JPH10302492A - 半導体集積回路装置および記憶装置 - Google Patents
半導体集積回路装置および記憶装置Info
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- JPH10302492A JPH10302492A JP4557198A JP4557198A JPH10302492A JP H10302492 A JPH10302492 A JP H10302492A JP 4557198 A JP4557198 A JP 4557198A JP 4557198 A JP4557198 A JP 4557198A JP H10302492 A JPH10302492 A JP H10302492A
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Abstract
部からの電圧よりも高電圧の電源電圧を低消費電力で供
給できる半導体集積回路装置および記憶装置を提供す
る。 【解決手段】 本発明の半導体集積回路装置は、外部電
源電圧Vccextを昇圧する昇圧回路1と、昇圧電圧Vcci
nt2の電圧変動を検知するレベル検知回路2と、昇圧電
圧Vccint2に基づいて内部電圧Vccintを生成する内部
電圧発生回路3と、アドレスバッファ4と、アドレスデ
コーダ5と、EEPROM構成のメモリセルアレイ6とを備え
る。レベル検知回路2は、メモリアクセス時にレベル検
知を行う第1のレベル検知部と、スタンドバイ時にレベ
ル検知を行う第2のレベル検知部とを備える。スタンド
バイ時には、内部電圧発生回路3は昇圧電圧Vccint2と
内部電圧Vccintとを短絡させる。第2のレベル検知部
は、第1のレベル検知部よりも消費電力が少ないため、
駆動電圧を低下させずにスタンドバイ時の消費意力低減
が図れる。
Description
た電源電圧を昇圧して半導体回路を駆動する半導体集積
回路装置および記憶装置に関し、例えば、記憶したデー
タを一括して消去可能なフラッシュメモリなどを対象と
する。
ッシュメモリ(Flash memory)は、データの書き込みお
よび消去を電気的に行うことができるEEPROM(Electric
ally Erasable Programmble Read Only Memory)セルを
マトリクス状に配置した構成になっている。
構造を説明する図である。チップ内部の各メモリセル
は、フローティングゲートFGとコントロールゲートC
Gとを有するスタックゲート型トランジスタで構成され
ている。図25に示すフローティングゲートFGに電子
を注入したり、フローティングゲートFGから電子を放
出させるとしきい値電圧が変化し、このしきい値電圧の
変化を利用して各メモリセルへのデータの書き込みおよ
び読み出しが行われる。
リセルのコントロールゲートCGに電源電圧を印加した
ときに電流が流れるか否かにより、論理「1」と「0」
の判定を行う。メモリセルのしきい値電圧は、メモリセ
ルが「1」のときに約2V、「0」のときに5V以上に
なる。
給される電源電圧と読み出し時のコントロールゲート電
圧をともに5Vに設定していたため、読み出し時にコン
トロールゲートCGに直接この電源電圧を与えても動作
的には特に支障はなかった。一方、最近では、メモリセ
ルの微細化やメモリ容量の増大に伴って、外部から供給
される電源電圧を低電圧化する必要が生じ、外部電源電
圧を3Vに設定するのが現在一般化しつつある。
圧を5Vに設定すると、読み出し時にコントロールゲー
トCGに印加される電圧VGと、メモリセルが「1」の
ときのしきい値電圧Vthとの差は、VG−Vth=5−2
=3Vになる。これに対して、電源電圧が3Vの場合に
は、VG−Vth=3−2=1Vになり、電源電圧が5V
の場合の3分の1の電圧になることから、メモリセルに
流れる電流(以下、セル電流と呼ぶ)もそれに応じて減
少する。セル電流の減少は読み出し速度の減少を招くと
ともに、電源電圧の変動に対する余裕度もなくなる。
電圧(以下、外部電源電圧Vccextと呼ぶ)をチップ内
部で昇圧して内部電圧Vccintを生成し、この内部電圧
Vccintをメモリセルのコントロールゲートに印加する
手法が提案されている。この内部電圧Vccintは、メモ
リセルに対する読み出しや書き込みを行わないスタンド
バイ状態でも、5Vに設定する必要がある、仮に、スタ
ンドバイ時に5Vより低い電圧を設定すると、スタンド
バイ状態からメモリアクセス状態に切り替えた時点から
内部電圧Vccintの電圧レベルを上げ始めなければなら
ず、内部電圧Vccintが5Vになるまでに時間がかか
り、その間メモリセルに対する読み出しを行えなくな
る。
クセス状態とでは、内部電圧Vccintの電圧レベルを同
じに設定する必要があるが、フラッシュメモリなどの不
揮発性メモリは、電池やバッテリなどで駆動する携帯機
器に用いられることが多く、スタンドバイ時の消費電力
はなるべく少ない方が望ましい。
もので、その目的は、フラッシュメモリ等の半導体回路
に対して、外部から供給される電圧よりも高電圧の電圧
を低消費電力で供給でき、かつ、動作状態が切り替わっ
ても半導体回路に供給される電圧が変動しないようにし
た半導体集積回路装置および記憶装置を提供することに
ある。
ために、請求項1の発明は、外部から供給された電圧を
昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路で昇圧された昇圧電
圧に応じた電圧により駆動される半導体回路とを備えた
半導体集積回路装置において、第1および第2の動作状
態を有し、前記半導体回路が前記第1の動作状態のとき
に、前記昇圧電圧の電圧変動を検知する第1のレベル検
知回路と、前記第1のレベル検知回路よりも消費電力の
少ない回路で構成され、前記半導体回路が前記第2の動
作状態のときに、前記昇圧電圧の電圧変動を検知する第
2のレベル検知回路とを備えるものである。
づけて説明すると、「昇圧回路」は図1の昇圧回路1
に、「半導体回路」は図1のアドレスデコーダ5とメモ
リセルアレイ6に、「第1のレベル検知回路」は図4の
第1のレベル検知回路21に、「第2のレベル検知回
路」は図4の第2のレベル検知回路22に、それぞれ対
応する。
て説明すると、「内部電圧発生回路」は内部電圧発生回
路3に対応する。
応づけて説明すると、「パルス発生器」は図3のオシレ
ータ12に、「チャージポンプ」は図2のチャージポン
プ11に、それぞれ対応する。
て説明すると、「差動増幅器」は差動増幅部28に、
「定電流源」は定電流源部27に、それぞれ対応する。
けて説明すると、「基準電圧発生回路」は基準電圧発生
回路30に対応する。
圧を昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路で昇圧された昇
圧電圧に応じた電圧により駆動される半導体回路と、前
記昇圧電圧から内部電圧を生成する内部電圧発生回路と
を備えた半導体集積回路装置において、第1および第2
の動作状態を有し、前記内部電圧発生回路は、前記半導
体回路が前記第1の動作状態のときには前記内部電圧を
前記昇圧電圧よりも低い電圧レベルに設定し、前記半導
体回路が前記第2の動作状態のときには前記内部電圧を
前記昇圧電圧と略等しい電圧レベルに設定するものであ
る。
て説明すると、「昇圧回路」は昇圧回路1に、「半導体
回路」はアドレスデコーダ5とメモリセルアレイ6に、
「内部電圧発生回路」は内部電圧発生回路3に、それぞ
れ対応する。
づけて説明すると、「スイッチ手段」はスイッチ回路1
22に対応する。
づけて説明すると、「モード切換回路」はスイッチ回路
54に対応する。
電圧を昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路で昇圧された
昇圧電圧に応じた電圧により駆動される半導体回路と、
前記昇圧電圧の電圧変動を検知するレベル検知回路と、
を備えた半導体集積回路装置において、前記昇圧回路
は、パルス信号を発生するパルス発生器と、このパルス
信号に応じて昇圧を行うチャージポンプとを有し、前記
レベル検知回路のレベル検知動作は、前記パルス信号に
より制御される。
対応づけて説明すると、「昇圧回路」は図1の昇圧回路
1に、「半導体回路」は図1のアドレスデコーダ5とメ
モリセルアレイ6に、「レベル検知回路」は図1のレベ
ル検知回路2に、「パルス発生器」は図3のオシレータ
12に、「チャージポンプ」は図2のチャージポンプ1
1に、それぞれ対応する。
電圧を昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路で昇圧された
昇圧電圧の電圧変動を検知するレベル検知回路と、外部
から供給された電圧から所定の電圧レベルの基準電圧を
生成する基準電圧発生回路と、前記昇圧電圧に応じた電
圧により駆動される半導体回路とを備え、前記レベル検
知回路および前記基準電圧発生回路の各消費電流を、同
一の定電流源により制御する。
に対応づけて説明すると、「昇圧回路」は図1の昇圧回
路1に、「レベル検知回路」は図1のレベル検知回路2
に、「基準電圧発生回路」は図15の基準電圧発生回路
30に、「半導体回路」は図1のアドレスデコーダ5と
メモリセルアレイ6に、それぞれ対応する。
電圧を昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路で昇圧された
昇圧電圧に応じた電圧により駆動される半導体回路と、
前記昇圧電圧から内部電圧を生成する内部電圧発生回路
と、を備えた半導体集積回路装置において、第1および
第2の動作状態を有し、前記内部電圧発生回路は、前記
昇圧回路および前記内部電圧発生回路の各出力端子を短
絡させるか否かを切り換えるスイッチ手段と、前記半導
