JPH09322010A - Horizontal deflection circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、水平出力トランジ
スタとしてＩＧＢＴ素子を使用した水平偏向回路に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a horizontal deflection circuit using an IGBT element as a horizontal output transistor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、テレビジョン受像機の水平出力ト
ランジスタとして使用されるデバイスとして、バイポー
ラトランジスタが主として使用されていたが、近年、こ
のバイポーラトランジスタに代えてＩＧＢＴ（ゲート絶
縁形バイポーラトランジスタ）を使用したものが。2. Description of the Related Art Conventionally, a bipolar transistor has been mainly used as a device used as a horizontal output transistor of a television receiver, but in recent years, an IGBT (gate insulation type bipolar transistor) has been used instead of the bipolar transistor. What I did.
【０００３】図３はＩＧＢＴの構造・動作を説明するた
めの図である。図３（ａ）はＩＧＢＴ（insulated-gate
bipolar transistor）の構造を示したものであり、図
３（ｂ）はモノシリック化された ＭＯＳ ＦＥＴとサイ
リスタ（ｎ+ｐｎ-ｐ+ 構造）の代表的な複合素子の等価
回路を示したものであり、図３（ｃ）はバイポーラ形
ＭＯＳ ＦＥＴの基本構造を示したものである。図３
（ｂ）のＴｒ１とＴｒ２はそれぞれ図３（ｃ）の（ｎ+
ｐｎ-）トランジスタ部分と（ｐ+ｎ-ｐ）トランジスタ
部分を、またＲｂはｐベース（ｐウェル）の横方向抵抗
を表している。FIG. 3 is a diagram for explaining the structure and operation of the IGBT. Figure 3 (a) shows an IGBT (insulated-gate)
FIG. 3B shows an equivalent circuit of a typical composite element of a monolithic MOS FET and a thyristor (n + pn - p + structure). , FIG. 3 (c) is a bipolar type
1 shows a basic structure of a MOS FET. FIG.
Tr1 and Tr2 in (b) are respectively (n + in FIG. 3C).
The pn − ) transistor portion and the (p + n − p) transistor portion, and Rb represents the lateral resistance of the p base (p well).
【０００４】図３（ｃ）において、ｎ+ 層，ｐウェル，
ｎ- 層から構成される ＭＯＳ ＦＥＴ（Ｍ１）のゲート
Ｇに正の電圧を印加すると、ゲートＧの電極直下のｐウ
ェル層表面にｎチャンネルが形成され、ｎ- 層に電子
（エレクトロン）ｅが流入するのに伴いｐ+ 層から正孔
（ホール）ｈが注入される（蓄積キャリヤ１１）。注入
された正孔電流はＲｂおよびｐベースとｎ+ 層の短絡部
を経由し、エミッタ電極に達する。このときＲｂ両端に
発生する横方向電圧Ｖｊはｎ+ 層，ｐ層間の接合部Ｊ１
を順方向にバイアスする。順バイアス電圧ＶｊがＪ１の
組み込み電位（built-in potential）に相当する臨界電
圧Ｖ* を超すと、ｎ+ 層からｐベース（ｐウェル）に向
かって直接注入される電子ｅが急増し、ｎ+ｐｎ-ｐ+ 層
がサイリスタ動作する（寄生サイリスタ１２）。このサ
イリスタ動作を抑制気味に利用したものがＩＧＢＴであ
る。尚、前記サイリスタ動作を積極的に利用したものと
しては、ＭＯＳサイリスタ，ＭＯＳ ＧＴＯ などがあ
る。In FIG. 3C, the n + layer, the p well,
When a positive voltage is applied to the gate G of the MOS FET (M1) composed of the n − layer, an n channel is formed on the surface of the p well layer immediately below the electrode of the gate G and electrons (electrons) e are generated in the n − layer. Along with the inflow, holes h are injected from the p + layer (accumulation carrier 11). The injected hole current reaches the emitter electrode via Rb and the short-circuited portion between the p base and the n + layer. At this time, the lateral voltage Vj generated across Rb is the junction J1 between the n + layer and the p layer.
Bias in the forward direction. When the forward bias voltage Vj exceeds the critical voltage V * corresponding to the built-in potential of J1, the number of electrons e directly injected from the n + layer toward the p base (p well) rapidly increases, and n The + pn - p + layer operates as a thyristor (parasitic thyristor 12). An IGBT is a device that uses this thyristor operation with a slight suppression. Note that there are MOS thyristors, MOS GTOs, etc. that positively utilize the thyristor operation.
【０００５】ＩＧＢＴは一般的にはバイポーラ形 ＭＯ
Ｓ ＦＥＴと呼ばれ、他にＩＧＴ，ＣＯＭ ＦＥＴ など
多くの別名で呼ばれるが、その構造はＭＯＳサイリスタ
を基本とし、前述の通り、サイリスタのラッチアップを
抑制した点がＭＯＳサイリスタと異なり、またＩＧＢＴ
の特徴である。図３（ｃ）において、ＩＧＢＴではＪ１
からの電子ｅの注入を抑制するために、Ｖｊ＜Ｖ* の条
件を満たす必要があるので、ｐベース層の横方向抵抗Ｒ
ｂを減らしてこれを実現し、Ｔｒ２の動作を止めＴｒ１
をＭ１でベース駆動した素子である。The IGBT is generally a bipolar type MO
It is called S FET and is also called by other names such as IGT and COM FET, but its structure is based on a MOS thyristor, and as described above, it is different from the MOS thyristor in that the latch-up of the thyristor is suppressed.
Is a feature of. In FIG. 3C, J1 is used for the IGBT.
Since it is necessary to satisfy the condition of Vj <V * in order to suppress the injection of electrons e from the substrate, the lateral resistance R of the p base layer is
This is achieved by reducing b, and the operation of Tr2 is stopped, Tr1
Is a device whose base is driven by M1.
