JPH10501390A - 過標本化高次変調装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は変調装置の次数に対応した数のカスケード式積分器（Ｈ₁，Ｈ₂，．．．Ｈ_N）、量子化器（１５）、及び負帰還（２１，２２，２３，２４）からなる過標本化高次変調装置、特にシグマ−デルタ変調装置に関する。高次変調装置の問題点は、変調装置の動作を余り妨害することなく復帰させなければならない不安定モードに固定されることである。本発明はこの問題を負帰還の値を安定モード復帰方向に一時的に変えることによって解決する。

Description

【発明の詳細な説明】 過標本化高次変調装置 技術分野 この発明は、過標本化高次変調装置、特にシグマ−デル変調装置に関する。 背景技術 過標本化及びシグマ−デルタ変調に基づいた雑音（ノイズ）整形法を利用する Ａ−Ｄ変換器及びＤ−Ａ変換器において、信号はシグマ−デルタ変調装置におけ る過標本化周波数で１又は数ビットに量子化される。得られる量子化雑音は実信 号帯域内に残る量子化雑音の割合ができるだけ小さいように整形されて、信号帯 域外に転送される。雑音整形の性能は主に雑音整形器、即ち、シグマ−デルタ変 調装置の次数及び過標本化率に左右される。高次変調装置は低次変調装置よりも 信号帯域の量子化ノイズを減衰させる。したがって、高次変調装置は信号帯域に 良いＳＮ比を与えるが、その結果として、信号帯域外に多くの量子化ノイズが存 在する。しかし、この帯域外の量子化ノイズはろ波によって容易に除去される。 したがって、高次変調装置の使用は、ＳＮ比を高めるから、かなり有利である 。しかしながら、それらの使用は安定性の問題で制限される。 周知のように、低次、すなわち、一次変調装置は入力信号のレベルに無関係に 安定である、したがって二次シグマ−デルタ変調装置が存在する。しかしながら 、三次以上の高次シグマ−デルタ変調装置には厳しい安定性の問題がある。高次 変調装置の安定性は入力信号の振幅に依存する。変調装置が不安定な動作モード をとる時、その積分器の出力電圧／出力値は急 激に増して、変調装置の出力からのビット流は入力信号に無関係に発信し始める 。高次変調装置は、入力信号が安定な動作範囲に戻っても必ずしも線形動作範囲 に戻る必要はない。 変調装置の安定性維持をもくろむ既知装置は積分器の電圧範囲を安定な動作範 囲内に慎重に限定する。積分器の電圧範囲限定での問題点は、妨害をもたらす追 加の回路を変調装置の感度が最高である変調装置の第一段階で避けなければなら ないから、実際の実施である。 米国特許第５、０１２、２４４号は、変調装置が不安定な条件下又はその近傍 で動作することを検出した時に変調装置の少なくとも一つの積分器をリセットす る比較回路からなる高次のシグマ−デルタ変調装置を開示している。フィンラン ド特許第８８、７６５号は、同様の安定化回路を開示しているが、それは変調装 置の最後の積分器のみがリセットされる、即ち変調装置の次数が下げられる。積 分器のかかるリセットは不安定モードから変調装置を復帰させる有効な方法であ るが、変調装置の動作にかなりの干渉もある。 発明の開示 本発明の目的は、かかる積分器のリセットを要しない変調装置の安定化である 。 本発明は、変調装置の次数に対応した数のカスケード式積分器、量子化器、変 調装置の量子化出力から少なくとも一つの積分器の入力への負帰還、変調装置の 不安定モード検出手段、及び変調装置を安定動作へ復帰さす手段からなり、該変 調装置を安定動作へ復帰さす手段が前記負帰還の値を安定な動作を復帰する方向 に一時的に変える手段からなることを特徴とする過標本化高次変調装置、特にシ グマ−デルタ変調装置に関する。 本発明は、特にシグマ−デルタ変調装置の積分器の復帰値が一時的に変 わるように高次のシグマ−デルタ変調装置も安定化できるという発見に基づく。 この方法はいくつか又は全ての積分器のリセットほど有効ではない。さらに、例 えば、ＳＮ比に関して、シグマ−デルタ変調装置の性能特性は変調装置の状態の 変化が少ない程良くなる。 図面の簡単な説明 図１は、本発明による変調装置のブロック図である。 