JPH09116465A - スペクトル拡散通信用相関器 - Google Patents
スペクトル拡散通信用相関器Info
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- JPH09116465A JPH09116465A JP7291631A JP29163195A JPH09116465A JP H09116465 A JPH09116465 A JP H09116465A JP 7291631 A JP7291631 A JP 7291631A JP 29163195 A JP29163195 A JP 29163195A JP H09116465 A JPH09116465 A JP H09116465A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- matched filter
- coarse
- spreading code
- correlator
- Prior art date
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- Pending
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 初期同期引込み時間等が長くなく、かつ回路
規模が大きくならないスペクトル拡散通信用相関器を提
供する。 【解決手段】 受信部１からの同相成分信号Ｉおよび直
交成分信号Ｑをそれぞれ粗精度整合フィルタ２および３
に与え、この粗精度整合フィルタ２および３の出力をそ
れぞれ２乗回路４および５に与えて２乗して出力する。
そして２乗回路４および５の出力を加算器６で加算して
入力信号の包絡線出力を得て、レベル判定部７では当該
包絡線出力から１シンボル時間中の最大値の時間位置と
ローカル拡散符号との位相差を得て出力する。フェーズ
ロックドループ８はサンプルレートクロックを入力拡散
符号に同期して送出し、時間窓付相関器９は、これによ
り所定の時間窓内チップの同相成分信号Ｉ等とローカル
拡散符号との相関を取る。
規模が大きくならないスペクトル拡散通信用相関器を提
供する。 【解決手段】 受信部１からの同相成分信号Ｉおよび直
交成分信号Ｑをそれぞれ粗精度整合フィルタ２および３
に与え、この粗精度整合フィルタ２および３の出力をそ
れぞれ２乗回路４および５に与えて２乗して出力する。
そして２乗回路４および５の出力を加算器６で加算して
入力信号の包絡線出力を得て、レベル判定部７では当該
包絡線出力から１シンボル時間中の最大値の時間位置と
ローカル拡散符号との位相差を得て出力する。フェーズ
ロックドループ８はサンプルレートクロックを入力拡散
符号に同期して送出し、時間窓付相関器９は、これによ
り所定の時間窓内チップの同相成分信号Ｉ等とローカル
拡散符号との相関を取る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本願発明は、直接拡散方式の
スペクトル拡散通信における受信機で用いられる相関器
に関する。
スペクトル拡散通信における受信機で用いられる相関器
に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトル拡散通信方式は、占有周波数
帯域を大幅に広げ耐雑音性および耐干渉性の向上を図る
通信方式であり、この耐雑音性および耐干渉性の向上に
着目し、近年、移動体通信への利用が検討されている。
スペクトル拡散方式において、最も広く利用されている
のが直接拡散のスペクトル拡散方式であるが、この直接
拡散では、受信機側でのいわゆる逆拡散処理において、
送られてきた拡散符号と全く同一の符号系列となってい
るローカル拡散符号を送られてきた拡散符号と位相を合
わせた状態すなわち同期した状態で利用する。このた
め、受信機側では、内蔵するローカル拡散符号発生器を
制御して、発生するローカル拡散符号を送られてくる拡
散符号に同期させることになる。この場合の同期を取る
方法としてスライディング相関器（Sliding Correltor
）を用いる方法と整合フィルタ（Matched Filter）を
用いる方法が広く知られている。
帯域を大幅に広げ耐雑音性および耐干渉性の向上を図る
通信方式であり、この耐雑音性および耐干渉性の向上に
