JPH0869287A

JPH0869287A - 能動型騒音制御装置及び能動型振動制御装置

Info

Publication number: JPH0869287A
Application number: JP6203714A
Authority: JP
Inventors: Yoshiharu Nakaji; 義晴中路
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 1994-08-29
Filing date: 1994-08-29
Publication date: 1996-03-12

Abstract

(57)【要約】【目的】能動型騒音制御装置，能動型振動制御装置にお
いて、アナログ信号をディジタル信号に変換する部分の
簡略化を図る。【構成】コントローラ２０を、アナログ信号として供給
される基準信号ｘ_k及び残留騒音信号ｅ_lを読み込む信
号入力部２１Ａ，２１Ｂと、駆動信号ｙ_mを生成する駆
動信号生成部２２と、駆動信号ｙ_mをアナログ信号に変
換するＤ／Ａ変換器２３と、更新用基準信号ｒ_klmを生
成する更新用基準信号生成部２４と、適応ディジタルフ
ィルタＷ_kmのフィルタ係数Ｗ_kmiを更新するフィルタ係
数更新部２５とから構成し、信号入力部２１Ａ，２１Ｂ
では、アナログ信号である基準信号ｘ_k，残留騒音信号
ｅ_lを、一旦所定信号の周期に変換し、次いでその所定
信号をディジタル信号に変換するようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、騒音源から発せられ
た騒音に制御音源から発せられる制御音を干渉させるこ
とにより騒音の低減を図る能動型騒音制御装置及び振動
源から発せられた振動に制御振動源から発せられる制御
振動を干渉させることにより振動の低減を図る能動型振
動制御装置に関し、特に、実測されたアナログ信号をデ
ィジタル信号処理のためにディジタル値に変換すること
が必要な能動型騒音制御装置，能動型振動制御装置にお
いて、そのアナログ信号をディジタル信号に変換する部
分の簡略化を図ったものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の能動型騒音制御装置として、例え
ば特開昭６４−５８２００号公報に開示されたものがあ
り、この従来の能動型騒音制御装置にあっては、対象と
なる騒音の伝搬経路内に配設されて騒音の音圧を測定す
るマイクロフォンＭ₁と、このマイクロフォンＭ₁より
も下流側に配設されて騒音と干渉する制御音を発生する
ラウドスピーカＳと、このラウドスピーカＳよりもさら
に下流側に配設されて干渉後の残留騒音の音圧を測定す
るマイクロフォンＭ₂と、両マイクロフォンＭ₁及びＭ
₂の測定結果を受けて所定のディジタル信号処理を実行
してラウドスピーカＳに駆動信号を出力するコントロー
ラと、を備えている。

【０００３】そして、コントローラは、フィルタ係数可
変の適応ディジタルフィルタと、この適応ディジタルフ
ィルタのフィルタ係数を適応アルゴリズムに従って更新
する制御部と、を有していて、基本的には、上流側のマ
イクロフォンＭ₁の測定結果を適応ディジタルフィルタ
でフィルタ処理して駆動信号を生成する一方、両マイク
ロフォンＭ₁及びＭ₂の測定結果に応じて残留騒音が低
減するように適応アルゴリズムに従って適応ディジタル
フィルタのフィルタ係数を更新する処理を実行するよう
になっている。また、コントローラの入力側にはアナロ
グ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部が設け
られていて、アナログ信号であるマイクロフォンＭ₁及
びＭ₂の測定結果が、そのＡ／Ｄ変換部によってディジ
タル信号に変換されて、後のディジタル信号処理に用い
られるようになっている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ここで、例えば上述の
適応アルゴリズムを利用した能動型騒音制御装置のよう
な従来の能動型騒音制御装置，能動型振動制御装置にあ
っては、適応ディジタルフィルタのフィルタ係数の更新
演算等のディジタル信号処理に膨大な演算が必要である
ため、通常はＤＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッ
サ）と呼ばれる高速での乗算が可能な専用の処理装置が
用いられるのであるが、ＤＳＰはＡ／Ｄ変換器を内蔵し
ていない場合が多いので、Ａ／Ｄ変換器及びその周辺部
品を別途設ける必要があり、コントローラ周辺部分の回
路基板が大型化してしまうという問題点がある。このよ
うな問題点は、騒音源が複数存在する場合や、制御効果
を向上させるために残留騒音を測定するマイクロフォン
を複数設ける場合等に顕著になってしまう。

【０００５】また、上記のような能動型騒音制御装置
を、車両のように温度，振動等の使用環境条件が比較的
厳しいものに適用する場合には、耐久性等の条件から８
ビットのＡ／Ｄ変換器が適用されるのが一般的である
が、８ビットで表現できる数値は±１２８（厳密には、
−１２８から＋１２７）であるから、表現できる信号レ
ベルの最小と最大の比は約４２ｄＢとなる。しかしなが
ら、車両の車輪及び路面間を騒音源として発生するロー
ド・ノイズは、人間の耳に聞こえ難く且つ車両に搭載さ
れる小径のスピーカでは出力し難い２０〜４０Ｈｚの低
周波成分が大きく、その低周波成分の振幅が、基準信号
（騒音源の騒音発生状態を表す信号）や残留騒音信号
（騒音と制御音とが干渉した後の騒音の信号）の最大振
幅を略決定しているのに対し、人間の耳に聞こえ易く実
際の制御対象となる１００Ｈｚ以上の周波数成分は、車
両の構造や基準信号，残留騒音信号の検出位置にもよる
が、最大振幅に比べて３０ｄＢほど低いのが一般的であ
る。