【０００６】この素子の持つ特徴としては、Ｍ１が（図
３(ｂ)参照）導電変調を受けるため高耐圧化しても十分
なベース電流をＴｒ１に供給することができること（高
耐圧化が可能），スイッチング速度が０.５〜１.０μｓ
と速いこと，電圧駆動方式であることなどが挙げられ
る。一方、この素子の難点として、電流密度を上げてい
くとサイリスタ部分がラッチし、ゲートが制御能力を失
ってしまうといった問題がある。したがって、この素子
の実用化のポイントは、オン状態でのラッチングを抑制
し、かつ、ターンオフ時は高抵抗ｎ- 層に蓄積された蓄
積キャリヤ（正孔ｈ）１１を速やかに消滅させ高速動作
を実現することである。A characteristic of this element is that M1 is subjected to conductivity modulation (see FIG. 3 (b)), so that a sufficient base current can be supplied to Tr1 even if the withstand voltage is increased (the withstand voltage can be increased). , Switching speed is 0.5 ~ 1.0μs
That is, it is fast and it is a voltage drive system. On the other hand, a problem with this device is that as the current density is increased, the thyristor portion latches and the gate loses controllability. Therefore, the point of practical application of this element is to suppress latching in the on-state and, at the time of turn-off, to quickly eliminate the accumulated carriers (holes h) 11 accumulated in the high-resistance n − layer to achieve high-speed operation. It is to be realized.
【０００７】このように、従来のテレビジョン受像機に
おける水平偏向出力回路の水平出力デバイスにＩＧＢＴ
を用いることにより、バイポーラトランジスタで必要で
あったドライブトランスが不要（ＩＧＢＴの入力はゲー
ト端子を電圧駆動させるため）になるといったメリット
を有していた。As described above, the IGBT is used as the horizontal output device of the horizontal deflection output circuit in the conventional television receiver.
By using, the drive transformer required for the bipolar transistor is not necessary (the input of the IGBT drives the gate terminal by voltage), which is advantageous.
【０００８】図４は従来のテレビジョン受像機の水平出
力トランジスタにＩＧＢＴ素子を用いたネガティブタイ
プ（負電圧使用）のダイオードモジュレータ（左右糸巻
き歪み補正）回路の一例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a negative type (uses negative voltage) diode modulator (left and right pincushion distortion correction) circuit using an IGBT element as a horizontal output transistor of a conventional television receiver.
【０００９】図４において、水平出力デバイス（ＩＧＢ
Ｔ）Ｑ１のゲートには、ドライブトランジスタＱ２より
水平同期パルスが供給されていて、該水平出力デバイス
Ｑ１は水平走査期間の前半にオンとなる。一方、前記水
平出力デバイスＱ１のコレクタ・エミッタ間には並列に
ダンパダイオードＤ１，共振コンデンサＣ２，並びに水
平偏向コイルＬｙとＳ字コンデンサＣｓからなる直列回
路がそれぞれ接続されている。また、水平出力デバイス
Ｑ１のコレクタは、フライバックトランスＦＢＴの一次
側巻線を介して電源端子＋Ｂに接続され、電源電圧が供
給されている。さらに、水平出力デバイスＱ１のコレク
タと基準電位点との間には共振コンデンサＣ１が接続さ
れている。尚、フライバックトランスＦＢＴの二次側巻
線にはダイオードＤ３（のアノード側）が接続されてい
て、二次側巻線に励起される高圧を整流して図示しない
受像管に供給している。In FIG. 4, a horizontal output device (IGB
T) The gate of Q1 is supplied with the horizontal synchronizing pulse from the drive transistor Q2, and the horizontal output device Q1 is turned on in the first half of the horizontal scanning period. On the other hand, a series circuit including a damper diode D1, a resonance capacitor C2, a horizontal deflection coil Ly and an S-shaped capacitor Cs is connected in parallel between the collector and the emitter of the horizontal output device Q1. The collector of the horizontal output device Q1 is connected to the power supply terminal + B via the primary winding of the flyback transformer FBT and is supplied with the power supply voltage. Further, a resonance capacitor C1 is connected between the collector of the horizontal output device Q1 and the reference potential point. A diode D3 (anode side of the diode D3) is connected to the secondary winding of the flyback transformer FBT, and the high voltage excited in the secondary winding is rectified and supplied to a picture tube (not shown). .
【００１０】そして、水平出力デバイスＱ１のエミッタ
は、ダイオードモジュレータ（ダイオード補正回路）用
のダイオードＤ２（のアノード側）と共振コンデンサＣ
３から成る並列回路を介して基準電位点に接続されると
共に、変調用コイルＬ１および変調用コンデンサＣ４を
介して基準電位点に接続される。尚、変調用コイルＬ１
および変調用コンデンサＣ４の接続点（Ｂ点）は、トラ
ンジスタＱ３のコレクタ・エミッタ路を介して基準電位
点に接続されていて、トランジスタＱ３のベースはパラ
ボラ波を発生するパラボラ発生回路１３に接続されてい
る。また、図４に示す如くに、共振コンデンサＣ３の一
端をＡ点とする。The emitter of the horizontal output device Q1 has a diode D2 (the anode side) for a diode modulator (diode correction circuit) and a resonance capacitor C.
It is connected to the reference potential point via the parallel circuit composed of 3 and is also connected to the reference potential point via the modulation coil L1 and the modulation capacitor C4. The modulation coil L1
The connection point (point B) of the modulation capacitor C4 is connected to the reference potential point via the collector-emitter path of the transistor Q3, and the base of the transistor Q3 is connected to the parabola generating circuit 13 for generating a parabolic wave. ing. Further, as shown in FIG. 4, one end of the resonance capacitor C3 is set to point A.
【００１１】次に、以上のように構成された水平出力デ
バイスにＩＧＢＴ素子を用いた従来のネガティブタイプ
ダイオードモジュレータ回路の動作について説明を行
う。Next, the operation of the conventional negative type diode modulator circuit using the IGBT element in the horizontal output device configured as described above will be described.
【００１２】水平走査期間において、水平出力デバイス
Ｑ１またはダンパダイオードＤ１を介して水平偏向電流
が流れ、水平帰線期間には、共振コンデンサＣ１，Ｃ
２，並びにＣ３と水平偏向コイルＬｙとの間で共振によ
る水平偏向電流が流れる。このようにして、水平偏向コ
イルＬｙには水平周期で鋸波状の偏向電流が流れる。In the horizontal scanning period, a horizontal deflection current flows through the horizontal output device Q1 or the damper diode D1, and in the horizontal retrace period, the resonance capacitors C1 and C are used.