着目し、近年、移動体通信への利用が検討されている。
スペクトル拡散方式において、最も広く利用されている
のが直接拡散のスペクトル拡散方式であるが、この直接
拡散では、受信機側でのいわゆる逆拡散処理において、
送られてきた拡散符号と全く同一の符号系列となってい
るローカル拡散符号を送られてきた拡散符号と位相を合
わせた状態すなわち同期した状態で利用する。このた
め、受信機側では、内蔵するローカル拡散符号発生器を
制御して、発生するローカル拡散符号を送られてくる拡
散符号に同期させることになる。この場合の同期を取る
方法としてスライディング相関器（Sliding Correltor
）を用いる方法と整合フィルタ（Matched Filter）を
用いる方法が広く知られている。
【０００３】上記スライディング相関器を用いる方法で
は、先ず、同期捕捉動作として、送られてきた拡散符号
が入力しているスライディング相関器に、ローカル拡散
符号を、位相を１チップずつずらしながら（すなわちス
ライディングしながら）、与えていき、相関レベルが予
じめ設定しておいたしきい値を越えるタイミングを捜す
（すなわちピークサーチを行なう）。そして、上記タイ
ミングを見つけたときは、以後、そのタイミングにおけ
る位相でのローカル拡散符号を得て、このローカル拡散
符号を上記逆拡散に供する。
は、先ず、同期捕捉動作として、送られてきた拡散符号
が入力しているスライディング相関器に、ローカル拡散
符号を、位相を１チップずつずらしながら（すなわちス
ライディングしながら）、与えていき、相関レベルが予
じめ設定しておいたしきい値を越えるタイミングを捜す
（すなわちピークサーチを行なう）。そして、上記タイ
ミングを見つけたときは、以後、そのタイミングにおけ
る位相でのローカル拡散符号を得て、このローカル拡散
符号を上記逆拡散に供する。
【０００４】他方、上記整合フィルタを用いる方法で
は、送られてくる拡散符号を整合フィルタ即ち直列接続
する多数のタップ付遅延器に入力していき、上記各タッ
プへ予め設定しているローカル拡散符号との間の相関レ
ベルを得る。
は、送られてくる拡散符号を整合フィルタ即ち直列接続
する多数のタップ付遅延器に入力していき、上記各タッ
プへ予め設定しているローカル拡散符号との間の相関レ
ベルを得る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記スライ
ディング相関器を用いる方法では、ローカル拡散符号の
位相をずらしながら、その都度、乗積と積分を繰返す総
当り方式で相関レベルを求めていく上記ピークサーチに
要する時間すなわち同期の初期引込み時間（いわゆる再
引込み時間を含む。以下においても同様）が長いものと
なるという問題がある。また、上記整合フィルタを用い
る方法では、同期の初期引込み時間が長くなるという問
題はないものの遅延器と乗算器とを大量に必要とし、結
果的に回路規模が増大するという問題がある。
ディング相関器を用いる方法では、ローカル拡散符号の
位相をずらしながら、その都度、乗積と積分を繰返す総
当り方式で相関レベルを求めていく上記ピークサーチに
要する時間すなわち同期の初期引込み時間（いわゆる再
引込み時間を含む。以下においても同様）が長いものと
なるという問題がある。また、上記整合フィルタを用い
る方法では、同期の初期引込み時間が長くなるという問
題はないものの遅延器と乗算器とを大量に必要とし、結
果的に回路規模が増大するという問題がある。
【０００６】本願発明は、上述のような事情に鑑みてな
されたものであり、同期の初期引込みに際して長い時間
を要さず、かつ回路規模が大きくならないスペクトル拡
散通信用相関器の提供を目的とする。
されたものであり、同期の初期引込みに際して長い時間
を要さず、かつ回路規模が大きくならないスペクトル拡
散通信用相関器の提供を目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、ス
ペクトル拡散通信用相関器を次のように構成した。すな
わち、実数乗算器と積分器とからなり、受信部から送出
されてくる直交検波信号の同相成分の上位数ビットを入
力し、この入力した上位数ビットと自局で使用するロー
カル拡散符号との間の相関を取る第１の粗精度整合フィ
ルタと、実数乗算器と積分器とからなり、受信部から送