体回路が前記第1の動作状態から前記第2の動作状態に
遷移した後、前記内部電圧が所定電圧以下になると、前
記スイッチ手段を切り換えて前記内部電圧を前記昇圧電
圧に略等しくするスイッチ制御回路と、を有する。
に対応づけて説明すると、「昇圧回路」は図1の昇圧回
路1に、「半導体回路」は図1のアドレスデコーダ5と
メモリセルアレイ6に、「内部電圧発生回路」は図1の
内部電圧発生回路3に、「スイッチ手段」は図17のス
イッチ回路54に、「スイッチ制御回路」は図17の低
消費電力内部電圧検知回路52に、それぞれ対応する。
づけて説明すると、「第1の内部電圧検知回路」はメモ
リアクセス時電圧制御回路51に、「第2の内部電圧検
知回路」は低消費電力内部電圧検知回路52に、それぞ
れ対応する。
に対応づけて説明すると、「昇圧回路」は図17の昇圧
回路1に、「半導体回路」は図1のアドレスデコーダ5
とメモリセルアレイ6に、「内部電圧発生回路」は図1
7の内部電圧発生回路3に、「第1の内部電圧検知回
路」は図17のメモリアクセス時電圧制御回路51に、
「第2の内部電圧検知回路」は図17の低消費電力内部
電圧検知回路52に、それぞれ対応する。
づけて説明すると、「レベル検知回路」はレベル検知回
路2に対応する。
づけて説明すると、「第1のチャージポンプ」は第1の
チャージポンプ11aに、「第2のチャージポンプ」は
第2のチャージポンプ11bに、それぞれ対応する。
電圧を昇圧する昇圧回路と、この昇圧回路で昇圧された
昇圧電圧に応じた電圧により駆動される半導体回路とを
備えた半導体集積回路装置において、第1および第2の
動作状態を有し、前記昇圧回路は、第1のチャージポン
プと、前記第1のチャージポンプよりも駆動力の弱い第
2のチャージポンプと、を有し、前記半導体回路が前記
第1の動作状態のときには、前記昇圧電圧が第1の電圧
になるように前記第1のチャージポンプにより電圧制御
を行い、前記半導体回路が前記第2の動作状態のときに
は、前記昇圧電圧が前記第1の電圧と異なる第2の電圧
になるように前記第2のチャージポンプにより電圧制御
を行う。
に対応づけて説明すると、「昇圧回路」は昇圧回路1a
に、「半導体回路」は図1のアドレスデコーダ5とメモ
リセルアレイ6に、「第1のチャージポンプ」はチャー
ジポンプ11aに、「第2のチャージポンプ」はチャー
ジポンプ11bに、それぞれ対応する。
積回路装置および記憶装置について、図面を参照しなが
ら具体的に説明する。
記憶装置は、メモリセルアレイ6の読み出しや書き込み
を行うために待機しているスタンドバイ状態の消費電力
の低減を図るものであり、メモリセルアレイ6を駆動す
る電源電圧のレベルをそれほど低下させることなく消費
電力を抑えることができる点に特徴がある。
た半導体集積回路装置の一実施形態の概略構成図であ
り、EEPROM構成のメモリセルアレイ6(以下、単にメモ
リセルアレイ6と呼ぶ)を備える例を示している。図1
には、アドレス信号が入力されてからメモリセルアレイ
6のワード線が選択されるまでの構成が示されている。
回路1と、レベル検知回路2と、内部電圧発生回路3
と、アドレスバッファ(ADB)4と、アドレスデコー
ダ(RDC)5と、メモリセルアレイ(MCA)6とを
備える。
れる外部電源電圧Vccextを昇圧して昇圧電圧Vccint2
を生成する。昇圧電圧Vccint2の電圧値は、メモリセル
アレイ6の読み出し・書き込みを行うメモリアクセス時
と、読み出し・書き込みを行わないスタンドバイ時とで
異なっており、例えば、メモリアクセス時にはVccint2
=6.5V、スタンドバイ時にはVccint2=5Vに設定さ
れる。
電圧レベルの変動を検知して、その検知結果を昇圧回路
1に入力する。内部電圧発生回路3は、昇圧電圧Vccin
t2を降圧した電圧(以下、内部電圧と呼ぶ)Vccintを
生成する。
び内部電圧発生回路3の詳細構成については後述する。
ADDは、アドレスバッファ4を介してアドレスデコーダ
5に入力されてデコードされる。アドレスデコーダ5に
は、外部電源電圧Vccextと、内部電圧発生回路3で降
圧された内部電圧Vccintとが供給され、アドレスデコ
ーダ5はデコードの他に電圧レベルの変換を行う。これ
により、アドレスデコーダ5からは、内部電圧Vccint
を基準とするデコード信号が出力される。
アレイ6の図示せぬワード線に供給される。図1に示す
アドレスデコーダ5は、メモリセルアレイ6の行アドレ
スをデコードするものであり、列アドレスをデコードす
るデコーダは図1では省略している。
ccint2と接地端子間には、数百pF程度の安定化コンデ
ンサ7が接続され、また、アドレスデコーダ5は数百〜
数nF程度の寄生容量を有する。
する前に、本実施形態の半導体集積回路装置全体の概略
動作を説明する。メモリセルアレイ6に対する読み出し
・書き込みを行うメモリアクセス状態では、昇圧回路1
は例えば6.5Vの昇圧電圧Vccint2を出力し、内部電圧
発生回路3は昇圧電圧Vccint2に基づいて例えば5Vの
内部電圧Vccintを生成する。内部電圧Vccintはアドレ
スデコーダ5などを駆動する電源電圧として用いられ
る。レベル検知回路2は昇圧電圧Vccint2の電圧レベル
の変動を検知し、その検知結果に基づいて、昇圧回路1
は昇圧電圧Vccint2が一定レベルになるようにフィード
バック制御を行う。
電圧Vccintを生成する理由は、仮に半導体集積回路内
のすべての回路に昇圧電圧Vccint2をそのまま供給する
と、負荷が大きいために昇圧電圧Vccint2が電圧変動を
起こしやすくなるからであり、内部電圧Vccintを各回
路に供給すれば、その分、昇圧電圧Vccint2の負荷が軽
くなり、その電圧値の変動を抑えることができる。
し・書き込みを行うために待機しているスタンドバイ状
態では、昇圧回路1は例えば5Vの昇圧電圧Vccint2を
出力し、内部電圧発生回路3は昇圧電圧Vccint2と同一
レベル(例えば5V)の内部電圧Vccintを出力する。
レベル検知回路2は、昇圧電圧Vccint2の電圧レベルの
変動を検出する点ではメモリアクセス状態と共通する
が、消費電力の少ない回路に切り換えてレベル検知時の
消費電力をなるべく少なくする点でメモリアクセス状態
と異なる。また、レベル検知を行っている最中に昇圧電
圧Vccint2の電圧レベルが高くなりすぎないように、レ
ベル検知回路2を間欠的に動作させる。
ついて説明する。昇圧回路1は、図2に回路図を示すチ
ャージポンプ11と、図3に回路図を示すオシレータ1
2とを備える。
に、ダイオードD1〜D4と、キャパシタC1〜C4
と、インバータINV1,INV2とを有し、初段のダ
イオードD1には外部電源電圧Vccextが、初段のイン
バータINV1には後述するオシレータ12の出力OSC
がそれぞれ入力され、最終段のダイオードD4からは昇
圧電圧Vccint2が出力される。
らの出力OSCに応じた電荷をキャパシタC1〜C4のそ
れぞれに順に転送することにより、外部電源電圧Vccex
tよりも高い電圧Vccint2を生成して出力する。
数のインバータINV3〜INV7を直列に接続して、
インバータINV6の出力を初段のNANDゲートG1にフ
ィードバックするような構成になっている。図3のNAND
ゲートG1に入力される信号CPEがハイレベルになる
と、内部で発振動作が行われ、出力OSCからは発振信号
が出力される。一方、信号CPEがローレベルになると出
力OSCはローレベルに固定される。この信号CPEは、後述
するレベル検知回路2から出力される。
図2に示すチャージポンプ11から例えば6.5Vの昇圧
電圧Vccint2が出力される。アドレス信号間のタイミン
グのばらつき(アドレススキュー)による電流消費や、
内部電圧Vccintとの電位差(電圧マージン)等の観点
から考えれば、昇圧電圧Vccint2はできるだけ高い方が
望ましいが、スタンドバイ状態からメモリアクセス状態
に遷移する場合の消費電流や遷移時間、あるいは半導体
回路の耐圧等を考慮すると、昇圧電圧をあまり高く設定
することはできない。実際には、上述した種々の条件を
考慮に入れて昇圧電圧Vccint2の電圧値が設定される。
構成について説明する。図4はレベル検知回路2の詳細
構成を示す回路図である。レベル検知回路2は、メモリ
アクセス状態のときにレベル検知を行う第1のレベル検
知部21と、スタンドバイ状態のときにレベル検知を行
う第2のレベル検知部22とに分けられる。各レベル検
知部21,22の出力はオアゲート23で加算されて出
力される。このオアゲート23の出力CPEは、図3に示
したオシレータ12の初段に入力される。すなわち、レ
ベル検知回路2の出力CPEがハイレベルであれば、図3
のオシレータ12が発振動作を行って昇圧電圧Vccint2
の電圧レベルは上昇する。一方、レベル検知回路2の出
力CPEがローレベルであればオシレータ12は発振動作
を停止し、昇圧電圧Vccint2の電圧レベルは低下する。
また、第2のレベル検知部22の消費電力は、第1のレ
ベル検知部21の半分以下、例えば4分の1以下とされ
ている。
OSトランジスタ24と、抵抗R21,R22と、低消費
電力型の差動増幅器(ローパワーアンプ)25と、OR
ゲートG21とを備えており、ローパワーアンプ25の
(+)入力端子には基準電圧Vrefが、(-)入力端子には抵
抗R21と抵抗R22との接続点の電圧VG2が入力さ
れる。PMOSトランジスタ24はスタンドバイ状態のとき
にオンし、PMOSトランジスタ24がオンすると、ローパ
ワーアンプ25の(-)入力端子には昇圧電圧Vccint2を
抵抗R21とR22で分圧した電圧VG2が入力され
る。電圧VG2が基準電圧Vrefよりも低い場合には、
ローパワーアンプ25の出力はハイレベルになり、レベ