2, a horizontal deflection current due to resonance flows between C3 and the horizontal deflection coil Ly. In this way, a sawtooth-shaped deflection current flows in the horizontal deflection coil Ly in a horizontal cycle.
【００１３】ところで、Ａ点と基準電位点との間はダイ
オードＤ２が接続されているので、共振コンデンサＣ３
の端子電圧（Ａ点電圧）は負電圧となっている。これに
よりトランジスタＱ３はパラボラ発生回路１３からパラ
ボラ波を導入し、コンデンサＣ４の端子電圧（Ｂ点電
圧）をパラボラ状に変調する。このため、Ｓ字コンデン
サＣｓの端子電圧はパラボラ状に変化し、水平偏向コイ
ルＬｙに流れる水平偏向電流も垂直周期でパラボラ状に
変化して、左右糸巻き歪みを防止することができる。By the way, since the diode D2 is connected between the point A and the reference potential point, the resonance capacitor C3.
The terminal voltage (point A voltage) of is a negative voltage. As a result, the transistor Q3 introduces a parabolic wave from the parabolic generation circuit 13 and modulates the terminal voltage (voltage at the point B) of the capacitor C4 into a parabolic shape. Therefore, the terminal voltage of the S-shaped capacitor Cs changes in a parabolic shape, and the horizontal deflection current flowing in the horizontal deflection coil Ly also changes in a parabolic shape in the vertical cycle, so that the left and right pincushion distortion can be prevented.
【００１４】また、水平走査期間の後半において水平偏
向コイルＬｙにはエネルギーが蓄積されていて、水平帰
線期間となって水平出力デバイスＱ１がオフすると、図
４の矢印で示すように、偏向電流Ｉｙは各共振コンデン
サへ供給される。この偏向電流Ｉｙは、共振コンデンサ
Ｃ１，Ｃ３を流れる電流Ｉｙ１と共振コンデンサＣ２を
流れる電流Ｉｙ２とに分流して流れていて、同様にフラ
イバックトランスＦＢＴの一次側巻線に蓄積されたエネ
ルギーにより電流Ｉｐが流れ、電流Ｉｐは共振コンデン
サＣ１を流れる電流Ｉｐ１と共振コンデンサＣ２，Ｃ３
を流れる電流Ｉｐ２とに分流して流れている。これによ
り、前記共振コンデンサＣ３には電流（Ｉｙ１−Ｉｐ
２）が流れることになる。Further, when energy is accumulated in the horizontal deflection coil Ly in the latter half of the horizontal scanning period and the horizontal output device Q1 is turned off in the horizontal retrace line period, the deflection current is changed as shown by the arrow in FIG. Iy is supplied to each resonance capacitor. The deflection current Iy is shunted into the current Iy1 flowing through the resonance capacitors C1 and C3 and the current Iy2 flowing through the resonance capacitor C2, and similarly the current is generated by the energy accumulated in the primary winding of the flyback transformer FBT. Ip flows, and the current Ip is the current Ip1 flowing through the resonance capacitor C1 and the resonance capacitors C2 and C3.
Flowing into the current Ip2 flowing therethrough. As a result, a current (Iy1-Ip) is applied to the resonance capacitor C3.
2) will flow.
【００１５】いま、画面の輝度が低下し、ビーム電流
（高圧電流）が減少したとすると、電圧は上昇し、画面
の水平および垂直振幅が縮まろうとする。一方、高圧電
流の減少により前記電流Ｉｐも減少し、電流Ｉｐ１，Ｉ
ｐ２も減少する。これにより、共振コンデンサＣ３に流
れる電流（Ｉｙ１−Ｉｐ２）は増加し、コンデンサＣ３
の端子電圧（Ａ点電圧）は負方向に増加し、同様にＢ点
電圧も負方向に増加することになる。Ｂ点電圧が低下す
ると、Ｓ字コンデンサＣｓの両端電圧は上昇し、水平偏
向電流は増加する。したがって、水平振幅の変動が相殺
され、前記輝度の変化に影響を受けることなく、常に一
定した水平振幅が得られることになる。If the brightness of the screen is reduced and the beam current (high-voltage current) is reduced, the voltage is increased and the horizontal and vertical amplitudes of the screen are about to be reduced. On the other hand, the current Ip also decreases due to the decrease in the high voltage current, and the currents Ip1 and Ip
p2 also decreases. As a result, the current (Iy1-Ip2) flowing through the resonance capacitor C3 increases, and the capacitor C3
The terminal voltage (voltage at the point A) increases in the negative direction, and the voltage at the point B also increases in the negative direction. When the voltage at the point B decreases, the voltage across the S-shaped capacitor Cs increases and the horizontal deflection current increases. Therefore, variations in horizontal amplitude are canceled out, and a constant horizontal amplitude is always obtained without being affected by the change in luminance.
【００１６】ところで、上記回路、即ち、左右糸巻き歪
み補正を、ネガティブタイプ（負電圧使用）のダイオー
ドモジュレータ回路（ダイオード変調方式による補正回
路）により補正しているテレビジョン受像機の水平出力
トランジスタにＩＧＢＴ素子を使用した場合には、前述
と同様、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のエミッタに負パルス（Ａ点
電圧：約２５０Ｖ）が印可されることになり、ゲート・
エミッタ間の耐圧や、さらにはドライブトランジスタＱ
２の耐圧がオーバーしてしまうという問題があった。By the way, the above-mentioned circuit, that is, the left and right pincushion distortion correction, is corrected by a negative type (uses a negative voltage) diode modulator circuit (correction circuit by a diode modulation method) in the horizontal output transistor of the television receiver IGBT. When an element is used, a negative pulse (point A voltage: about 250 V) is applied to the emitter of the IGBT element Q1 as described above, and the gate
Withstand voltage between emitters and drive transistor Q
There was a problem that the breakdown voltage of 2 would be exceeded.