出されてくる直交検波信号の直交成分の上位数ビットを
入力し、この入力した上位数ビットと自局で使用するロ
ーカル拡散符号との間の相関を取る第２の粗精度整合フ
ィルタと、上記第１の粗精度整合フィルタの出力を２乗
する第１の２乗回路と、上記第２の粗精度整合フィルタ
の出力を２乗する第２の２乗回路と、上記第１の２乗回
路の出力と上記第２の２乗回路の出力とを加算する加算
器と、上記加算器の出力のレベルを観察し、この出力レ
ベルが１シンボル周期（即ち１拡散符号系列周期）中に
おいて最大となる時間位置より前記ローカル拡散符号の
位相補正量を出力するレベル判定回路と、上記レベル判
定回路からの位相補正量を用いて上記直交検波信号とロ
ーカルサンプルクロックとの位相差を減らす方向に位相
調整を行なうフェーズロックドループと、上記フェーズ
ロックドループからのローカルサンプルクロックを用い
て所定の時間窓内チップの上記直交検波信号の同相成分
および直交成分とローカル拡散符号との相関を取る時間
窓付相関器とを備える構成とした。
ペクトル拡散通信用相関器を次のように構成した。すな
わち、実数乗算器と積分器とからなり、受信部から送出
されてくる直交検波信号の同相成分の上位数ビットを入
力し、この入力した上位数ビットと自局で使用するロー
カル拡散符号との間の相関を取る第１の粗精度整合フィ
ルタと、実数乗算器と積分器とからなり、受信部から送
出されてくる直交検波信号の直交成分の上位数ビットを
入力し、この入力した上位数ビットと自局で使用するロ
ーカル拡散符号との間の相関を取る第２の粗精度整合フ
ィルタと、上記第１の粗精度整合フィルタの出力を２乗
する第１の２乗回路と、上記第２の粗精度整合フィルタ
の出力を２乗する第２の２乗回路と、上記第１の２乗回
路の出力と上記第２の２乗回路の出力とを加算する加算
器と、上記加算器の出力のレベルを観察し、この出力レ
ベルが１シンボル周期（即ち１拡散符号系列周期）中に
おいて最大となる時間位置より前記ローカル拡散符号の
位相補正量を出力するレベル判定回路と、上記レベル判
定回路からの位相補正量を用いて上記直交検波信号とロ
ーカルサンプルクロックとの位相差を減らす方向に位相
調整を行なうフェーズロックドループと、上記フェーズ
ロックドループからのローカルサンプルクロックを用い
て所定の時間窓内チップの上記直交検波信号の同相成分
および直交成分とローカル拡散符号との相関を取る時間
窓付相関器とを備える構成とした。
【０００８】また請求項２の発明では、請求項１記載の
スペクトル拡散通信用相関器における２個の粗精度整合
フィルタに、入力拡散符号の各チップ毎の複数サンプル
信号を平均化する機能を付加し、この付加に応じて、こ
れら２個の粗精度整合フィルタにおける乗算器および遅
延素子の個数をｍ／Ｎ（ここでＮはチップ当りのオーバ
ーサンプリング数で、ｍは１＜ｍ≦Ｎの整数）に削減し
た。
スペクトル拡散通信用相関器における２個の粗精度整合
フィルタに、入力拡散符号の各チップ毎の複数サンプル
信号を平均化する機能を付加し、この付加に応じて、こ
れら２個の粗精度整合フィルタにおける乗算器および遅
延素子の個数をｍ／Ｎ（ここでＮはチップ当りのオーバ
ーサンプリング数で、ｍは１＜ｍ≦Ｎの整数）に削減し
た。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、図面に示す本願発明の実施
の形態により、本願発明を具体的に説明する。図１は、
本願発明の実施の形態に係るスペクトル拡散通信用相関
器の回路構成を示すものである。同図において、受信部
１は、直交検波回路等の各種回路からなり、送られてき
た直接拡散方式の直交変調波を受信して、これを直交検
波し受信信号の同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを
得て、この同相成分信号Ｉを時間窓付相関器９および粗
精度整合フィルタ２に送出し、直交成分信号Ｑを時間窓
付相関器９および粗精度整合フィルタ３に送出する回路
部である。
の形態により、本願発明を具体的に説明する。図１は、
本願発明の実施の形態に係るスペクトル拡散通信用相関
器の回路構成を示すものである。同図において、受信部
１は、直交検波回路等の各種回路からなり、送られてき
た直接拡散方式の直交変調波を受信して、これを直交検