ル検知回路2の出力CPEもハイレベルになる。
子にはORゲートG21が接続されており、メモリアクセ
ス状態のときか、あるいは、図3に示したオシレータ1
2の出力OSCがハイレベルのときに、ローパワーアンプ
25はディセーブル状態になって出力はローレベル固定
になる。
ワーアンプ25の代わりに通常の差動増幅器26が接続
されている点を除いて、第2のレベル検知部22と同様
に構成され、昇圧電圧Vccint2が6.5Vのときに分圧電
圧VG1と基準電圧Vrefとが一致するようなレベル検
知を行う。
ワーアンプ(Low Power AMP)25の詳細構成を示す回
路図である。図5に示すローパワーアンプ25は、ウィ
ルソンのカレントミラー回路で構成された定電流源部2
7と、差動増幅部28とに分けられる。定電流源部27
は安定点が2つあり、電源投入時には図示のPMOSトラン
ジスタ29のゲート端子がいったんローレベルになっ
て、その後にハイレベルに設定される。これにより、ダ
イオードD21の両端の電圧Vfと抵抗R23の両端の電圧
VRとが一致し、ダイオードD21に流れる電流量と抵抗
R23に流れる電流量が等しくなった点で安定する。ダイ
オードD21の両端の電圧Vfは約0.6Vで、抵抗R23
には例えば2400kΩ程度の高抵抗が用いられ、抵抗R23
に流れる電流Iは、I=Vf/Rで表され、I=約0.25
μAとなる。
流れないため、定電流源部27で消費される電力は少な
くなり、ローパワーアンプ25全体の消費電力も低く抑
えられる。
力を低く抑えると、レベル検知に時間がかかるという問
題があり、レベル検知が終了するまでの間に、昇圧電圧
Vccint2が予め定めた電圧よりも数V以上も高くなるお
それがある。
に、昇圧電圧Vccint2が上昇する割合と低下する割合と
どちらが大きいかについて検討する。昇圧電圧Vccint2
が低下する要因としては、図4に示した抵抗R21,R22
に流れる電流や、内部電圧Vccintに接続されるアドレ
スデコーダ5などのサブスレッショルド電流やジャンク
ションリーク電流などが考えられるが、これらの電流は
数μA以内であり十分に小さい。また、内部電圧Vccin
tの寄生容量は数百pF〜数nF程度であるため、昇圧
電圧Vccint2が0.1V程度下がるのに数μ秒〜数百μ秒
の時間がかかる。一方、レベル検知回路2の出力CPEが
ハイレベルのときの昇圧電圧Vccint2の上昇度合いは、
電源電圧やチャージポンプ11の大きさにもよるが、図
3に示したオシレータ12の出力OSCの1周期あたり約
0.1Vである。なお、出力OSCの1周期は数十ナノ秒程度
である。
方が急峻で、下がり方が緩やかという特徴があり、レベ
ル検知に時間がかかると、昇圧電圧Vccint2がかなりの
高電圧になるおそれがある。このため、図4に示した第
2のレベル検知部22では、昇圧電圧Vccint2が5V以
下になることが検知されると、昇圧回路1内のチャージ
ポンプ11を1周期動作させて、その後に昇圧回路1内
のオシレータ12からパルスOSCが出力された時点でロ
ーパワーアンプ25をリセットしてチャージポンプ11
の動作を停止する。
スOSCにより、ローパワーアンプ25をリセットしてレ
ベル検知回路2の出力CPEを強制的にローレベルにする
と、次に出力CPEがハイレベルになるまでに少なくとも
数μ秒かかる。このため、結果的に、チャージポンプ1
1は、昇圧電圧Vccint2の低下に応じて随時、数μ秒〜
数百μ秒程度に1回の割合で動作し、昇圧電圧Vccint2
の上がりすぎを防止することができる。
トする回路は、図4に示したものに限定されない。例え
ば、図6は、オシレータ12から所定数のパルスOSCが
出力されると論理「1」を出力するカウンタ111を設
け、このカウンタ111の出力によりローパワーアンプ
25をリセットする例を示している。
して、スタンドバイ時には一部のチャージポンプ11だ
けを駆動するようにして、スタンドバイ時とメモリアク
セス時とで昇圧電圧Vccint2の上昇度合いを変えてもよ
い。
a,11bを並列接続して昇圧回路1を構成した例を示
している。各チャージポンプ11a,11bは図2と同
様の回路で構成され、各チャージポンプ11a,11b
にはそれぞれ、ノイズ低減のために互いに位相がずれた
信号OSC1,OSC2が入力される。また、チャージポンプ
11bの前段にはアンドゲートG22が設けられ、アンド
ゲートG22の入力端子には信号OSC2とメモリアクセス
時にハイレベルになる信号とが入力される。
メモリアクセス時もスタンドバイ時も動作するのに対
し、チャージポンプ11bはメモリアクセス時のみ動作
し、スタンドバイ時には動作しない。これにより、スタ
ンドバイ時はメモリアクセス痔に比べてチャージポンプ
全体のパワー(能力)が低下し、昇圧電圧Vccint2は緩
やかに上昇するようになる。
詳細構成について説明する。図8は内部電圧発生回路3
の詳細構成を示す回路図である。内部電圧発生回路3
は、差動増幅器31,32と、PMOSトランジスタQ31〜
Q35と、NMOSトランジスタQ36〜Q39と、抵抗R31,R
32とを備えており、昇圧電圧Vccint2に基づいて内部電
圧Vccintを生成する。
圧Vccintを抵抗分圧した電圧VGと基準電圧Vrefとを
比較して、その比較結果を出力する。より具体的には、
差動増幅器31は内部電圧Vccintが5Vよりも低い場
合に内部電圧Vccintを引き上げる制御を行い、差動増
幅器32は内部電圧Vccintが5Vよりも高い場合に内
部電圧Vccintを引き下げる制御を行う。
9の回路で構成される。図9のPLUS端子が図8に示す
(+)入力端子に対応し、MINUS端子が(-)入力端子に対応
する。図9のdisable端子がハイレベルのときは、NMOS
トランジスタQ301がオンして出力はローレベル固定に
なる。一方、disable端子がローレベルのときはPMOSト
ランジスタQ302がオンし、この状態でPLUS端子がMINUS
端子よりも高電位になれば、外部電源電圧Vccextから
の電流はPMOSトランジスタQ303に流れて出力はハイレ
ベルになる。逆に、disable端子がハイレベルのときにP
LUS端子よりもMINUS端子の方が高電位になれば、出力は
ローレベルになる。
はPMOSトランジスタQ34が接続され、スタンドバイ状態
のときにはこのトランジスタQ34がオンして内部電圧V
ccintは強制的に昇圧電圧Vccint2に設定される。すな
わち、PMOSトランジスタQ34は、スタンドバイ時に内部
電圧Vccintと昇圧電圧Vccint2とを短絡させる動作を
行う。
には内部電圧Vccintは約5Vに、昇圧電圧Vccint2は
約6.5Vに設定され、スタンドバイ時には内部電圧Vcci
ntは昇圧電圧Vccint2と同電位(5V)に設定される。
検知回路2などでは、スタンドバイ状態であることを示
す信号STANDBYをレベルシフトした信号STANDBYHと、信
号STANDBYに同期した信号ENABLEHとを用いており、これ
ら信号は図10に示す制御信号生成回路によって生成さ
れる。
にハイレベルになる信号STANDBYは、レベルシフター回
路101に入力されてレベル変換され、このレベルシフ
ター回路101から信号STANDBYHが出力される。また、
信号STANDBYと、信号STANDBYをディレイ回路102で遅
延させた信号はANDゲートG101で積算された後にレベル
シフター回路103に入力されて信号ENABLEHが生成さ
れる。
路101,103の詳細構成を示す回路図である。入力
INにハイレベルの信号が入力されると、NMOSトランジ
スタQ101がオンして図示のa点がローレベルにな
り、PMOSトランジスタQ102もオンして出力OUTは
電源電圧Vhighと同レベルになる。また、入力INにロ
ーレベルの信号が入力されると、NMOSトランジスタQ1
03がオンして出力OUTは接地レベルになる。したが
って、電源電圧Vhighに所望の電圧値を設定すること
で、入力信号をレベル変換することができる。
2の詳細構成を示す回路図である。このディレイ回路1
02は、複数のインバータINV11〜INV14を直
列接続し、各インバータの出力と接地端子間にキャパシ
タC11〜C13を接続した構成になっている。キャパ
シタの容量やインバータの接続段数を変えることによ
り、所望の遅延時間を得ることができる。
の動作タイミングを示す波形図であり、スタンドバイ状
態のときにハイレベルになる信号STANDBYと、信号STAND
BYに同期した信号ENABLEと、昇圧電圧Vccint2とレベル
検知回路2の出力信号CPEとの信号波形を示している。
制御信号ENABLEは、メモリアクセス状態に遷移した時点
でハイレベルに変化し、スタンドバイ状態に遷移してか
らしばらくしてローレベルに変化する。このように、メ
モリアクセス状態からスタンドバイ状態に切り替わった
時刻T2からしばらくした後(時刻T3)に信号ENABLE
をローレベルにする理由は、内部電圧発生回路3内で昇
圧電圧Vccint2を6.5Vから5Vに下げるのに要する時
間を考慮したためである。
電圧Vccint2と内部電圧Vccintは同じ電圧(例えば5
V)に設定され、この電圧が変動しないように信号CPE
が間欠的にハイレベルになり、チャージポンプ11は数
μ秒〜数百μ秒に1回の割合で駆動される。
ス状態になると、昇圧電圧Vccint2を5Vから6.5Vに
引き上げる必要があるため、図13に示すように、メモ
リアクセス状態になった時点(時刻T1)からしばらく
はオシレータ12の出力CPEはハイレベルを維持してチ
ャージポンプ11を連続的に駆動させる。昇圧電圧Vcc
int2が6.5Vになると、その後は出力CPEは昇圧電圧Vcc
int2の低下に応じてパルスを出力して昇圧電圧Vccint2