図２は、図１の一つの積分器ステージ及びその帰還の実施態様の略図である。 図３は、本発明による別の変調装置のブロック図である。 図４は、本発明による第３の変調装置のブロック図である。 図５は、本発明によるフィードフォワード変調装置のブロック図である。 発明を実施するための最良の形態 シグマ−デルタ変調装置は、図１〜図４のような多重フィードバック（ＭＦ） 構成、又は図５のようなフィードフォワード（ＦＦ）構成を利用することによつ て実現することができる。ＭＦおよびＦＦシグマ−デル変調装置は共にｎ個の積 分器ステージＨ₁，Ｈ₂，Ｈ₃，．．．Ｈ_n（ｎは整数である）の直列接続からなる 。変調装置の次数は積分器ステージの数に等しい。少なくとも３つの積分器ステ ージ（三次変調装置）からなる変調装置は高次変調装置と呼ぶ。図１、図３及び 図４のＭＦ変調装置構成において、変調装置の出力から帰還係数ｂ１によって基 準化された帰還信号は、第１の積分器ステージＨ₁へ供給される前に、減算器１ １において変調装置の入力信号Ａ_INから減算される。同様に、後続の積分器ステ ージＨ₂， Ｈ₃およびＨ₄の各々の入力はそれぞれの減算器手段１２、１３、及び１４からな り、それは先行の積分器の出力信号からそれぞれの帰還係数ｂ２，ｂ３及びｂ４ によって基準化された帰還信号を減算し、その差を次の積分器ステージの入力に 加える。また、変調装置は、入力Ａ_INから加算手段１１へ供給される信号及び加 算手段１２、１３及び１４の前の先行変調装置の信号を基準化する基準化手段か らなる。基準化手段１６、１７、１８及び１９の基準化係数は、例えば、ａ１＝ ａ２＝ａ３＝ａ４＝１である。前記帰還信号を形成するために、変調装置は量子 化器１５（及び前変調装置）のディジタル出力信号Ｄ_OUTのモードに基づいた帰 還信号として基準電圧＋Ｖ_ref及び−Ｖ_refの一つを選択するスイッチング手段２ ０からなる。基準化手段２１、２２、２３、及び２４は前記帰還係数ｂ２，ｂ３ 及びｂ４によって選択された帰還信号を基準化する。それらの係数は、例えば、 ｂ１＝１，ｂ２＝４，ｂ３＝１６及びｂ４＝６４である。 本発明により、かかるＭＦ変調装置は不安定モードに入った時、変調装置の負 帰還値を変えることによって安定化される。負帰還値は異なるいくつかの方法で 変えることができる、その内の二つは以下にさらに詳細に説明する：（１）１つ 以上いくつかの帰還係数ｂ１，ｂ２，ｂ３及びｂ４を変える、又は（２）基準電 圧＋Ｖ_ref及び−Ｖ_refを変える。図１〜図３は前者の場合を示す。図１における 比較器２５は最後の積分器Ｈ₅の出力電圧／ディジタル値を監視して、予め決め たしきい値ＲＥＦと比較する。しきい値をこえる場合には、比較器２５は基準化 手段２２及び２３の係数ｂ２及びｂ３を変える制御信号２６を出力する。比較器 ２５は別の積分器Ｈ₁，Ｈ₂又はＨ₃の出力も監視する。変調装置は、いくつかの 積分器の出力を同時に監視できるようないくつかの比較器２５も含むことができ る。Ａ−Ｄ変換器における積分器は類似する、従って、比較器２５も一般に類似 する。Ａ−Ｄ変換器における積分器はディジタルである、その場合に比較器２５ は積分器がオーバーフローするかどうか又は積分器のディジタル出力が予め決め たディジタルしきい値を越えるかどうかを監視する。 変調装置の不安定モードも図３に示すように、積分器のディジタル出力データ を監視することによって検出できる。積分器の出力データが不変状態のまま、即 ち同一コードを数回連続して繰り返す場合は、変調装置が不安定モードであると 結論できる。「数回」とは、例えば、変調装置の次数が２回を意味する。変調装 置の出力はアナログ及びディジタル変調装置の両方においてディジタルコードで ある。図３の実施例において、変調装置のこの出力コードは先入れ先出しＦＩＦ Ｏメモリーへ十分な期間加えられる。全ＦＩＦＯの内容又はそのある部分が１及 び同一コードで満たされるとき、変調装置は不安定であって、ＦＩＦＯは制御信 号を基準化手段２２および２３に送る。図３の回路はその外の点で図１の回路と 同一である。図２は、本発明の好適な形態に従って図１の変調装置の基準化手段 １７、２２、加算手段１２及び積分器Ｈ₂を実施する方法を示す。