波し受信信号の同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑを
得て、この同相成分信号Ｉを時間窓付相関器９および粗
精度整合フィルタ２に送出し、直交成分信号Ｑを時間窓
付相関器９および粗精度整合フィルタ３に送出する回路
部である。
【００１０】粗精度整合フィルタ２および３は、実数乗
算器と積分器とからなり同一構成となっており、タップ
係数としては送信側と同じ拡散符号すなわちローカル拡
散符号が与えられており、それぞれ同相成分信号Ｉおよ
び直交成分信号Ｑの上位数ビット、例えば１〜４ビット
を入力し、上記ローカル拡散符号との相関をとる回路で
ある（従って当該両粗精度整合フィルタの出力は送受信
機間の拡散符号の位相差に関係なく１シンボル周期（１
拡散符号系列周期）中に必ずピークを有するとにな
る）。
算器と積分器とからなり同一構成となっており、タップ
係数としては送信側と同じ拡散符号すなわちローカル拡
散符号が与えられており、それぞれ同相成分信号Ｉおよ
び直交成分信号Ｑの上位数ビット、例えば１〜４ビット
を入力し、上記ローカル拡散符号との相関をとる回路で
ある（従って当該両粗精度整合フィルタの出力は送受信
機間の拡散符号の位相差に関係なく１シンボル周期（１
拡散符号系列周期）中に必ずピークを有するとにな
る）。
【００１１】なお、ここで上記粗精度整合フィルタを従
来の整合フィルタ（以下、高精度整合フィルタという）
と比較して説明しておくと、高精度整合フィルタは、Ａ
／Ｄ変換後の入力信号の全ビットを使用して整合フィル
タ処理を行なうのに対し、粗精度整合フィルタは、入力
信号の上位数ビットからなる部分ビットを入力信号とし
て整合フィルタ処理を行なう。図２は、１ビット当りの
信号エネルギー対雑音電力密度（Ｅｂ／ＮＯ）が２０ｄ
Ｂで、拡散符号長が２５６、部分ビットが１ビットのと
きの粗精度整合フィルタ出力と高精度整合フィルタ出力
との比較を計算機シミュレーションにて行なった結果を
示すものである（伝送路変動および周波数オフセットは
ないものとした場合のものである）。この図２から、粗
精度整合フィルタでは、高精度整合フィルタに比較しそ
の演算ビット数（すなわち入力信号ビット数）が少ない
ことから、演算精度が落ち、結果として自己相関レベル
が十分とれていないことが分かる（ただし、粗精度整合
フィルタでは演算ビット数が少ないことから乗算器、遅
延素子が大幅に減少するという利点がある）。
来の整合フィルタ（以下、高精度整合フィルタという）
と比較して説明しておくと、高精度整合フィルタは、Ａ
／Ｄ変換後の入力信号の全ビットを使用して整合フィル
タ処理を行なうのに対し、粗精度整合フィルタは、入力
信号の上位数ビットからなる部分ビットを入力信号とし
て整合フィルタ処理を行なう。図２は、１ビット当りの
信号エネルギー対雑音電力密度（Ｅｂ／ＮＯ）が２０ｄ
Ｂで、拡散符号長が２５６、部分ビットが１ビットのと
きの粗精度整合フィルタ出力と高精度整合フィルタ出力
との比較を計算機シミュレーションにて行なった結果を
示すものである（伝送路変動および周波数オフセットは
ないものとした場合のものである）。この図２から、粗
精度整合フィルタでは、高精度整合フィルタに比較しそ
の演算ビット数（すなわち入力信号ビット数）が少ない
ことから、演算精度が落ち、結果として自己相関レベル
が十分とれていないことが分かる（ただし、粗精度整合
フィルタでは演算ビット数が少ないことから乗算器、遅
延素子が大幅に減少するという利点がある）。
【００１２】また、図３は、上記両整合フィルタ出力に
対する雑音の影響を示すものである。すなわち同図の
（ａ）は図２のピーク点付近を横軸（時間軸）方向に拡
大したものであり、すなわち雑音下（Ｅｂ／ＮＯ＝２０
ｄＢ）での両整合フィルタ出力のピーク点付近を比較す
るものであり、他方、同図の（ｂ）は、雑音がない状態
での両整合フィルタ出力のピーク付近を比較するもので
ある（雑音の有無といった点を除いて、上記図３の
（ａ）と（ｂ）のデータは同一条件下で得られたもので
ある）。この図３の（ａ）と（ｂ）とより、雑音がない
状況では上記両整合フィルタ出力のピークレベルは同じ
であるが、雑音がある状況では粗精度整合フィルタ出力
のピークレベルの方が大幅に低下することが分かる。一
方、前記図２から分かるように、粗精度整合フィルタで
は雑音レベルがピークレベルの半分程度にまで達する