が6.5Vから変動しないように制御を行う。
3では、基準電圧Vrefが使用されており、この基準電
圧Vrefは図14に詳細構成を示す基準電圧発生回路3
0で生成される。図14の基準電圧発生回路30は、差
動増幅部41と、抵抗R1,R2,R3と、ダイオード
D11,D12と、PMOSトランジスタQ11とを有し、差動増
幅部41には定電流源から一定の電流が供給される。差
動増幅部41は、抵抗R1とダイオードD11との接続点
の電圧VAと、抵抗R2,R3の接続点の電圧VBとが
等しくなるように制御する。
と、抵抗R2を流れる電流I2との間には(1)式の関
係が成り立つ。 I1/I2=R1/R2 …(1)
(逆方向)飽和電流をIs、順方向電圧をVF、温度を
Tとすると、(2)式の関係が成り立つ。 I=Is{eq・VF/kT−1} …(2)
(2)式中の(−1)は無視でき、(3)式が成り立
つ。 I=Is・eq・VF/kT …(3)
る。ただし、VT=kT/qである。 VF=(kT/q)・1n(I/Is) …(4)
圧をそれぞれVF1,VF2とし、抵抗R3の両端電圧
を△Vとすると、(5)式の関係が成り立つ。 △VF=VF1−VF2=VT・1n(I1/I2) =VT・1n(R2/R1)…(5)
で表される。 Vref=VF1+(R2/R3)△VF…(6)
温度係数を持ち、ダイオードの順方向電圧VF1は約-2
mV/℃の負の温度係数を持つため、温度依存性がなくな
るように抵抗R2,R3の抵抗値を設定すれば、基準電
圧Vrefは温度によらず常に一定の電圧値になる。
を抑えるためには、基準電圧発生回路30に電流を供給
する定電流源で電流の絞り込みを行えばよい。この定電
流源は基準電圧発生回路専用に設けてもよいが、図5の
ローパワーアンプ25内の定電流源部27を流用するこ
ともできる。
アンプ25内の低消費電力型の定電流源部27を基準電
圧発生回路30で流用する例を示す図である。図15の
一点鎖線部が定電流源部27の構成を示している。定電
流源部27から出力された電流は、ローパワーアンプ2
5を構成する差動増幅部28に入力されるとともに、基
準電圧発生回路30にも入力され、この基準電圧発生回
路30から基準電圧Vrefが出力される。
部22内の定電流源部27を利用して基準電圧Vrefを
生成すれば、定電流源部27を別個に設ける必要がなく
なり、回路を簡略化することができる。また、第2のレ
ベル検知部22内の定電流源部27は消費電力が少ない
ため、基準電圧発生回路30全体の消費電力も抑制でき
る。
スタンドバイ時に図8に示すように、内部電圧発生回路
3内のトランジスタQ34をオンさせて内部電圧Vccint
と昇圧電圧Vccint2を強制的に短絡させている。
の出力段の概略構成を示すブロック図である。内部電圧
発生回路3は、昇圧電圧Vccint2を降圧して内部電圧V
ccintを生成する内部電圧発生部121と、スイッチ回
路122とを備える。スイッチ回路122は、PMOSトラ
ンジスタ123とインバータ124とで構成され、PMOS
トランジスタ123は、スタンドバイ時にハイレベルに
なる信号STANDBYHの論理に応じてオン・オフする。より
詳細には、スタンドバイ状態になると、PMOSトランジス
タ123がオンして昇圧回路1と内部電圧発生部121
の各出力端子が短絡されて昇圧電圧Vccint2と内部電圧
Vccintが等しくなる。
かかわらず、ほぼ一定の電圧(約5V)なのに対し、昇
圧電圧Vccint2は、メモリアクセス状態では約6.5V、
スタンドバイ状態では約5Vである。このため、図8や
図16のように、スタンドバイ状態になった時点で、強
制的に昇圧回路101と内部電圧発生部103の各出力
端子を短絡させると、スタンドバイ状態になった直後
に、内部電圧Vccintが昇圧電圧Vccint2に引きづられ
て一時的に上昇してしまう。このため、スタンドバイ状
態になってからしばらくの間、すなわち、昇圧電圧Vcc
int2が低下するまでは、内部電圧発生回路3における差
動増幅器などで内部電圧Vccintを引き上げる制御を行
わなければならず、メモリ全体として消費電力が増える
おそれがある。
イネーブル信号の論理に応じてメモリアクセス状態とス
タンドバイ状態とを切り換えるCEショートサイクルモー
ドを有するものがある。CEショートサイクルモードで
は、メモリアクセス状態とスタンドバイ状態が周期的に
切り替わるため、メモリアクセス時に内部電圧Vccint
が5Vまで下がらないうちに、スタンドバイ状態に切り
替わって内部電圧Vccintが上昇するという動作が繰り
返され、最終的に内部電圧Vccintが最大6.5Vまで上昇
するおそれがある。内部電圧Vccintは、メモリチップ
内のワード線電位となるため、読み出し電位も最大6.5
Vとなり、メモリセルトランジスタのしきい値のばらつ
きにより、メモリに書き込んだデータを正しく読み出せ
なくなるおそれがある。
体集積回路装置は、スタンドバイ状態になった直後に内
部電圧Vccintが変動しないようにしたものである。図
17では、EEPROMの内部構成の一部、すなわち、外部電
源電圧Vccextを昇圧して昇圧電圧Vccint2を生成する
回路ブロックと、昇圧電圧Vccint2から内部電圧Vccin
tを生成する回路ブロックとを示している。図17のEEP
ROMは、内部電圧発生回路3aの構成が第1の実施形態
と異なる他は、第1の実施形態とほぼ同じように構成さ
れるため、以下では、内部電圧発生回路3aの構成を中
心に説明する。
アクセス時電圧制御回路51と、低消費電力内部電圧検
知回路52と、レベルシフタ53と、スイッチ回路54
とを有する。メモリアクセス時電圧制御回路51は、メ
モリアクセス時に内部電圧Vccintを生成するととも
に、内部電圧Vccintが変動しないように電圧制御を行
う。低消費電力内部電圧検知回路52は、内部電圧Vcc
intの電圧レベルに応じた信号を出力する。より詳細に
は、内部電圧Vccintが所定電圧より高ければハイレベ
ルの信号を出力し、所定電圧より低ければローレベルの
信号を出力する、この信号はレベルシフタ53に入力さ
れてレベル変換された後、スイッチ回路54に入力され
る。スイッチ回路54は、メモリアクセス時は常にオフ
状態で、スタンドバイ時に内部電圧Vccintが所定電圧
以下になるとオンして昇圧電圧Vccint2と内部電圧Vcc
intを短絡させる。
1の詳細構成を示す回路図である。図18に示すよう
に、メモリアクセス時電圧制御回路51は、差動増幅器
61と、PMOSトランジスタQ51,Q52と、抵抗R51,R
52とを有する。PMOSトランジスタQ51のソース端子には
昇圧電圧Vccint2が印加され、そのドレイン端子とPMOS
トランジスタQ52のソース端子との接続点から内部電圧
Vccintが出力される。PMOSトランジスタQ52のドレイ
ン端子と接地端子間には抵抗R51,R52が直列接続さ
れ、PMOSトランジスタQ52のゲート端子には信号STANDB
YHが印加され、PMOSトランジスタQ51のゲート端子には
差動増幅器61の出力端子が接続されている。差動増幅
器61は、メモリアクセス時のみ動作し、その正側入力
端子には抵抗R51,R52間の電圧が印加され、負側入力
端子には基準電圧Vrefが印加される。
52がオンし、内部電圧Vccintを抵抗R51,R52で抵抗
分圧した電圧が差動増幅器61の正側入力端子に入力さ
れる。例えば、内部電圧Vccintが予め定めた電圧より
も高くなると、差動増幅器61の正側入力端子の方が負
側入力端子よりも電圧が高くなり、差動増幅器61の出
力電圧が高くなってPMOSトランジスタQ51はオフする方
向に動作し、内部電圧Vccintが低下する。逆に、内部
電圧Vccintが予め定めた電圧よりも低くなると、差動
増幅器61の正側入力端子の方が負側入力端子よりも電
圧が低くなり、差動増幅器61の出力電圧が低くなって
PMOSトランジスタQ51はオンする方向に動作し、内部電
圧Vccintが上昇する。このような制御により、メモリ
アクセス時には、内部電圧Vccintは予め定めた電圧に
制御される。
スタQ52がオフし、差動増幅器61も動作しなくなるた
め、配線抵抗等により、内部電圧Vccintは徐々に低下
する。また、スタンドバイ時の内部電圧Vccintの電圧
レベルは、図17に示す低消費電力内部電圧検知回路5
2により検知される。
の詳細構成を示す回路図である。図19に示すように、
低消費電力内部電圧検知回路52は、図4と同じような
構成のローパワーアンプ62と、抵抗R53,R54とを有
する。直列接続された抵抗R53,R54の一端には内部電
圧Vccintが印加され、他端は接地されている。ローパ
ワーアンプ62の正側入力端子には抵抗R53,R54間の
電圧が印加され、負側入力端子には基準電圧Vrefが印
加される。ローパワーアンプ62の出力は図17に示す
レベルシフタ53に供給される。
tが予め定めた電圧よりも高くなると、ローパワーアン
プ62の出力はローレベルになる。逆に、スタンドバイ
時に内部電圧Vccintが予め定めた電圧以下になると、
ローパワーアンプ62の出力はハイレベルになる。ロー
パワーアンプ62は、通常の差動増幅器よりも消費電流
が少ないため、スタンドバイ時の消費電力を抑えること
ができる。
と同様の回路で構成され、ローパワーアンプ62の出力
電圧をレベル変換する。レベル変換後の電圧はスイッチ
回路54内のNANDゲートG51に入力される。NANDゲート
G51の出力は、メモリアクセス時には常にハイレベルに
なり、PMOSトランジスタQ53はオフ状態を維持する。
また、スタンドバイ時でも、レベルシフタ53の出力が
ローレベルのとき、すなわち、内部電圧Vccintが予め
定めた電圧よりも高いときには、NANDゲートG51の出力