【００１７】また、図５は従来のテレビジョン受像機の
水平出力トランジスタにＩＧＢＴを用いたポジティブタ
イプのダイオードモジュレータ（左右糸巻き歪み補正）
回路の一例を示す回路図である。Further, FIG. 5 shows a positive type diode modulator using an IGBT as a horizontal output transistor of a conventional television receiver (correction of left and right pincushion distortion).
It is a circuit diagram showing an example of a circuit.
【００１８】図５におけるポジティブタイプのダイオー
ドモジュレータ（左右糸巻き歪み補正）回路は、前記図
４におけるネガティブタイプのダイオードモジュレータ
（左右糸巻き歪み補正）回路の接続と比べ、水平出力デ
バイスＱ１のエミッタが基準電位点に接続され、ダイオ
ードＤ２がダイオードＤ１と同じ向きで直列に接続され
ている点が異なっている。また、水平出力デバイスＱ１
のコレクタと基準電位点との間に共振コンデンサＣ１を
設けていない点で異なっている。The positive-type diode modulator (left and right pincushion distortion correction) circuit in FIG. 5 is different from the negative-type diode modulator (right and left pincushion distortion correction) circuit connection in FIG. 4 in that the emitter of the horizontal output device Q1 is at the reference potential. The difference is that the diode D2 is connected in series and the diode D2 is connected in series in the same direction as the diode D1. Also, the horizontal output device Q1
The difference is that the resonance capacitor C1 is not provided between the collector and the reference potential point.
【００１９】なお、図５における回路上のＡ点の電位
は、図４における回路上のＡ点の電位のように極端な負
パルスが印加されることは無いため、上記の如くの問
題、即ちゲート・エミッタ間の耐圧や、さらにはドライ
ブトランジスタＱ２の耐圧がオーバーしてしまうという
問題は発生しないが、図４における回路および図５にお
ける回路上の新たな共通の問題が発生する。即ち、ＩＧ
ＢＴ素子（水平出力デバイスＱ１）のスイッチングスピ
ードが遅い場合においては、既述したとおり、ＩＧＢＴ
素子Ｑ１の電流密度が上昇してサイリスタ部分がラッチ
し、ゲートが制御能力を失ってしまう。これを防ぐため
には、前記図３（ｃ）に示す如くに、高抵抗ｎ- 層に蓄
積された蓄積キャリヤ（正孔ｈ）１１を速やかに消滅さ
せる必要があるが、スイッチングスピードが遅いことに
よって、蓄積電荷の引き抜きが十分に行えなくなり、そ
の結果、スイッチングロスが増大する場合があるという
問題（欠点）が発生する。The potential at the point A on the circuit in FIG. 5 is not applied with an extreme negative pulse unlike the potential at the point A on the circuit in FIG. Although the problem that the breakdown voltage between the gate and the emitter and the breakdown voltage of the drive transistor Q2 are not exceeded does not occur, a new common problem occurs in the circuit in FIG. 4 and the circuit in FIG. That is, IG
When the switching speed of the BT element (horizontal output device Q1) is slow, as described above, the IGBT
The current density of the element Q1 rises, the thyristor portion latches, and the gate loses controllability. In order to prevent this, as shown in FIG. 3C, it is necessary to quickly eliminate the accumulated carriers (holes h) 11 accumulated in the high resistance n − layer, but this is because the switching speed is slow. However, there is a problem (deficiency) that the accumulated charges cannot be sufficiently extracted, and as a result, switching loss may increase.
【００２０】[0020]
【発明が解決しようとする課題】上記の如く、ネガティ
ブタイプ（負電圧使用）のダイオードモジュレータ回路
とＩＧＢＴ素子とを組み合わせた回路によると、ＩＧＢ
Ｔ素子のエミッタが負電圧となるため、ＩＧＢＴゲート
・エミッタ間耐圧，並びにドライブトランジスタの耐圧
オバーが発生するという問題があった。また、水平出力
デバイスであるＩＧＢＴ素子のスイッチングスピードが
遅い場合では、ネガティブ，ポジティブタイプのダイオ
ードモジュレータ回路に拘わらず、ＩＧＢＴ素子より十
分な蓄積電荷の引き抜きができず、スイッチングロスが
増大する場合があるという問題（欠点）があった。As described above, according to the circuit in which the negative type (using negative voltage) diode modulator circuit and the IGBT element are combined, the IGBT is
Since the emitter of the T element has a negative voltage, there is a problem that the withstand voltage between the IGBT gate and the emitter and the withstand voltage over of the drive transistor occur. Further, when the switching speed of the IGBT element which is a horizontal output device is slow, the accumulated charge cannot be sufficiently extracted from the IGBT element regardless of the negative or positive type diode modulator circuit, and the switching loss may increase. There was a problem (defect).
【００２１】そこで、本発明はこのような問題を解決す
るため、ネガティブタイプのダイオードモジュレータ回
路とＩＧＢＴ素子とを組み合わせた回路において、水平
出力デバイス（ＩＧＢＴ）のゲート・エミッタ間及びド
ライブトランジスタの耐圧オバーが発生せず、且つネガ
ティブ，ポジティブ構成のダイオードモジュレータ回路
に拘わらず、ＩＧＢＴ素子のスイッチングスピードが遅
い場合であっても、ＩＧＢＴ素子のスイッチングロス増
大が発生することのない水平偏向回路を提供することを
目的とするものである。Therefore, in order to solve such a problem, the present invention provides a circuit in which a negative type diode modulator circuit and an IGBT element are combined with each other, in which a breakdown voltage between a gate and an emitter of a horizontal output device (IGBT) and a withstand voltage of a drive transistor are used. To provide a horizontal deflection circuit in which the switching loss of the IGBT element does not increase even when the switching speed of the IGBT element is slow, regardless of the negative and positive diode modulator circuits. The purpose is.