が、この事から、Ｓ／Ｎが、一層、劣化した状態では、
両レベルの区別が困難となり、上記粗精度整合フィルタ
の出力レベルから位相同期点を推定すると、本来のピー
クに対応する拡散符号位相が得られない場合が発生する
（従ってスライディング相関器を同相成分信号Ｉおよび
直交成分信号Ｑでそれぞれ１個しか持たない従来の構成
では判断点を誤ってしまうが、本願発明では、この問題
を後述の時間窓付相関器９により解決している）。
対する雑音の影響を示すものである。すなわち同図の
（ａ）は図２のピーク点付近を横軸（時間軸）方向に拡
大したものであり、すなわち雑音下（Ｅｂ／ＮＯ＝２０
ｄＢ）での両整合フィルタ出力のピーク点付近を比較す
るものであり、他方、同図の（ｂ）は、雑音がない状態
での両整合フィルタ出力のピーク付近を比較するもので
ある（雑音の有無といった点を除いて、上記図３の
（ａ）と（ｂ）のデータは同一条件下で得られたもので
ある）。この図３の（ａ）と（ｂ）とより、雑音がない
状況では上記両整合フィルタ出力のピークレベルは同じ
であるが、雑音がある状況では粗精度整合フィルタ出力
のピークレベルの方が大幅に低下することが分かる。一
方、前記図２から分かるように、粗精度整合フィルタで
は雑音レベルがピークレベルの半分程度にまで達する
が、この事から、Ｓ／Ｎが、一層、劣化した状態では、
両レベルの区別が困難となり、上記粗精度整合フィルタ
の出力レベルから位相同期点を推定すると、本来のピー
クに対応する拡散符号位相が得られない場合が発生する
（従ってスライディング相関器を同相成分信号Ｉおよび
直交成分信号Ｑでそれぞれ１個しか持たない従来の構成
では判断点を誤ってしまうが、本願発明では、この問題
を後述の時間窓付相関器９により解決している）。
【００１３】２乗回路４および５は、それぞれ粗精度整
合フィルタ２および３の出力を入力して、それらを２乗
して出力する回路である。また、加算器６は、２乗回路
４および５の出力を入力して加算し、その加算結果を出
力する回路であるが、この出力は、周波数オフセットや
送信情報にかかわらず、入力信号（希望波）の包絡線出
力になっている。レベル判定部７は加算器６からの上記
包絡線出力を取込み、これから１シンボル（１拡散符号
系列）間における最大値が現れる時間位置を得て、その
時間位置とローカル拡散符号の位相との位相補正量を得
て、この位相補正量を送出する回路である。フェーズロ
ックドループ８は、レベル判定部７からの位相補正量を
用いて、ローカルサンプルクロックの位相を入力拡散符
号の位相に近付ける位相調整を行なう回路であるが、位
相調整に際しては、粗精度整合フィルタ出力によって生
じるタイミングジッタを吸収するように構成されてい
る。
合フィルタ２および３の出力を入力して、それらを２乗
して出力する回路である。また、加算器６は、２乗回路
４および５の出力を入力して加算し、その加算結果を出
力する回路であるが、この出力は、周波数オフセットや
送信情報にかかわらず、入力信号（希望波）の包絡線出
力になっている。レベル判定部７は加算器６からの上記
包絡線出力を取込み、これから１シンボル（１拡散符号
系列）間における最大値が現れる時間位置を得て、その
時間位置とローカル拡散符号の位相との位相補正量を得
て、この位相補正量を送出する回路である。フェーズロ
ックドループ８は、レベル判定部７からの位相補正量を
用いて、ローカルサンプルクロックの位相を入力拡散符
号の位相に近付ける位相調整を行なう回路であるが、位
相調整に際しては、粗精度整合フィルタ出力によって生
じるタイミングジッタを吸収するように構成されてい
る。
【００１４】時間窓付相関器９は、受信部１からの同相
成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑとフェーズロックドル
ープ８からのローカルサンプルクロックを入力し、当該
クロックを用いて同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑ
とローカル拡散符号との相関を取る回路部であるが、こ
れは、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）を使
用し内部処理でスライディング相関器を複数設けた（す
なわち時間窓を設けた）構成となっている。時間窓を設