はハイレベルになる。一方、スタンドバイ時に、内部電
圧Vccintが予め定めた電圧以下になると、NANDゲート
G51の出力はローレベルになり、PMOSトランジスタQ5
3がオンして、昇圧電圧Vccint2と内部電圧Vccintが
短絡される。
バイ状態に遷移したときに昇圧電圧Vccint2と内部電圧
Vccintが変化する様子を示したタイミング図である。
なお、図20のCEバーは、EEPROMのチップイネーブル
信号である。
17に示した第2の実施形態の動作を説明する。昇圧回
路1の動作は、第1の実施形態と同じであり、例えば3
Vの外部電源電圧Vccextに基づいて、メモリアクセス
時には約6.5V、スタンドバイ時には約5Vの昇圧電圧
Vccint2を生成する。また、内部電圧発生回路3aの動
作も、メモリアクセス時は第1の実施形態と同じであ
り、約6.5Vの昇圧電圧Vccint2に基づいて、約5Vの
内部電圧Vccintを生成する。
イ状態に遷移すると(図20の時刻T1)、図17に示
したメモリアクセス時電圧制御回路51は動作を停止
し、代わりに低消費電力内部電圧検知回路52が動作を
開始する。低消費電力内部電圧検知回路52は、内部電
圧Vccintの電圧値が予め定めた電圧になったか否かを
検知する。内部電圧Vccintが予め定めた電圧よりも高
い間は、スイッチ回路54内のPMOSトランジスタQ53
はオフ状態である。また、スタンドバイ時には、昇圧回
路1は昇圧電圧Vccint2を6.5Vから5Vに下げる制御
を行うため、昇圧電圧Vccint2は徐々に低下する。ま
た、内部電圧Vccintも、配線抵抗等により徐々に低下
する。
圧以下になると(図20の時刻T2)、PMOSトランジス
タQ53がオンして昇圧電圧Vccint2と内部電圧Vccin
tは短絡される。昇圧電圧Vccint2と内部電圧Vccintが
短絡すると、内部電圧Vccintが昇圧電圧Vccint2に引
きづられて過度に上昇するおそれがあるが、ここでは内
部電圧Vccintが上昇して予め定めた電圧になると、再
度PMOSトランジスタQ53がオフして内部電圧Vccint
のさらなる上昇が抑えられる。
たタイミング図であり、内部電圧VccintおよびPMOSト
ランジスタの出力波形を示している。図21に示すよう
に、時刻T2でPMOSトランジスタQ53がオンすると、
昇圧電圧Vccint2と内部電圧Vccintが短絡して内部電
圧Vccintが上昇し、時刻T3で再度PMOSトランジスタ
Q53はオフする。PMOSトランジスタQ53がオフする
と、内部電圧Vccintは低下し、時刻T4で再度PMOSト
ランジスタQ53がオンして昇圧電圧Vccint2と内部電
圧Vccintは短絡される。このような制御を繰り返すこ
とにより、内部電圧Vccintは、所定の電圧(例えば5
V)に収束する。
電圧波形と、比較のための図16の例における内部電圧
波形とが図示されており、図16の例ではスタンドバイ
状態になった直後に内部電圧Vccintが一時的に上昇す
るのに対し、第2の実施形態では内部電圧Vccintがほ
とんど変化しないことがわかる。
圧電圧Vccint2の電圧レベルを検知する回路と内部電圧
Vccintの電圧レベルを検知する回路とを共通化したこ
とを特徴とする。
形態の概略構成図である。図22は、昇圧電圧Vccint2
の電圧レベルを検知するレベル検知回路2aの構成が図
17と異なる他は、図17とほぼ同じように構成される
ため、以下では、レベル検知回路2aの構成を中心に説
明する。
した第1のレベル検知部21と、ANDゲートG52,G53
と、インバータINV51とを有する。昇圧回路1は、
メモリアクセス時には、ANDゲートG52の出力に応じて
昇圧電圧Vccint2の電圧制御を行い、スタンドバイ時に
は、ANDゲートG53の出力に応じて昇圧電圧Vccint2の
電圧制御を行う。ANDゲートG52は、メモリアクセス時
には、第1のレベル検知部21の出力をそのまま出力す
る。また、ANDゲートG53は、スタンドバイ時には、低
消費電力内部電圧検知回路52の出力をそのまま出力す
る。
昇圧回路1は、メモリアクセス時には、第1のレベル検
知部21での検知結果に基づいて昇圧電圧Vccint2のレ
ベル制御を行う。また、スタンドバイ時には、昇圧電圧
Vccint2と内部電圧Vccintが短絡されることから、内
部電圧Vccintの電圧レベルを検知する低消費電力内部
電圧検知回路52の検知結果に基づいて、昇圧電圧Vcc
int2のレベル制御を行う。これにより、レベル検知回路
2a内に、図4のようなスタンドバイ時専用の低消費電
力型のレベル検知回路22を設ける必要がなくなり、回
路構成を簡略化でき、かつ、消費電力も低減できる。
モリアクセス時とスタンドバイ時とで、昇圧回路の駆動
力を切り換えるようにしたことを特徴とする。
形態の概略構成図である。第4の実施形態は、昇圧回路
1aの構成が図17に示す第2の実施形態と異なる他
は、第2の実施形態とほぼ同じように構成されるため、
以下では、昇圧回路1aの構成を中心に説明する。
時に昇圧電圧Vccint2を生成する第1のチャージポンプ
11aと、スタンドバイ時に昇圧電圧Vccint2を生成す
る第2のチャージポンプ11bとを有する。これらチャ
ージポンプはいずれも、図2と同様の回路で構成される
が、第1のチャージポンプ11aの電荷供給能力は第2
のチャージポンプ11bよりも高い。このように、電荷
供給能力に違いを持たせるには、例えば、チャージポン
プ内のコンデンサの容量を変えればよい。
出力はローレベル固定になるため、第2のチャージポン
プ11bは動作しない。一方、ANDゲートG55からは
レベル検知回路2の出力がそのまま出力され、第1のチ
ャージポンプ11aはレベル検知回路2の出力に応じて
昇圧電圧Vccint2のレベル制御を行う。
5の出力はローレベル固定になるため、第1のチャージ
ポンプ11aは動作しない。一方、ANDゲートG54か
らはレベル検知回路2の出力がそのまま出力され、第2
のチャージポンプ11bはレベル検知回路2の出力に応
じて昇圧電圧Vccint2のレベル制御を行う。
バイ状態になると、電荷供給能力(駆動力)の弱いチャ
ージポンプ11bにより昇圧電圧Vccint2を生成するた
め、スタンドバイ時のピーク電流を抑制でき、消費電力
を低減できる。
23の昇圧回路1aに変更してもよい。この場合の概略
構成図は図24のようになる。図24の場合も、図23
と同様の効果が得られる。同様に、図1に示す第1の実
施形態の昇圧回路1を、図23の昇圧回路1aに変更し
てもよい。
た電圧Vccextをいったん昇圧した後に内部電圧発生回
路3で降圧しているが、内部電圧発生回路3を設けず
に、昇圧した電圧を直接、メモリセルアレイ6やアドレ
スデコーダ5などに供給してもよい。ただし、内部電圧
発生回路3を設けなければ回路構成を簡略化できるとい
う利点もあるが、電圧制御精度は悪くなる。
のメモリセルアレイ6を有する半導体集積回路装置につ
いて説明したが、EEPROM構成以外のDRAMやSRAM
構成のメモリセルアレイ6を有する場合にも本発明は適
用できる。また、メモリセルアレイ6以外の他の半導体
回路の電圧制御にも本発明は適用できる。この場合、半
導体回路が通常の動作をしている状態がメモリアクセス
状態に対応し、半導体回路が待機している状態がスタン
ドバイ状態に対応する。
れば、フラッシュメモリ等の半導体回路が第2の動作状
態(例えばスタンドバイ状態)になると、昇圧電圧のレ
ベル検知を行う回路を低消費電力型の回路に切り換える
ようにしたため、スタンドバイ時に比較的高い電圧を半
導体回路に供給しても、スタンドバイ時の消費電力を低
減できる。また、本発明は、動作状態が切り替わって
も、半導体回路に供給する電圧レベルをあまり変えない
ようにしたため、動作状態を切り換える際の遷移時間を
短縮でき、半導体回路に対するアクセス速度が向上す
る。さらに、動作状態が切り替わった直後に、半導体回
路に供給される電圧が一時的に変動しないようにしたた
め、消費電力を低減できるとともに、動作状態にかかわ
らず常に一定の電圧を半導体回路に供給することができ
る。
図。
細構成を示す回路図。
を示す回路図。
を構成した例を示す図。
示す回路図。
を示す図。
回路図。
ミングを示す波形図。
圧発生回路で流用する例を示す図。
するための半導体集積回路装置の概略構成図。
構成図。
示す回路図。
す回路図。
遷移したときに昇圧電圧Vccint2と内部電圧Vccintが
変化する様子を示したタイミング図。
グ図。
構成図。
構成図。
圧回路1aに変更した図。
る図。
Claims (22)
- 【請求項1】外部から供給された電圧を昇圧する昇圧回
路と、この昇圧回路で昇圧された昇圧電圧に応じた電圧
により駆動される半導体回路とを備えた半導体集積回路
装置において、 第1および第2の動作状態を有し、 前記半導体回路が前記第1の動作状態のときに、前記昇
圧電圧の電圧変動を検知する第1のレベル検知回路と、 前記第1のレベル検知回路よりも消費電力の少ない回路
で構成され、前記半導体回路が前記第2の動作状態のと
きに、前記昇圧電圧の電圧変動を検知する第2のレベル
検知回路とを備えることを特徴とする半導体集積回路装
置。 - 【請求項2】前記昇圧回路は、前記第1の動作状態のと
きには前記第1のレベル検知回路による検知結果に基づ
いて前記昇圧電圧が第1の電圧になるように電圧制御を
行い、前記第2の動作状態のときには前記第2のレベル
検知回路による検知結果に基づいて前記昇圧電圧が第2
の電圧になるように電圧制御を行うことを特徴とする請
求項1に記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項3】前記第2のレベル検知回路の消費電力は、
前記第1のレベル検知回路の4分の1以下の消費電力で