【００２２】[0022]
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明に
よる水平偏向回路は、水平出力トランジスタとしてＩＧ
ＢＴ素子を用いた水平出力回路と、前記ＩＧＢＴ素子を
ドライブするパルスを出力するドライブトランジスタ
と、前記ＩＧＢＴ素子と前記ドライブトランジスタとの
間に設けられたトランスとを具備したことを特徴とし、
請求項２に記載の発明による水平偏向回路は、請求項１
に記載の水平偏向回路において、前記トランスは、絶縁
トランスであることを特徴とし、請求項３に記載の発明
による水平偏向回路は、請求項１または２に記載の水平
偏向回路において、前記トランスは、一次側巻線と二次
側巻線の巻線方向が互いに逆方向であることを特徴と
し、請求項４に記載の発明による水平偏向回路は、請求
項１，２または３に記載の水平偏向回路において、前記
水平出力回路は、左右糸巻き補正可能なダイオードモジ
ュレータ回路で構成されていることを特徴とし、請求項
５に記載の発明による水平偏向回路は、請求項４に記載
の水平偏向回路において、前記ダイオードモジュレータ
回路は、ネガティブまたはポジティブタイプであること
を特徴とし、請求項６に記載の発明による水平偏向回路
は、請求項１から５の何れか１に記載の水平偏向回路に
おいて、前記トランスは、一次側巻線と二次側巻線の巻
線比が小さいことを特徴とする。A horizontal deflection circuit according to a first aspect of the present invention uses an IG as a horizontal output transistor.
A horizontal output circuit using a BT element, a drive transistor for outputting a pulse for driving the IGBT element, and a transformer provided between the IGBT element and the drive transistor,
A horizontal deflection circuit according to a second aspect of the present invention is the horizontal deflection circuit according to the first aspect.
The horizontal deflection circuit according to claim 3 is characterized in that the transformer is an insulating transformer, and the horizontal deflection circuit according to claim 1 is the horizontal deflection circuit according to claim 1 or 2. The winding direction of the primary winding and the winding of the secondary winding are opposite to each other, and the horizontal deflection circuit according to the invention of claim 4 is the horizontal deflection circuit of claim 1, 2, or 3. In the deflection circuit, the horizontal output circuit is composed of a diode modulator circuit capable of correcting left and right bobbin winding, and the horizontal deflection circuit according to the invention of claim 5 is the horizontal deflection circuit of claim 4. 7. The horizontal deflection circuit according to claim 6, wherein the diode modulator circuit is of a negative or positive type. In the horizontal deflection circuit according to any one, the transformer is characterized in that the winding ratio of the primary winding and the secondary winding is small.
【００２３】ここで、上記本発明によれば、ドライブト
ランジスタとＩＧＢＴ素子の間に、巻線比の小さい絶縁
トランスを設け、ドライブ段と出力段とを絶縁するよう
にしたので、前記ＩＧＢＴ素子のゲート・エミッタ間，
並びにドライブトランジスタのコレクタ・エミッタ間に
おける、耐圧オーバー（絶縁破壊等）を防止することが
できる。また、前記トランスの一次側巻線と二次側巻線
の巻線方向が、互いに逆方向となるように構成されてい
るため、前記（絶縁）トランスの二次側巻線に発生（励
起）される負電圧によって、前記ＩＧＢＴ素子の蓄積電
荷を引き抜く事が出来、これにより、ＩＧＢＴ素子のス
イッチングロスを軽減させることが出来る。Here, according to the present invention, an insulating transformer having a small winding ratio is provided between the drive transistor and the IGBT element to insulate the drive stage and the output stage. Between gate and emitter,
In addition, it is possible to prevent the breakdown voltage (dielectric breakdown or the like) between the collector and the emitter of the drive transistor. Further, since the winding directions of the primary winding and the secondary winding of the transformer are opposite to each other, the secondary winding of the (insulating) transformer is excited (excited). The accumulated charge of the IGBT element can be extracted by the generated negative voltage, and thus the switching loss of the IGBT element can be reduced.
【００２４】[0024]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は水平出力トランジス
タにＩＧＢＴ素子を用い、ネガティブタイプのダイオー
ドモジュレータ回路を備えた、本発明における水平偏向
回路の実施の形態を示す回路図である。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a horizontal deflection circuit according to the present invention, in which an IGBT element is used as a horizontal output transistor and a negative type diode modulator circuit is provided.
【００２５】図１において、ドライブトランジスタＱ２
のベースは抵抗Ｒ２を介して基準電位点に接続されると
共に、抵抗Ｒ１を介して入力端子１と接続されている。
そして、ドライブトランジスタＱ２のコレクタには、抵
抗Ｒ３を介して直流電源供給ラインＶｃｃより電源が供
給されると共に、巻線比が少なく、一次側と二次側の巻
線方向が、互いに逆方向である絶縁トランスＴ１の一次
側巻線の端子ａに接続されていて、同じくドライブトラ
ンジスタＱ２のエミッタは基準電位点と接続されてい
る。また、絶縁トランスＴ１の一次側巻線の端子ｂは基
準電位点と接続されていて、二次側巻線の端子ｃは、水
平出力デバイス（ＩＧＢＴ）Ｑ１のゲートに、二次側巻
線の端子ｄは同じく水平出力デバイスＱ１のエミッタと
それぞれ接続されている。In FIG. 1, the drive transistor Q2
The base of is connected to the reference potential point via the resistor R2, and is connected to the input terminal 1 via the resistor R1.
Power is supplied to the collector of the drive transistor Q2 from the DC power supply line Vcc through the resistor R3, the winding ratio is small, and the primary and secondary winding directions are opposite to each other. It is connected to a terminal a of the primary winding of an insulation transformer T1, and the emitter of the drive transistor Q2 is also connected to the reference potential point. Further, the terminal b of the primary winding of the isolation transformer T1 is connected to the reference potential point, and the terminal c of the secondary winding is connected to the gate of the horizontal output device (IGBT) Q1 and the secondary winding. The terminals d are also connected to the emitters of the horizontal output device Q1, respectively.