後続の積分器 ステージの基準化手段１８、２３、加算手段１３及び積分器Ｈ₃は同様に実施で きる。図２において、スイッチＳ１，Ｓ４，Ｓ５及びＳ８は過標本化クロック（ 例えば、フロントエッジ）の第１位相によつて制御され、スイッチＳ２，Ｓ３， Ｓ６及びＳ７はクロック（例えば、バックエッジ）の第２位相によつて制御され る。基準化手段１７において、スイッチＳ１とＳ４は最初閉じられる、その際前 の積分器Ｈ₁からの出力電圧のサンプルはコンデンサＣ１へ送られる。次のクロ ック位相において、スイッチＳ１とＳ４が開き、スイッチＳ２とＳ３が閉じる、 その際にコンデンサＣ１のサンプルは積分器Ｈ₂の入力に加えられる。コンデン サＣ１の値が基準化係数ａ２を決定する。 基準化手段２２の構造及び操作を説明する場合、最初に変調装置が安定モード にあり、スイッチＳ９が開いていると仮定する。サンプリングクロックの第１位 相において、スイッチＳ５とＳ８が閉じ、スイッチＳ７とＳ６が開いて、帰還信 号±Ｖ_refがコンデンサに充電する。クロック信号の第２位相において、スイッ チＳ５とＳ８が開き、スイッチＳ７とＳ６が閉じる、その際コンデンサＣ３に蓄 積されたサンプルは積分器Ｈ₂の入力へ加えられ、そこで基準化手段１７からの サンプルへ加えられる。正常な動作中に、コンデンサＣ３の値が帰還係数ｂ２を 決定する。変調装置が不安定モードをとっているとき、制御信号はスイッチＳ９ を閉じる、従ってコンデンサＣ２はコンデンサＣ３と並列に結合される。従って 、全キャパシタンスはＣ＝Ｃ２＋Ｃ３である。コンデンサＣ２の値は、得られる 全キャパシタンスＣが少なくとも１．５×Ｃ３であり、従って帰還係数ｂ２´も 最小の１．５×ｂ３であるように選択することが望ましい。Ｃ２＝Ｃ３であると 、ｂ２´＝２×ｂ２である。不安定モードにおいて、基準化手段２２の動作は、 サンプルがコンデンサＣ２とＣ３の両方に充電されることを除いて上記の通りで ある。変調装置が安定モードに戻ると、制御信号２６がスイッチＳ９を開ける、 従って基準化手段の動作、したがって結合係数が正常になる。 図５はフィードフォワード変調装置の構成を示す。該変調装置は直列に接続さ れた積分器ステージＨ₁，Ｈ₂，Ｈ₃およびＨ₄からなる。減算器５１において、変 調装置の出力からの帰還信号が入力信号Ａ_INから減算され、その差が第１の積分 器ステージへ印加され、積分器Ｈ₂の出力が積分器Ｈ₃へ、そして積分器Ｈ₃の出 力が積分器Ｈ₄へ印加される。積分器Ｈ₁，Ｈ₂，Ｈ₃およびＨ₄の出力はそれぞれ 基準化手段５２、５３、５４および５５を介して加算手段５６にも接続される。 基準化手段５２、５３、５４お よび５５の基準化係数はそれぞれａ１、ａ２，ａ３，及びａ４である。加算手段 ５６は和信号を量子化器５７へ送り、それは変調装置の出力信号であるディジタ ル出力信号Ｄ_OUTを提供する。信号Ｄ_OUTは、信号Ｄ_OUTを係数ｂ１により基準化 することによって前記帰還信号を与える基準化手段５８にも接続される。また、 変調装置は、本発明により比較器５９及び調節自在の基準化手段５８からなる安 定化回路からなる。比較器５９は積分器Ｈ₄の出力信号を予め決めたしきい値と 比較する。このしきい値を越えた場合、変調装置は不安定モードであると結論し て、比較器５９が制御信号を送って、調節自在の基準化手段５８に帰還係数ｂ１ を変えさせる。調節自在の基準化手段５８は図２の基準化手段２２と同じ方法で 実現できる。変調装置の不安定モードは図１〜図４に関して記載した方法とは異 なる方法でも検出できる。 図面及びその説明は本発明の説明のみを意味するが、上記の解決策は請求の範 囲に規定した発明の意図及び範囲を逸脱することなく種々の方法で改良できうる ことを理解すべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)， ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ， ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，Ｍ Ｎ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＴ， ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． 