あることを特徴とする請求項1または2に記載の半導体
集積回路装置。 - 【請求項4】前記昇圧電圧から内部電圧を生成する内部
電圧発生回路を備え、 前記内部電圧が前記半導体回路に供給されることを特徴
とする請求項1〜3のいずれかに記載の半導体集積回路
装置。 - 【請求項5】前記内部電圧発生回路は、前記半導体回路
が前記第1の動作状態のときには前記内部電圧を前記昇
圧電圧よりも低い電圧レベルに設定し、前記半導体回路
が前記第2の動作状態のときには前記内部電圧を前記昇
圧電圧と略等しい電圧レベルに設定することを特徴とす
る請求項4に記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項6】前記昇圧回路は、パルス信号を発生するパ
ルス発生器と、このパルス信号に応じて昇圧を行うチャ
ージポンプとを有し、 前記第2のレベル検知回路のレベル検知動作は、前記パ
ルス信号により制御されることを特徴とする請求項1〜
5のいずれかに記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項7】前記第2のレベル検知回路は、前記昇圧電
圧の電圧変動を検知するために、前記昇圧電圧に相関す
る電圧を所定の電圧レベルの基準電圧と比較する差動増
幅器を備え、 前記差動増幅器の消費電流は、定電流源により制御され
ることを特徴とする請求項1〜6のいずれかに記載の半
導体集積回路装置。 - 【請求項8】定電流源により消費電流が制御される前記
基準電圧を生成する基準電圧発生回路を備えることを特
徴とする請求項7に記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項9】外部から供給された電圧を昇圧する昇圧回
路と、この昇圧回路で昇圧された昇圧電圧に応じた電圧
により駆動される半導体回路と、前記昇圧電圧から内部
電圧を生成する内部電圧発生回路とを備えた半導体集積
回路装置において、 第1および第2の動作状態を有し、 前記内部電圧発生回路は、前記半導体回路が前記第1の
動作状態のときには前記内部電圧を前記昇圧電圧よりも
低い電圧レベルに設定し、前記半導体回路が前記第2の
動作状態のときには前記内部電圧を前記昇圧電圧と略等
しい電圧レベルに設定することを特徴とする半導体集積
回路装置。 - 【請求項10】前記昇圧電圧と前記内部電圧との各ノー
ド間に、前記第2の動作状態のときに選択的に導通する
スイッチ手段を備えることを特徴とする請求項9に記載
の半導体集積回路装置。 - 【請求項11】前記内部電圧発生回路は、前記内部電圧
を前記昇圧電圧よりも低い電圧レベルに設定する第1の
電圧設定モードと、前記内部電圧を前記昇圧電圧と略等
しい電圧レベルに設定する第2の電圧設定モードとを有
し、 前記半導体回路が前記第1の動作状態から前記第2の動
作状態に遷移するタイミングから所定時間経過後に前記
内部電圧発生回路を前記第1の電圧設定モードから前記
第2の電圧設定モードに切り換え、前記半導体回路が前
記第2の動作状態から前記第1の動作状態に遷移するタ
イミングと略同時に前記内部電圧発生回路を前記第2の
電圧設定モードから前記第1の電圧設定モードに切り換
えるモード切換回路を備えることを特徴とする請求項9
または10に記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項12】外部から供給された電圧を昇圧する昇圧
回路と、この昇圧回路で昇圧された昇圧電圧に応じた電
圧により駆動される半導体回路と、前記昇圧電圧の電圧
変動を検知するレベル検知回路と、を備えた半導体集積
回路装置において、 前記昇圧回路は、パルス信号を発生するパルス発生器
と、このパルス信号に応じて昇圧を行うチャージポンプ
とを有し、 前記レベル検知回路のレベル検知動作は、前記パルス信
号により制御されることを特徴とする半導体集積回路装
置。 - 【請求項13】外部から供給された電圧を昇圧する昇圧
回路と、 この昇圧回路で昇圧された昇圧電圧の電圧変動を検知す
るレベル検知回路と、 外部から供給された電圧から所定の電圧レベルの基準電
圧を生成する基準電圧発生回路と、 前記昇圧電圧に応じた電圧により駆動される半導体回路
とを備え、 前記レベル検知回路および前記基準電圧発生回路の各消
費電流を、同一の定電流源により制御することを特徴と
する半導体集積回路装置。 - 【請求項14】外部から供給された電圧を昇圧する昇圧
回路と、この昇圧回路で昇圧された昇圧電圧に応じた電
圧により駆動される半導体回路と、前記昇圧電圧から内
部電圧を生成する内部電圧発生回路と、を備えた半導体
集積回路装置において、 第1および第2の動作状態を有し、 前記内部電圧発生回路は、 前記昇圧回路および前記内部電圧発生回路の各出力端子
を短絡させるか否かを切り換えるスイッチ手段と、 前記半導体回路が前記第1の動作状態から前記第2の動
作状態に遷移した後、前記内部電圧が所定電圧以下にな
ると、前記スイッチ手段を切り換えて前記内部電圧を前
記昇圧電圧に略等しくするスイッチ制御回路と、を有す
ることを特徴とする半導体集積回路装置。 - 【請求項15】前記内部電圧発生回路は、 前記半導体回路が前記第1の動作状態のときに、前記内
部電圧の電圧変動を検知する第1の内部電圧検知回路
と、 前記第1の内部電圧検知回路よりも消費電力の少ない回
路で構成され、前記半導体回路が前記第2の動作状態の
ときに、前記内部電圧の電圧変動を検知する第2の内部
電圧検知回路と、を備え、 前記半導体回路が前記第1の動作状態のときには、前記
第1の内部電圧検知回路による検知結果に基づいて前記
内部電圧の電圧制御を行い、 前記半導体回路が前記第2の動作状態のときには、前記
第2の内部電圧検知回路による検知結果に基づいて前記
スイッチ制御回路が前記スイッチ手段を切り換えること
で前記内部電圧の電圧制御を行うことを特徴とする請求
項14に記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項16】外部から供給された電圧を昇圧する昇圧
回路と、この昇圧回路で昇圧された昇圧電圧に応じた電
圧により駆動される半導体回路と、前記昇圧電圧から内
部電圧を生成する内部電圧発生回路と、を備えた半導体
集積回路装置において、 第1および第2の動作状態を有し、 前記内部電圧発生回路は、 前記半導体回路が前記第1の動作状態のときに、前記内
部電圧の電圧変動を検知する第1の内部電圧検知回路
と、 前記第1の内部電圧検知回路よりも消費電力の少ない回
路で構成され、前記半導体回路が前記第2の動作状態の
ときに、前記内部電圧の電圧変動を検知する第2の内部
電圧検知回路と、を備えることを特徴とする半導体集積
回路装置。 - 【請求項17】前記内部電圧発生回路は、前記半導体回
路が前記第1の動作状態のときには前記内部電圧を前記
昇圧電圧よりも低い電圧レベルに設定し、前記半導体回
路が前記第2の動作状態のときには前記内部電圧を前記
昇圧電圧と略等しい電圧レベルに設定することを特徴と
する請求項16に記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項18】前記半導体回路が前記第1の動作状態の
ときに、前記昇圧電圧の電圧変動を検知するレベル検知
回路を備え、 前記昇圧回路は、前記半導体回路が前記第1の動作状態
のときには、前記レベル検知回路による検知結果に基づ
いて前記昇圧電圧が第1の電圧になるように電圧制御を
行い、前記半導体回路が前記第2の動作状態のときに
は、前記第2の内部電圧検知回路による検知結果に基づ
いて前記昇圧電圧が第2の電圧になるように電圧制御を
行うことを特徴とする請求項15または17に記載の半
導体集積回路装置。 - 【請求項19】前記昇圧回路は、 第1のチャージポンプと、 前記第1のチャージポンプよりも駆動力の弱い第2のチ
ャージポンプと、を有し、 前記半導体回路が前記第1の動作状態のときには、前記
レベル検知回路による検知結果に基づいて前記昇圧電圧
が第1の電圧になるように前記第1のチャージポンプに
より電圧制御を行い、前記半導体回路が前記第2の動作
状態のときには、前記第2の内部電圧検知回路による検
知結果に基づいて前記昇圧電圧が第2の電圧になるよう
に前記第2のチャージポンプにより電圧制御を行うこと
を特徴とする請求項18に記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項20】外部から供給された電圧を昇圧する昇圧
回路と、この昇圧回路で昇圧された昇圧電圧に応じた電
圧により駆動される半導体回路とを備えた半導体集積回
路装置において、 第1および第2の動作状態を有し、 前記昇圧回路は、 第1のチャージポンプと、 前記第1のチャージポンプよりも駆動力の弱い第2のチ
ャージポンプと、を有し、 前記半導体回路が前記第1の動作状態のときには、前記
昇圧電圧が第1の電圧になるように前記第1のチャージ
ポンプにより電圧制御を行い、前記半導体回路が前記第
2の動作状態のときには、前記昇圧電圧が前記第1の電
圧と異なる第2の電圧になるように前記第2のチャージ
ポンプにより電圧制御を行うことを特徴とする半導体集
積回路装置。 - 【請求項21】前記半導体回路の少なくとも一部は、EE
PROM構成のメモリセルアレイであり、 前記第1の動作状態は、前記メモリセルアレイに対する
読み出しや書き込みを行うメモリアクセス状態であり、 前記第2の動作状態は、前記メモリセルアレイに対する
読み出しや書き込みを行うために待機しているスタンド
バイ状態であることを特徴とする請求項1〜11、14
〜20のいずれかに記載の記憶装置。 - 【請求項22】前記半導体回路の少なくとも一部は、EE
PROM構成のメモリセルアレイであり、 このメモリセルアレイは、前記昇圧電圧に基づいて駆動
