数多重化されたベースバン
ド信号を得て、さらに、この信号で搬送波を変調して送
信している。受信側では、受信した信号を周波数変換し
てベースバンド信号に変換し、この信号を時間軸上でサ
ンプリングしてディジタル値に変換している。そして、
このディジタル値の一定の時間列をＦＦＴして、各キャ
リア毎のベースバント信号を得ている。その後、各キャ
リア毎に復調し、受信符号化データを得ている。この方
式は、ＯＦＤＭ（直交周波数多重）方式として既に良く
知られている。なお、マルチキャリア信号の復調方式
は、上記の実施例のディジタル方式に限定されることな
く、アナログ波形をアナログ回路で処理する方式でも良
い。In the above embodiment, sampling is performed at a cycle shorter than the minimum cycle of the baseband carrier, the baseband waveform is treated as digital value time-series data, and all calculations are performed by a computer system. That is, the transmitting side sets each carrier to P based on the encoded data.
The instantaneous values of n waveforms modulated by SK, QPSK, etc. are represented by n
A point-input, inverse FFT (inverse fast Fourier transform) value is output in time series to obtain a frequency-multiplexed baseband signal, and a carrier is modulated with this signal and transmitted. On the receiving side, the received signal is frequency-converted into a baseband signal, and this signal is sampled on a time axis and converted into a digital value. And
The fixed time sequence of the digital values is subjected to FFT to obtain a baseband signal for each carrier. Thereafter, demodulation is performed for each carrier to obtain received encoded data. This method is already well known as an OFDM (orthogonal frequency multiplexing) method. The demodulation method of the multicarrier signal is not limited to the digital method of the above embodiment, but may be a method of processing an analog waveform by an analog circuit.
【００５２】又、本発明は、上記実施例で示したマルチ
キャリア伝送方式だけでなく、シングルキャリア伝送方
式にも用いることができる。即ち、シングルキャリア伝
送方式は、図７に示すように、受信時の同期安定化のた
めのプリアンブルと言われる信号がデータの先頭に置か
れる。このプリアンブルは常時、同一のデータが用いら
れている。よって、このプリアンブルが挿入されている
期間Ｗ１、Ｗ２の信号波形を上記の期間Ｗ１とＷ２の信
号波形として、上述した方法により重み係数を決定して
も良い。The present invention can be used not only for the multi-carrier transmission system shown in the above embodiment, but also for a single-carrier transmission system. That is, in the single carrier transmission system, as shown in FIG. 7, a signal called a preamble for stabilizing synchronization at the time of reception is placed at the head of data. This preamble always uses the same data. Therefore, the signal waveforms in the periods W1 and W2 in which the preamble is inserted may be used as the signal waveforms in the periods W1 and W2 to determine the weighting coefficient by the above-described method.
【図１】本発明の第１実施例に係るアダプティブ受信装
置の構成図。FIG. 1 is a configuration diagram of an adaptive receiving apparatus according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第１実施例に係るアダプティブ受信装
置による重み係数を決定する方法を示した説明図。FIG. 2 is an explanatory diagram showing a method for determining a weight coefficient by the adaptive receiving apparatus according to the first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第２実施例の変形例に係るアダプティ
ブ受信装置の構成図。FIG. 3 is a configuration diagram of an adaptive receiving apparatus according to a modification of the second embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第３実施例に係るアダプティブ受信装
置の構成図。FIG. 4 is a configuration diagram of an adaptive receiving apparatus according to a third embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第４実施例に係るアダプティブ受信装
置の構成図。FIG. 5 is a configuration diagram of an adaptive receiving apparatus according to a fourth embodiment of the present invention.
【図６】本発明の変形例に係るアダプティブ受信装置の
構成図。FIG. 6 is a configuration diagram of an adaptive receiving device according to a modification of the present invention.
【図７】本発明の変形例に係る伝送方式と重み係数の決
定方法を示した説明図。FIG. 7 is an explanatory diagram showing a transmission method and a method of determining a weight coefficient according to a modification of the present invention.
Ａ…アンテナ Ａ1 〜Ａk …アンテナ素子 ｇ、ｈ…キャリア群 ｇ1 〜ｇk 、ｈ0 〜ｈk …広帯域信号（アンテナで受信
したキャリア群） Ｌ1 〜Ｌn …低速データ列 Ｄ…送信データ列 ２…信号処理装置 ７…抽出装置 ３，７０…分波器 ４…制御装置 ５…復調器 ６…並直列変換器 Ｅ１〜Ｅｋ…重み付け装置 ２２，２２０…合成器 ３１…タップ付き遅延装置 ３２…分岐装置 ３３…遅延素子 ３５，７５…直並列変換器 ３６，７６…FFT 変換器A: Antennas A1 to Ak: Antenna elements g, h: Carrier groups g1 to gk, h0 to hk: Broadband signals (carrier groups received by antennas) L1 to Ln: Low-speed data sequence D: Transmission data sequence 2: Signal processing device 7 Extracting device 3, 70 Demultiplexer 4 Control device 5 Demodulator 6 Parallel-serial converter E1 to Ek Weighting device 22, 220 Synthesizer 31 Delay device with tap 32 Branch device 33 Delay Element 35,75 ... Serial-parallel converter 36,76 ... FFT converter
Claims (7)
て、時間間隔をおいて同一波形が少なくとも２箇所に現
れる無線伝送方式にて使用されるアダプティブ受信装置
において、 電波を受信するアンテナと、 アンテナで受信された信号に信号処理を施す信号処理装
置と、 受信信号から前記同一波形となる期間の信号波形を抽出
し、抽出された信号波形に基づいて前記信号処理装置を
制御する制御装置と、 から構成され、 前記制御装置は抽出された少なくとも２つの前記信号波
形の誤差が最小となるように、前記信号処理装置を制御
することを特徴とするアダプティブ受信装置。An adaptive receiving apparatus for use in a wireless transmission system in which a signal modulated based on data has the same waveform appearing at at least two places at a time interval, comprising: an antenna for receiving a radio wave; A signal processing device that performs signal processing on a received signal; and a control device that extracts a signal waveform in a period of the same waveform from a received signal and controls the signal processing device based on the extracted signal waveform. The adaptive reception device, wherein the control device controls the signal processing device such that an error between the extracted at least two signal waveforms is minimized.