【００２６】一方、水平出力デバイス（ＩＧＢＴ）Ｑ１
のゲートには、前記絶縁トランスＴ１の二次側巻線の端
子ｃより水平同期パルスが供給されていて、該水平出力
デバイスＱ１は水平走査期間の前半にオンとなる。そし
て、前記水平出力デバイスＱ１のコレクタ・エミッタ間
には並列にダンパダイオードＤ１，並びに共振コンデン
サＣ２がそれぞれ接続されている。また、水平出力デバ
イスＱ１のコレクタと基準電位点との間には共振コンデ
ンサＣ１が接続されている。さらに、水平出力デバイス
Ｑ１のエミッタは、ダイオードモジュレータ（ダイオー
ド補正回路）用のダイオードＤ２（のアノード側）と共
振コンデンサＣ３から成る並列回路を介して基準電位点
に接続されるている。尚、図１に示す如くに、共振コン
デンサＣ３の一端（基準電位点の反対側）をＡ点とす
る。On the other hand, a horizontal output device (IGBT) Q1
A horizontal synchronizing pulse is supplied to the gate from the terminal c of the secondary winding of the isolation transformer T1, and the horizontal output device Q1 is turned on in the first half of the horizontal scanning period. A damper diode D1 and a resonance capacitor C2 are connected in parallel between the collector and the emitter of the horizontal output device Q1. A resonance capacitor C1 is connected between the collector of the horizontal output device Q1 and the reference potential point. Further, the emitter of the horizontal output device Q1 is connected to the reference potential point via a parallel circuit composed of (the anode side of) the diode D2 for the diode modulator (diode correction circuit) and the resonance capacitor C3. As shown in FIG. 1, one end of the resonance capacitor C3 (the side opposite to the reference potential point) is set to point A.
【００２７】以上のような構成とすることにより、ドラ
イブ段、即ちドライブトランジスタＱ２と水平出力デバ
イス（ＩＧＢＴ）Ｑ１とが絶縁される。このため、ＩＧ
ＢＴ素子Ｑ１とネガティブタイプのダイオードモジュレ
ータ回路とを組み合わせた回路であっても、ＩＧＢＴ素
子Ｑ１のエミッタ（Ａ点）に発生する負パルス（約−２
５０Ｖ）によって、前記ＩＧＢＴ素子Ｑ１のゲート・エ
ミッタ間の耐圧オーバーや、ドライブトランジスタＱ２
のコレクタ・エミッタ間の耐圧オーバーを防止すること
ができる。With the above structure, the drive stage, that is, the drive transistor Q2 and the horizontal output device (IGBT) Q1 are insulated. Therefore, IG
Even if the circuit is a combination of the BT element Q1 and a negative type diode modulator circuit, a negative pulse (about -2) generated at the emitter (point A) of the IGBT element Q1.
50V), the breakdown voltage between the gate and the emitter of the IGBT element Q1 is exceeded, and the drive transistor Q2
It is possible to prevent the breakdown voltage from being exceeded between the collector and the emitter.
【００２８】さて、本発明による水平出力トランジスタ
にＩＧＢＴ素子Ｑ１を用い、ネガティブタイプのダイオ
ードモジュレータ回路を備えた水平偏向回路では（図１
から明らかなように）、前記ドライブトランジスタＱ２
がオフの時に前記絶縁トランスＴ１の巻線にエネルギー
の充電が為なされ、ドライブトランジスタＱ２がオンの
時に、前記巻線に蓄えられたエネルギーの放出がなされ
る（絶縁トランスＴ１の一次側と二次側の巻線方向が互
いに逆方向であるため）。これにより、絶縁トランスＴ
１の二次側巻線の端子ｃからＩＧＢＴ素子Ｑ１のゲート
に正電圧（逆起電力）が誘起されて、ＩＧＢＴ素子Ｑ１
がオンする。尚、水平偏向動作については、水平出力ト
ランジスタにＩＧＢＴ素子Ｑ１を用い、ネガティブタイ
プのダイオードモジュレータ回路を備えた従来の水平偏
向回路と同様であるので説明は省略する。Now, in the horizontal deflection circuit using the IGBT element Q1 as the horizontal output transistor according to the present invention and including the negative type diode modulator circuit (see FIG.
As is clear from the above), the drive transistor Q2
Is off, the winding of the insulating transformer T1 is charged with energy, and when the drive transistor Q2 is on, the energy stored in the winding is discharged (the primary side and the secondary side of the insulating transformer T1). Because the winding directions on the sides are opposite to each other). As a result, the isolation transformer T
A positive voltage (back electromotive force) is induced in the gate of the IGBT element Q1 from the terminal c of the secondary winding of the IGBT element Q1.
Turns on. The horizontal deflection operation is the same as that of the conventional horizontal deflection circuit using the IGBT element Q1 as the horizontal output transistor and having the negative type diode modulator circuit, and therefore description thereof will be omitted.
【００２９】その後、前記ドライブトランジスタＱ２が
再びオフすると、前記絶縁トランスＴ１の巻線にエネル
ギーの充電が為されると共に、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のゲー
トに負電圧が誘起される。このとき、通常は逆バイアス
なのでＩＧＢＴ素子Ｑ１はオフ状態のままであるが、Ｉ
ＧＢＴ素子Ｑ１のスイッチングスピードが遅い場合等
で、前記図３（ｃ）に示す如くに、高抵抗ｎ- 層に蓄積
キャリヤ（正孔ｈ）１１がたまっている場合には、前記
ＩＧＢＴ素子Ｑ１のゲートに誘起される負電圧によっ
て、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のゲートから蓄積電荷（正孔ｈ）
を引き抜くように作用する。これにより、ＩＧＢＴ素子
Ｑ１のサイリスタ部分がラッチし、ゲートが制御能力を
失い、スイッチングロスが増大する現象の発生を抑える
（軽減させる）効果が得られる。以降、前記ドライブト
ランジスタＱ２が再びオンすると上記動作を繰り返す。After that, when the drive transistor Q2 is turned off again, the winding of the insulating transformer T1 is charged with energy and a negative voltage is induced in the gate of the IGBT element Q1. At this time, the IGBT element Q1 remains off because it is normally reverse biased.
In the case where the switching speed of the GBT element Q1 is slow and the storage carriers (holes h) 11 are accumulated in the high resistance n − layer as shown in FIG. Due to the negative voltage induced in the gate, accumulated charge (holes h) is generated from the gate of the IGBT element Q1.