されることを特徴とする請求項1〜21のいずれかに記
載の半導体集積回路装置を備えた記憶装置。
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Cited By (33)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000331489A (ja) * | 1999-05-18 | 2000-11-30 | Hitachi Ltd | 半導体装置及びマイクロコンピュータ |
JP2001169537A (ja) * | 1999-12-08 | 2001-06-22 | Sanyo Electric Co Ltd | チャージポンプ回路 |
JP2001189089A (ja) * | 1999-12-29 | 2001-07-10 | Hyundai Electronics Ind Co Ltd | ワードライン電圧レギュレーション回路 |
JP2001195137A (ja) * | 2000-01-17 | 2001-07-19 | Hitachi Ltd | 半導体集積回路装置 |
JP2001231249A (ja) * | 1999-12-08 | 2001-08-24 | Sanyo Electric Co Ltd | チャージポンプ回路 |
JP2001338493A (ja) * | 2000-05-25 | 2001-12-07 | Toshiba Corp | 半導体装置 |
JP2002124082A (ja) * | 1999-11-09 | 2002-04-26 | Fujitsu Ltd | 半導体記憶装置およびその制御方法 |
KR100338953B1 (ko) * | 1999-12-29 | 2002-05-31 | 박종섭 | 고전압 발생 회로 |
US6438034B1 (en) | 2000-09-22 | 2002-08-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor device |
JP2002305441A (ja) * | 2001-04-06 | 2002-10-18 | Fujitsu Ltd | オシレータ回路の制御方法、オシレータ回路、内部電源生成回路の制御方法、及び内部電源生成回路 |
JP2002325431A (ja) * | 2001-04-24 | 2002-11-08 | Oki Electric Ind Co Ltd | 電源装置 |
US6504782B1 (en) | 1999-08-17 | 2003-01-07 | Nec Corporation | Semiconductor memory apparatus that can prevent write level of data to memory cell from dropping and improve sense speed at next cycle |
JP2003091999A (ja) * | 2001-09-19 | 2003-03-28 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体記憶装置 |
JP2003091998A (ja) * | 2001-09-19 | 2003-03-28 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体記憶装置 |
JP2003091996A (ja) * | 2001-09-19 | 2003-03-28 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体記憶装置 |
JP2003162895A (ja) * | 2001-11-28 | 2003-06-06 | Fujitsu Ltd | 半導体集積回路 |
JP2003217291A (ja) * | 2002-01-23 | 2003-07-31 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体記憶装置の昇圧回路 |
JP2003223794A (ja) * | 2002-01-24 | 2003-08-08 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体装置の昇圧回路 |
JP2003242790A (ja) * | 2002-02-13 | 2003-08-29 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体記憶装置 |
JP2004079036A (ja) * | 2002-08-12 | 2004-03-11 | Fujitsu Ltd | 電圧制御回路及び半導体記憶装置 |
KR100469376B1 (ko) * | 2002-06-29 | 2005-02-02 | 매그나칩 반도체 유한회사 | 플래쉬 메모리 장치 |
US6977828B2 (en) | 2003-04-22 | 2005-12-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | DC-DC converter applied to semiconductor device |
JP2007200550A (ja) * | 1999-11-09 | 2007-08-09 | Fujitsu Ltd | 半導体記憶装置、その動作方法、その制御方法、メモリシステムおよびメモリの制御方法 |
JP2007200549A (ja) * | 1999-11-09 | 2007-08-09 | Fujitsu Ltd | 半導体記憶装置、その動作方法、その制御方法、メモリシステムおよびメモリの制御方法 |
JP2007299489A (ja) * | 2006-05-02 | 2007-11-15 | Micron Technology Inc | 不揮発性メモリにおける読み取り・検証動作を生成する方法及び装置 |
JP2008004204A (ja) * | 2006-06-23 | 2008-01-10 | Samsung Electronics Co Ltd | 負電位放電回路 |
JP2010110165A (ja) * | 2008-10-31 | 2010-05-13 | Toppan Printing Co Ltd | 電源回路及び電源安定化方法 |
JP2010198667A (ja) * | 2009-02-24 | 2010-09-09 | Toshiba Corp | 半導体記憶装置 |
JP2010244671A (ja) * | 2009-03-19 | 2010-10-28 | Toshiba Corp | 内部電源電圧発生回路 |
US7957215B2 (en) | 2005-08-26 | 2011-06-07 | Micron Technology, Inc. | Method and apparatus for generating temperature-compensated read and verify operations in flash memories |
JP2012059354A (ja) * | 2011-10-24 | 2012-03-22 | Toshiba Corp | 半導体装置 |
US8743648B2 (en) | 2011-04-20 | 2014-06-03 | Lapis Semiconductor Co., Ltd. | Internal power source voltage generating circuit of semiconductor memory and method for generating internal power source voltage |
JP2018085888A (ja) * | 2016-11-25 | 2018-05-31 | エイブリック株式会社 | 電源装置 |
-
1998
- 1998-02-26 JP JP04557198A patent/JP4094104B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (42)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000331489A (ja) * | 1999-05-18 | 2000-11-30 | Hitachi Ltd | 半導体装置及びマイクロコンピュータ |
US6504782B1 (en) | 1999-08-17 | 2003-01-07 | Nec Corporation | Semiconductor memory apparatus that can prevent write level of data to memory cell from dropping and improve sense speed at next cycle |
JP2007200549A (ja) * | 1999-11-09 | 2007-08-09 | Fujitsu Ltd | 半導体記憶装置、その動作方法、その制御方法、メモリシステムおよびメモリの制御方法 |
JP2002124082A (ja) * | 1999-11-09 | 2002-04-26 | Fujitsu Ltd | 半導体記憶装置およびその制御方法 |
JP2007200550A (ja) * | 1999-11-09 | 2007-08-09 | Fujitsu Ltd | 半導体記憶装置、その動作方法、その制御方法、メモリシステムおよびメモリの制御方法 |