るアレーアンテナで構成され、 前記信号処理装置は、それぞれのアンテナ素子で受信さ
れた信号に重み付けを行う重み付け装置と、重み付けさ
れた信号を合成する合成器とから構成されることを特徴
とする請求項１に記載のアダプティブ受信装置。2. The signal processing device according to claim 1, wherein the antenna includes an array antenna including a plurality of antenna elements, and the signal processing device combines the weighted signal with a weighting device that weights a signal received by each antenna element. The adaptive receiving apparatus according to claim 1, further comprising a combiner.
れた信号を複数の信号に分岐するための分岐装置と、 分岐された信号に対してそれぞれ異なる遅延を与える遅
延装置と、 遅延装置から出力された信号に対して重み付けを行う重
み付け装置と、 重み付けされた信号を合成する合成器とから構成される
ことを特徴とする請求項１に記載のアダプティブ受信装
置。3. A signal processing device comprising: a branching device for branching a signal received by the antenna into a plurality of signals; a delaying device for respectively providing different delays to the branched signals; and an output from the delaying device. The adaptive receiving device according to claim 1, comprising a weighting device that weights the weighted signal, and a combiner that combines the weighted signal.
アを変調するものであり、前記同一波形は時間間隔をお
いて挿入される同一のプリアンブル信号であり、前記制
御装置は前記プリアンブル信号を抽出して、異なる時刻
で抽出された少なくとも２つのプリアンブル信号の誤差
が最小となるように重み係数を制御することを特徴とす
る請求項２又は請求項３に記載のアダプティブ受信装
置。4. The modulation based on the data modulates a single carrier, the same waveform is the same preamble signal inserted at a time interval, and the control device converts the preamble signal into a single carrier. The adaptive receiving apparatus according to claim 2, wherein the weighting coefficient is controlled such that an error between at least two preamble signals extracted at different times is minimized. 5.
毎に異なる周波数のキャリアを変調し、変調の単位であ
るシンボルの波形の一部と同一波形を繰り返すガード期
間の挿入されたマルチキャリア伝送方式であり、前記同
一波形は前記ガード期間の波形と、その波形と同一のシ
ンボルの一部の波形であり、 前記制御装置は前記ガード期間の信号波形と、それに対
応する前記シンボルの一部の信号波形を抽出し、その２
つの信号波形の誤差が最小となるように重み係数を制御
することを特徴とする請求項２又は請求項３に記載のア
ダプティブ受信装置。5. The radio transmission system according to claim 1, wherein a carrier having a different frequency is modulated for each divided data sequence, and a multi-carrier in which a guard period is inserted which repeats the same waveform as a part of a symbol waveform which is a unit of modulation. A transmission method, wherein the same waveform is a waveform of the guard period and a waveform of a part of the same symbol as the waveform, and the control device is configured to control the signal waveform of the guard period and a part of the symbol corresponding thereto. Extract the signal waveform of
The adaptive receiving apparatus according to claim 2, wherein the weighting coefficient is controlled so that an error between the two signal waveforms is minimized.
の差信号の電力が最小となるようにパワーインバージョ
ンアルゴリズム又は固有値展開アルゴリズムに基づいて
重み係数を決定することを特徴とする請求項４又は請求
項５に記載のアダプティブ受信装置。6. The control device according to claim 1, wherein the weighting coefficient is determined based on a power inversion algorithm or an eigenvalue expansion algorithm so that the power of the extracted difference signal of the signal waveform is minimized. An adaptive receiving apparatus according to claim 4 or claim 5.
の１つを参照信号とみなして、他方の信号波形との間
で、ＬＭＳ、ＲＬＳ、又は、ＳＭＩアルゴリズムに基づ
いて重み係数を決定することを特徴とする請求項４又は
請求項５に記載のアダプティブ受信装置。7. The control device regards one of the extracted signal waveforms as a reference signal and determines a weight coefficient between the signal waveform and the other signal waveform based on an LMS, RLS or SMI algorithm. The adaptive receiving apparatus according to claim 4 or 5, wherein
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