ける事で位相ずれ（すなわち本来のピークが得られる位
相点からのずれ）が時間窓の範囲内であれば、判定位置
がずれても、窓内でピークサーチを行ない、ずれを補正
する追従が可能となる。ただし、雑音レベルの増減にも
対応できるように、判定位置は、ピーク出現位置を平均
化したものとしている。なお、粗精度整合フィルタ出力
中のピーク位置が雑音の状況によって左右される事を考
えると、窓の範囲（ＤＳＰ処理におけるスライディング
相関器の個数）は、粗精度整合フィルタへの入力ビット
数とトレードオフの関係にある（すなわち、上記入力ビ
ット数が多ければ演算精度が向上し、より安定したピー
ク出現位置が得られるため、位相のふらつきに対応する
ための窓を広くする必要がなく、逆に上記入力ビット数
が少なければ、ピーク位置がふらつくために、窓の範囲
を広くしなければならない）。
成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑとフェーズロックドル
ープ８からのローカルサンプルクロックを入力し、当該
クロックを用いて同相成分信号Ｉおよび直交成分信号Ｑ
とローカル拡散符号との相関を取る回路部であるが、こ
れは、例えばＤＳＰ（Digital Signal Processor）を使
用し内部処理でスライディング相関器を複数設けた（す
なわち時間窓を設けた）構成となっている。時間窓を設
ける事で位相ずれ（すなわち本来のピークが得られる位
相点からのずれ）が時間窓の範囲内であれば、判定位置
がずれても、窓内でピークサーチを行ない、ずれを補正
する追従が可能となる。ただし、雑音レベルの増減にも
対応できるように、判定位置は、ピーク出現位置を平均
化したものとしている。なお、粗精度整合フィルタ出力
中のピーク位置が雑音の状況によって左右される事を考
えると、窓の範囲（ＤＳＰ処理におけるスライディング
相関器の個数）は、粗精度整合フィルタへの入力ビット
数とトレードオフの関係にある（すなわち、上記入力ビ
ット数が多ければ演算精度が向上し、より安定したピー
ク出現位置が得られるため、位相のふらつきに対応する
ための窓を広くする必要がなく、逆に上記入力ビット数
が少なければ、ピーク位置がふらつくために、窓の範囲
を広くしなければならない）。
【００１５】ところで、図４は、Ｅｂ／ＮＯ＝２０ｄＢ
のときのＤ／Ｕ（Desired signal power to Undesired
signal power ratio）をパラメータにして、前記粗精度
整合フィルタ（入力は極性の１ビットのみ）の出力を観
察したものである。同図においてＤ／Ｕ＝０ｄＢ（すな
わち１／１）は、自分達の組（送受信のペア）を含めて
ユーザーが２組である事を示し、Ｄ／Ｕ＝−３ｄＢ（す
なわち１／２）は３組、Ｄ／Ｕ＝−６ｄＢ（すなわち１
／３）は４組に相当する。この図４より、ユーザーの組
数が大きくなり干渉が増大するにつれて粗精度整合フィ
ルタ出力は低下することが分かる。また図５は、前記粗
精度整合フィルタの入力信号として上位２ビットを与え
たときと上位１ビットを与えたときの出力を比較したも
のであるが、この図５より、入力ビット数を増やすと、
演算精度が向上し相関レベルが大きくなることが確認で
きる。図６は、Ｄ／Ｕをパラメータにして、粗精度整合
フィルタへの入力ビット数を上位２ビットに増加したと
きの当該粗精度整合フィルタの出力を観察したものであ
る。この図６の縦軸スケールが図４の縦軸スケールと異
なっていることを考慮すると上記入力ビット数の増加に
より相関レベルが向上している事が分かる。上記図５お
よび図６より、本願発明に係るスペクトル拡散通信用相
関器をＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access ）で
用いる場合には、同期捕捉および維持特性を保持するた
めに、粗精度整合フィルタへの入力ビット数をユーザー
の組数に応じて増やす必要があることが分かる。
のときのＤ／Ｕ（Desired signal power to Undesired
signal power ratio）をパラメータにして、前記粗精度
整合フィルタ（入力は極性の１ビットのみ）の出力を観
察したものである。同図においてＤ／Ｕ＝０ｄＢ（すな
わち１／１）は、自分達の組（送受信のペア）を含めて
ユーザーが２組である事を示し、Ｄ／Ｕ＝−３ｄＢ（す