JP2001169537A (ja) * | 1999-12-08 | 2001-06-22 | Sanyo Electric Co Ltd | チャージポンプ回路 |
JP2001231249A (ja) * | 1999-12-08 | 2001-08-24 | Sanyo Electric Co Ltd | チャージポンプ回路 |
JP2001189089A (ja) * | 1999-12-29 | 2001-07-10 | Hyundai Electronics Ind Co Ltd | ワードライン電圧レギュレーション回路 |
KR100338953B1 (ko) * | 1999-12-29 | 2002-05-31 | 박종섭 | 고전압 발생 회로 |
JP2001195137A (ja) * | 2000-01-17 | 2001-07-19 | Hitachi Ltd | 半導体集積回路装置 |
US6605986B2 (en) | 2000-05-25 | 2003-08-12 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Boosted voltage generating circuit and semiconductor memory device having the same |
US6771547B2 (en) | 2000-05-25 | 2004-08-03 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Boosted voltage generating circuit and semiconductor memory device having the same |
JP2001338493A (ja) * | 2000-05-25 | 2001-12-07 | Toshiba Corp | 半導体装置 |
US7203120B2 (en) | 2000-05-25 | 2007-04-10 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Boosted voltage generating circuit and semiconductor memory device having the same |
US7180796B2 (en) | 2000-05-25 | 2007-02-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Boosted voltage generating circuit and semiconductor memory device having the same |
US6996024B2 (en) | 2000-05-25 | 2006-02-07 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Boosted voltage generating circuit and semiconductor memory device having the same |
US6487120B2 (en) | 2000-05-25 | 2002-11-26 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Boosted voltage generating circuit and semiconductor memory device having the same |
US6567309B2 (en) | 2000-09-22 | 2003-05-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor device |
US6438034B1 (en) | 2000-09-22 | 2002-08-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor device |
JP2002305441A (ja) * | 2001-04-06 | 2002-10-18 | Fujitsu Ltd | オシレータ回路の制御方法、オシレータ回路、内部電源生成回路の制御方法、及び内部電源生成回路 |
JP2002325431A (ja) * | 2001-04-24 | 2002-11-08 | Oki Electric Ind Co Ltd | 電源装置 |
JP4627920B2 (ja) * | 2001-04-24 | 2011-02-09 | Okiセミコンダクタ株式会社 | 電源装置 |
JP2003091999A (ja) * | 2001-09-19 | 2003-03-28 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体記憶装置 |
JP2003091996A (ja) * | 2001-09-19 | 2003-03-28 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体記憶装置 |
JP2003091998A (ja) * | 2001-09-19 | 2003-03-28 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体記憶装置 |
JP2003162895A (ja) * | 2001-11-28 | 2003-06-06 | Fujitsu Ltd | 半導体集積回路 |
JP2003217291A (ja) * | 2002-01-23 | 2003-07-31 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体記憶装置の昇圧回路 |
JP2003223794A (ja) * | 2002-01-24 | 2003-08-08 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体装置の昇圧回路 |
JP2003242790A (ja) * | 2002-02-13 | 2003-08-29 | Seiko Epson Corp | 不揮発性半導体記憶装置 |
KR100469376B1 (ko) * | 2002-06-29 | 2005-02-02 | 매그나칩 반도체 유한회사 | 플래쉬 메모리 장치 |
JP2004079036A (ja) * | 2002-08-12 | 2004-03-11 | Fujitsu Ltd | 電圧制御回路及び半導体記憶装置 |
US6977828B2 (en) | 2003-04-22 | 2005-12-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | DC-DC converter applied to semiconductor device |
US7957215B2 (en) | 2005-08-26 | 2011-06-07 | Micron Technology, Inc. | Method and apparatus for generating temperature-compensated read and verify operations in flash memories |
JP2007299489A (ja) * | 2006-05-02 | 2007-11-15 | Micron Technology Inc | 不揮発性メモリにおける読み取り・検証動作を生成する方法及び装置 |
JP2008004204A (ja) * | 2006-06-23 | 2008-01-10 | Samsung Electronics Co Ltd | 負電位放電回路 |
JP2010110165A (ja) * | 2008-10-31 | 2010-05-13 | Toppan Printing Co Ltd | 電源回路及び電源安定化方法 |
US8169253B2 (en) | 2008-10-31 | 2012-05-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power circuit including step-up circuit and stabilizing method thereof |
JP2010198667A (ja) * | 2009-02-24 | 2010-09-09 | Toshiba Corp | 半導体記憶装置 |
JP2010244671A (ja) * | 2009-03-19 | 2010-10-28 | Toshiba Corp | 内部電源電圧発生回路 |
US8743648B2 (en) | 2011-04-20 | 2014-06-03 | Lapis Semiconductor Co., Ltd. | Internal power source voltage generating circuit of semiconductor memory and method for generating internal power source voltage |
JP2012059354A (ja) * | 2011-10-24 | 2012-03-22 | Toshiba Corp | 半導体装置 |
JP2018085888A (ja) * | 2016-11-25 | 2018-05-31 | エイブリック株式会社 | 電源装置 |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP4094104B2 (ja) | 2008-06-04 |
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