変調装置の次数に対応した数のカスケード式積分器（Ｈ₁，Ｈ₂，．．．Ｈ_N ）、量子化器（１５，５７）、変調装置の量子化出力から少なくとも一つの積 分器の入力への負帰還（２１，２２，２３，２４）、変調装置の不安定モード検 出手段（ＦＩＦＯ，２５，２９）、及び変調装置を安定動作へ復帰さす手段から なり、該変調装置を安定動作へ復帰さす手段が前記負帰還の値を安定動作復帰方 向に一時的に変える手段（２２，２３，５８）からなることを特徴とする過標本 化高次変調装置、特にシグマ−デルタ変調装置。 ２． 変調装置の不安定モード検出手段が、少なくとも一つの積分器の出力レベ ルを予め決めたしきい値と比較する比較器（２５，５９）からなり、該しきい値 を越える時に安定動作を復帰さす手段（２２，２３，５８）を起動させることを 特徴とする請求項１記載の変調装置。 ３． 変調装置の不安定モード検出手段が、変調器の出力信号を監視する手段（ ＦＩＦＯ）からなり、該出力信号が不変状態のままのとき、安定動作復帰手段（ ２２，２３）を起動させることを特徴とする請求項１記載の変調装置。 ４． 前記監視手段が変調装置の量子化出力から前もって決めた数のディジタル コードを受ける直列レジスタであり、該レジスタが、レジスタの内容の少なくと も一部が１及び同一コードによって満たされる時に変調装置が不安定モードにあ ると解釈することを特徴とする請求項３記載の変調装置。 ５． 前記少なくとも一つの負帰還が、 第一及び第２の基準電圧（＋Ｖｒｅｆ，−Ｖｒｅｆ）、 変調装置の量子化出力のモードに基づいて基準電圧を選択する選択器 （２０）、 積分器の入力に加算する前に、被選択基準電圧に前もって決めた帰還係数を掛 ける乗算手段（２１，２２，２３，２４）からなり、 帰還値を変える手段が、変調装置が不安定モードであるときに第１及び第２の 基準電圧を変える手段からなることを特徴とする請求項１、２、３又は４記載の 変調装置。 ６． 前記少なくとも一つの負帰還が、 積分器の入力に加算する前に、帰還信号に前もって決めた帰還係数を掛ける乗 算手段（５８）からなり、 帰還値を変える手段が、変調装置が不安定モードであるときに前記前もって決 めた帰還係数を変える手段（Ｓ５，Ｓ６，Ｓ７，Ｓ８）からなることを特徴とす る請求項１、２、３又は４記載の変調装置。 ７． 変調装置の不安定モードにおいて、帰還係数が安定モードにおけるよりも １．５倍高いことを特徴とする請求項６記載の変調装置。 ８． 変調装置がフィードフォワード又は多重帰還シグマ−デルタ変調装置であ ることを特徴とする請求項１〜７記載の変調装置。 ９． 変調装置の次数に対応した数のカスケード式積分器（Ｈ₁，Ｈ₂，Ｈ₃，Ｈ₄ ，Ｈ₅）、量子化器（１５，５７）、変調装置の量子化出力から少なくとも一つ の積分器の入力への負帰還（２１，２２，２３，２４，５８）、変調装置の不安 定モード検出手段（２５，ＦＩＦＯ）、及び変調装置の安定モード復帰手段から なり、該変調装置安定モード復帰手段が前記復帰の値を安定動作復帰方向に一時 的に変える手段（２２，２３，５８）からなることを特徴とする過標本化高次変 調装置を含むシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器。 １０． 変調装置の次数に対応した数のカスケード式積分器（Ｈ₁，Ｈ₂， Ｈ₃，Ｈ₄，Ｈ₅）、量子化器（１５，５７）、変調装置の量子化出力から少なく とも一つの積分器の入力への負帰還（２１，２２，２３，２４，５８）、変調装 置の不安定モード検出手段（２５，２９）、及び変調装置の安定モード復帰手段 からなり、該変調装置安定モード復帰手段が前記復帰の値を安定動作復帰方向に 一時的に変える手段（２２，２３，５８）からなることを特徴とする過標本化高 次変調装置を含むシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器。