Acts to pull out. As a result, the effect of suppressing (reducing) the phenomenon that the thyristor portion of the IGBT element Q1 latches, the gate loses controllability, and the switching loss increases is obtained. After that, when the drive transistor Q2 is turned on again, the above operation is repeated.
【００３０】このスイッチングロスの増大を抑止する作
用については、ポジティブタイプのダイオードモジュレ
ータ回路を備えた水平偏向回路においても、上述のネガ
ティブタイプのダイオードモジュレータ回路を備えた水
平偏向回路と同様の効果を得ることが出来る。図２は水
平出力トランジスタにＩＧＢＴ素子を用い、ポジティブ
タイプのダイオードモジュレータ回路を備えた、本発明
における水平偏向回路の他の実施の形態を示す回路図で
ある。Regarding the action of suppressing the increase of the switching loss, the horizontal deflection circuit having the positive type diode modulator circuit has the same effect as the horizontal deflection circuit having the negative type diode modulator circuit described above. You can FIG. 2 is a circuit diagram showing another embodiment of the horizontal deflection circuit according to the present invention, in which an IGBT element is used as a horizontal output transistor and a positive type diode modulator circuit is provided.
【００３１】図２におけるポジティブタイプのダイオー
ドモジュレータ（左右糸巻き歪み補正）回路は、前記図
１におけるネガティブタイプのダイオードモジュレータ
（左右糸巻き歪み補正）回路の接続と比べ、水平出力デ
バイスＱ１のエミッタが基準電位点に接続され、ダイオ
ードＤ２がダイオードＤ１と同じ向きで直列に接続され
ている点が異なっている。また、水平出力デバイスＱ１
のコレクタと基準電位点との間に共振コンデンサＣ１を
設けていない点で異なっている。The positive type diode modulator (left and right pincushion distortion correction) circuit shown in FIG. 2 is different from the negative type diode modulator (right and left pincushion distortion correction) circuit connection shown in FIG. 1 in that the emitter of the horizontal output device Q1 has a reference potential. The difference is that the diode D2 is connected in series and the diode D2 is connected in series in the same direction as the diode D1. Also, the horizontal output device Q1
The difference is that the resonance capacitor C1 is not provided between the collector and the reference potential point.
【００３２】そして、本発明による水平出力トランジス
タにＩＧＢＴ素子Ｑ１を用い、ポジティブタイプのダイ
オードモジュレータ回路を備えた水平偏向回路によれ
ば、前記図１に示したのと同様に、前記ドライブトラン
ジスタＱ２がオフの時に前記絶縁トランスＴ１の巻線に
エネルギーの充電が為され、ドライブトランジスタＱ２
がオンの時に、前記巻線に蓄えられたエネルギーの放出
が為され、絶縁トランスＴ１の二次側巻線の端子ｃから
ＩＧＢＴ素子Ｑ１のゲートに正電圧（逆起電力）が誘起
されてＩＧＢＴ素子Ｑ１がオンする。According to the horizontal deflection circuit of the present invention, which uses the IGBT element Q1 as the horizontal output transistor and includes the positive type diode modulator circuit, the drive transistor Q2 is the same as that shown in FIG. When turned off, the winding of the isolation transformer T1 is charged with energy, and the drive transistor Q2
Is turned on, the energy stored in the winding is released, and a positive voltage (counter electromotive force) is induced from the terminal c of the secondary winding of the insulating transformer T1 to the gate of the IGBT element Q1 to cause the IGBT. The element Q1 is turned on.
【００３３】その後、前記ドライブトランジスタＱ２が
再びオフすると、前記絶縁トランスＴ１の巻線にエネル
ギーの充電がなされると共に、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のゲー
トに負電圧が誘起され。この場合、前述と同様、逆バイ
アスなのでＩＧＢＴ素子Ｑ１はオフ状態のままである
が、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のスイッチングスピードが遅い場
合等で、前記図３（ｃ）に示す如くに高抵抗ｎ- 層に、
蓄積キャリヤ（正孔ｈ）１１がたまっている場合には、
前記ＩＧＢＴ素子Ｑ１のゲートに誘起される負電圧によ
って、ＩＧＢＴ素子Ｑ１のゲートから蓄積電荷（正孔
ｈ）を引き抜くように作用する。これにより、ＩＧＢＴ
素子Ｑ１のサイリスタ部分がラッチし、ゲートが制御能
力を失い、スイッチングロスが増大する現象の発生を抑
える（軽減させる）ことができる。以降、前記ドライブ
トランジスタＱ２が再びオンすると上記動作を繰り返
す。After that, when the drive transistor Q2 is turned off again, energy is charged in the winding of the insulating transformer T1 and a negative voltage is induced in the gate of the IGBT element Q1. In this case, as in the case described above, the IGBT element Q1 remains in the off state because of the reverse bias, but when the switching speed of the IGBT element Q1 is slow, etc., the high resistance n − layer is formed as shown in FIG. 3C. ,
When the accumulated carriers (holes h) 11 are accumulated,
The negative voltage induced in the gate of the IGBT element Q1 acts so as to extract the accumulated charges (holes h) from the gate of the IGBT element Q1. Thereby, the IGBT
It is possible to suppress (reduce) the phenomenon that the thyristor portion of the element Q1 latches, the gate loses controllability, and the switching loss increases. After that, when the drive transistor Q2 is turned on again, the above operation is repeated.
【００３４】[0034]
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、出力
デバイスとしてＩＧＢＴ素子を用いたネガティブタイプ
のダイオードモジュレータ（左右糸巻き歪み補正）回路
と、前記ＩＧＢＴ素子をドライブするドライブ回路（ド
ライブトランジスタ）との間に絶縁トランスを設けるこ
とにより、ＩＧＢＴ素子のゲート・エミッタ間，並びに
前記ドライブトランジスタの耐圧オーバーを防止するこ
とができる。As described above, according to the present invention, a negative type diode modulator (left and right pincushion distortion correction) circuit using an IGBT element as an output device and a drive circuit (drive transistor) for driving the IGBT element. By providing an insulating transformer between and, it is possible to prevent the breakdown voltage of the drive transistor from being exceeded between the gate and emitter of the IGBT element.