なわち１／２）は３組、Ｄ／Ｕ＝−６ｄＢ（すなわち１
／３）は４組に相当する。この図４より、ユーザーの組
数が大きくなり干渉が増大するにつれて粗精度整合フィ
ルタ出力は低下することが分かる。また図５は、前記粗
精度整合フィルタの入力信号として上位２ビットを与え
たときと上位１ビットを与えたときの出力を比較したも
のであるが、この図５より、入力ビット数を増やすと、
演算精度が向上し相関レベルが大きくなることが確認で
きる。図６は、Ｄ／Ｕをパラメータにして、粗精度整合
フィルタへの入力ビット数を上位２ビットに増加したと
きの当該粗精度整合フィルタの出力を観察したものであ
る。この図６の縦軸スケールが図４の縦軸スケールと異
なっていることを考慮すると上記入力ビット数の増加に
より相関レベルが向上している事が分かる。上記図５お
よび図６より、本願発明に係るスペクトル拡散通信用相
関器をＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access ）で
用いる場合には、同期捕捉および維持特性を保持するた
めに、粗精度整合フィルタへの入力ビット数をユーザー
の組数に応じて増やす必要があることが分かる。
【００１６】なお、上記粗精度整合フィルタ（すなわち
粗精度整合フィルタ２および３）のタップ数は、拡散符
号長×Ｎ（ここでＮはチップ当りのオーバーサンプリン
グ数）であるが、チップ単位で平均化を行なう機能を当
該粗精度整合フィルタに付加することにより、チップ当
りｍサンプル（ここでｍは１＜ｍ≦Ｎの整数）へダウン
サンプルし、結果としてｍ／Ｎにタップ数を削減するこ
とが可能となる。
粗精度整合フィルタ２および３）のタップ数は、拡散符
号長×Ｎ（ここでＮはチップ当りのオーバーサンプリン
グ数）であるが、チップ単位で平均化を行なう機能を当
該粗精度整合フィルタに付加することにより、チップ当
りｍサンプル（ここでｍは１＜ｍ≦Ｎの整数）へダウン
サンプルし、結果としてｍ／Ｎにタップ数を削減するこ
とが可能となる。
【００１７】
【発明の効果】以上詳述したように、本願発明によれ
ば、初期同期引込み時間および再同期引込み時間が長く
なく、かつ回路規模が大きくならないスペクトル拡散通
信用相関器の提供を可能とする。
ば、初期同期引込み時間および再同期引込み時間が長く
なく、かつ回路規模が大きくならないスペクトル拡散通
信用相関器の提供を可能とする。
【図１】本願発明の実施の形態を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】雑音下での高精度整合フィルタと粗精度整合フ
ィルタとの出力比較図である。
ィルタとの出力比較図である。
【図３】雑音の有無による高精度および粗精度整合フィ
ルタの出力の変化を示す図である。
ルタの出力の変化を示す図である。
【図４】干渉局として同符号長で異種系列の拡散符号を
希望拡散符号へ加算したときの粗精度整合フィルタ出力
を示した図である。
希望拡散符号へ加算したときの粗精度整合フィルタ出力
を示した図である。
【図５】入力ビット数を変えたときの粗精度整合フィル
タ出力を示した図である。
タ出力を示した図である。
【図６】入力信号の上位２ビットを粗精度整合フィルタ
に入力した場合の当該粗精度整合フィルタ出力を、Ｄ／
Ｕをパラメータにして、示した図である。
に入力した場合の当該粗精度整合フィルタ出力を、Ｄ／
Ｕをパラメータにして、示した図である。
１ 受信部 ２ 粗精度整合フィルタ ３ 粗精度整合フィルタ ４ ２乗回路 ５ ２乗回路 ６ 加算器 ７ レベル判定部 ８ フェーズロックドループ ９ 時間窓付相関器 Ｉ 同相成分信号 Ｑ 直交成分信号
Claims (2)
- 【請求項１】 実数乗算器と積分器とからなり、受信部
から送出されてくる直交検波信号の同相成分の上位数ビ
ットを入力し、この入力した上位数ビットと自局で使用
するローカル拡散符号との間の相関を取る第１の粗精度
整合フィルタと、 実数乗算器と積分器とからなり、受信部から送出されて
くる直交検波信号の直交成分の上位数ビットを入力し、
この入力した上位数ビットと自局で使用するローカル拡
散符号との間の相関を取る第２の粗精度整合フィルタ
と、 上記第１の粗精度整合フィルタの出力を２乗する第１の
２乗回路と、 上記第２の粗精度整合フィルタの出力を２乗する第２の