【００３５】さらに、出力デバイスとしてＩＧＢＴ素子
を用いたネガティブまたはポジティブタイプのダイオー
ドモジュレータ（左右糸巻き歪み補正）回路と、前記Ｉ
ＧＢＴ素子をドライブするドライブ回路（ドライブトラ
ンジスタ）との間に絶縁トランスを同様に設けることに
より、前記ＩＧＢＴ素子のスイッチングスピードが遅い
などが原因して、前記ＩＧＢＴ素子内に、残留する蓄積
電荷が発生した場合、前記絶縁トランスの二次側巻線に
誘起する負電圧がそれら蓄積電荷を引き抜く（中和させ
る）ように作用する。これにより、前記ＩＧＢＴ素子の
スイッチングロスを軽減させることができる。Further, a negative or positive type diode modulator (left and right pincushion distortion correction) circuit using an IGBT element as an output device, and the I
By similarly providing an insulating transformer between the IGBT element and a drive circuit (drive transistor) that drives the IGBT element, residual charge accumulated in the IGBT element is generated due to a slow switching speed of the IGBT element. In this case, the negative voltage induced in the secondary winding of the insulating transformer acts so as to extract (neutralize) the accumulated charges. Thereby, the switching loss of the IGBT element can be reduced.
【図１】水平出力トランジスタにＩＧＢＴ素子を用い、
ネガティブタイプのダイオードモジュレータ回路を備え
た、本発明における水平偏向回路の実施の形態を示す回
路図である。FIG. 1 uses an IGBT element as a horizontal output transistor,
It is a circuit diagram showing an embodiment of a horizontal deflection circuit according to the present invention, which is provided with a negative type diode modulator circuit.
【図２】水平出力トランジスタにＩＧＢＴ素子を用い、
ポジティブタイプのダイオードモジュレータ回路を備え
た、本発明における水平偏向回路の他の実施の形態を示
す回路図である。FIG. 2 uses an IGBT element as a horizontal output transistor,
It is a circuit diagram which shows other embodiment of the horizontal deflection circuit in this invention provided with the diode modulator circuit of a positive type.
【図３】ＩＧＢＴの構造・動作を説明するための図であ
る。FIG. 3 is a diagram for explaining the structure and operation of the IGBT.
【図４】従来のテレビジョン受像機の水平出力トランジ
スタにＩＧＢＴ素子を用いたネガティブタイプ（負電圧
使用）のダイオードモジュレータ（左右糸巻き歪み補
正）回路の一例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a negative type (uses negative voltage) diode modulator (left and right pincushion distortion correction) circuit using an IGBT element as a horizontal output transistor of a conventional television receiver.
【図５】従来のテレビジョン受像機の水平出力トランジ
スタにＩＧＢＴを用いたポジティブタイプのダイオード
モジュレータ（左右糸巻き歪み補正）回路の一例を示す
回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a positive type diode modulator (left and right pincushion distortion correction) circuit using an IGBT as a horizontal output transistor of a conventional television receiver.
１…入力端子 Ｑ１ …ＩＧＢＴ（水平出力デバイス） Ｑ２ …ドライブトランジスタ Ｄ１，Ｄ２ …ダイオード Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ …共振コンデンサ Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ …抵抗 Ｔ１ …絶縁トランス ａ，ｂ …絶縁トランスの一次側巻線の引出
線端子 ｃ，ｄ …絶縁トランスの二次側巻線の引出
線端子 Ｖｃｃ …直流電源供給ラインＶｃｃ1 ... Input terminal Q1 ... IGBT (horizontal output device) Q2 ... Drive transistor D1, D2 ... Diode C1, C2, C3 ... Resonant capacitor R1, R2, R3 ... Resistor T1 ... Insulation transformer a, b ... Primary side winding of insulation transformer Wire lead wire terminals c, d ... Lead wire terminal of secondary winding of insulation transformer Vcc ... DC power supply line Vcc
Claims (6)
を用いた水平出力回路と、 前記ＩＧＢＴ素子をドライブするパルスを出力するドラ
イブトランジスタと、 前記ＩＧＢＴ素子と前記ドライブトランジスタとの間に
設けられたトランスとを具備したことを特徴とする水平
偏向回路。1. A horizontal output circuit using an IGBT element as a horizontal output transistor, a drive transistor for outputting a pulse for driving the IGBT element, and a transformer provided between the IGBT element and the drive transistor. A horizontal deflection circuit characterized by being provided.
を特徴とする請求項１に記載の水平偏向回路。2. The horizontal deflection circuit according to claim 1, wherein the transformer is an insulating transformer.
の巻線方向が互いに逆方向であることを特徴とする請求
項１に記載の水平偏向回路。3. The horizontal deflection circuit according to claim 1, wherein the primary winding and the secondary winding of the transformer have winding directions opposite to each other.
なダイオードモジュレータ回路で構成されていることを
特徴とする請求項１，２または３に記載の水平偏向回
路。4. The horizontal deflection circuit according to claim 1, wherein the horizontal output circuit comprises a diode modulator circuit capable of correcting left and right pincushion.
ティブまたはポジティブタイプであることを特徴とする
請求項４に記載の水平偏向回路。5. The horizontal deflection circuit according to claim 4, wherein the diode modulator circuit is a negative or positive type.
の巻線比が小さいことを特徴とする請求項１から５の何
れか１に記載の水平偏向回路。6. The horizontal deflection circuit according to claim 1, wherein the transformer has a small winding ratio between the primary winding and the secondary winding.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13898096A JPH09322010A (en) | 1996-05-31 | 1996-05-31 | Horizontal deflection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13898096A JPH09322010A (en) | 1996-05-31 | 1996-05-31 | Horizontal deflection circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09322010A true JPH09322010A (en) | 1997-12-12 |
Family
ID=15234672
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13898096A Pending JPH09322010A (en) | 1996-05-31 | 1996-05-31 | Horizontal deflection circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09322010A (en) |
-
1996
- 1996-05-31 JP JP13898096A patent/JPH09322010A/en active Pending
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