２乗回路と、 上記第１の２乗回路の出力と上記第２の２乗回路の出力
とを加算する加算器と、 上記加算器の出力のレベルを観察し、この出力レベルが
１シンボル時間中において最大となる時間位置より前記
ローカル拡散符号の位相補正量を出力するレベル判定回
路と、 上記レベル判定回路からの位相補正量を用いて上記直交
検波信号とローカルサンプルクロックとの位相差を減ら
す方向に位相調整を行なうフェーズロックドループと、 上記フェーズロックドループからのローカルサンプルク
ロックを用いて所定の時間窓内チップの上記直交検波信
号の同相成分および直交成分とローカル拡散符号との相
関を取る時間窓付相関器とを備えることを特徴とするス
ペクトル拡散通信用相関器。 - 【請求項２】 前記第１および第２の粗精度整合フィル
タには、入力拡散符号の各チップ毎の複数サンプル信号
を平均化する機能が付加されており、この付加に応じて
これら２つの粗精度整合フィルタにおける乗算器および
遅延素子の個数はｍ／Ｎ（ここでＮはチップ当りのオー
バーサンプリング数で、ｍは１＜ｍ≦Ｎの整数）に削減
されていることを特徴とする請求項１記載のスペクトル
拡散通信用相関器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7291631A JPH09116465A (ja) | 1995-10-16 | 1995-10-16 | スペクトル拡散通信用相関器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7291631A JPH09116465A (ja) | 1995-10-16 | 1995-10-16 | スペクトル拡散通信用相関器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09116465A true JPH09116465A (ja) | 1997-05-02 |
Family
ID=17771462
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7291631A Pending JPH09116465A (ja) | 1995-10-16 | 1995-10-16 | スペクトル拡散通信用相関器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09116465A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09200177A (ja) * | 1996-01-16 | 1997-07-31 | Kokusai Electric Co Ltd | 相関フィルタ及びｃｄｍａ受信装置 |
| US6993084B1 (en) | 1998-04-14 | 2006-01-31 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Coarse frequency synchronisation in multicarrier systems |
-
1995
- 1995-10-16 JP JP7291631A patent/JPH09116465A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09200177A (ja) * | 1996-01-16 | 1997-07-31 | Kokusai Electric Co Ltd | 相関フィルタ及びｃｄｍａ受信装置 |
| US6993084B1 (en) | 1998-04-14 | 2006-01-31 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Coarse frequency synchronisation in multicarrier systems |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040401 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20040525 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20041005 |