【０００６】さらに、走行路面の表面粗さによってもロ
ード・ノイズのレベルが異なり、本発明者が実際の路面
で実験を行って確認したところ、粗い路面と滑らかな路
面とでは、ロード・ノイズのレベルが約１０ｄＢほど違
ってくることが判った。つまり、ロード・ノイズのレベ
ルが最も大きいのは、粗い路面を走行している場合の２
０〜４０Ｈｚ程度の周波数成分ということになり、Ａ／
Ｄ変換器は、そのレベルの高い成分が入力されてもオー
バーフローしないでディジタル値に変換できるようにダ
イナミックレンジが設定されることになる。しかしなが
ら、これでは８ビットのＡ／Ｄ変換器を用いることを考
えると、滑らかな路面を走行している場合の１００Ｈｚ
程度の周波数成分はせいぜい１〜２ビットで表現しなく
てはならず、特に重要な部分で十分な分解能が得られな
いことになってしまう。

【０００７】そこで、十分な分解能を得るために、１０
ビット，１２ビットといったＡ／Ｄ変換器を用いること
が考えられるが、これでは大幅なコストアップを招いて
しまうし、Ａ／Ｄ変換器のビット数によっては車両等の
使用環境条件に耐えられないことがある。本発明はこの
ような従来の技術が有する未解決の課題に着目してなさ
れたものであって、大幅なコストアップや装置の大型化
等を招くことなく十分な分解能でディジタル信号をアナ
ログ信号に変換する機能を備えた能動型騒音制御装置及
び能動型振動制御装置を提供することを目的としてい
る。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に係る発明は、騒音源から発せられた騒音
と干渉する制御音を発生可能な制御音源と、前記騒音源
の騒音発生状態を検出し基準信号として出力する基準信
号生成手段と、前記制御音源による干渉後の残留騒音を
検出し残留騒音信号として出力する残留騒音検出手段
と、前記基準信号及び前記残留騒音信号に基づき前記干
渉後の騒音が低減するように前記制御音源を駆動する駆
動信号を生成する処理を実行するディジタル信号処理手
段と、を備えた能動型騒音制御装置において、入力信号
のレベルを搬送波の周期に変換するレベル周期変換手段
と、このレベル周期変換手段の出力をディジタル信号に
変換するディジタル信号変換手段と、を設けるととも
に、前記基準信号及び前記残留騒音信号のうちの少なく
とも一方を前記レベル周期変換手段及びディジタル信号
変換手段を介して前記ディジタル信号処理手段に供給す
るようにした。

【０００９】また、請求項２に係る発明は、上記請求項
１に係る発明である能動型騒音制御装置において、前記
レベル周期変換手段を入力信号のレベルに応じて搬送波
の位相を変化させる位相変調手段とするとともに、前記
ディジタル信号変換手段の出力を復調するディジタルＦ
Ｍ復調手段を設け、前記ディジタルＦＭ復調手段の出力
を前記ディジタル信号処理手段に供給するようにした。

【００１０】そして、請求項３に係る発明は、上記請求
項１又は請求項２に係る発明である能動型騒音制御装置
において、前記ディジタル信号変換手段を、前記レベル
周期変換手段から出力される信号の一周期を所定クロッ
クの間隔で計数しその計数結果を出力するカウント手段
とした。さらに、請求項４に係る発明は、上記請求項３
に係る発明である能動型騒音制御装置において、前記カ
ウント手段を複数設けるとともに、それらカウント手段
の計数開始時点を互いにずらした。

【００１１】また、請求項５に係る発明は、上記請求項
３又は請求項４に係る発明である能動型騒音制御装置に
おいて、前記レベル周期変換手段から出力される信号の
最大周期を、前記ディジタル信号処理手段のサンプリン
グ周期よりも短くした。特に請求項６に係る発明は、こ
の請求項５に係る発明において、前記レベル周期変換手
段から出力される信号の最大周期を、前記ディジタル信
号処理手段のサンプリング周期の１／３よりも短くし
た。

【００１２】そして、請求項７に係る発明は、上記請求
項１〜請求項６に係る発明である能動型騒音制御装置に
おいて、前記基準信号生成手段を複数備えるとともに、
それら複数の基準信号生成手段の出力のうちのいずれか
一つを選択して前記レベル周期変換手段に入力する入力
選択手段と、この入力選択手段の状態を切り換える状態
切換手段と、を設けた。

【００１３】これに対し、請求項８に係る発明は、上記
請求項１〜請求項７に係る発明である能動型騒音制御装
置において、前記残留騒音検出手段を複数備えるととも
に、それら複数の残留騒音検出手段の出力のうちのいず
れか一つを選択して前記レベル周期変換手段に入力する
入力選択手段と、この入力選択手段の状態を切り換える
状態切換手段と、を設けた。

【００１４】上記目的を達成するために、請求項９に係
る発明は、騒音源から発せられた騒音と干渉する制御音
を発生可能な制御音源と、前記騒音源の騒音発生状態を
検出し基準信号として出力する基準信号生成手段と、前
記制御音源による干渉後の残留騒音を検出し残留騒音信
号として出力する残留騒音検出手段と、前記基準信号及
び前記残留騒音信号に基づき前記干渉後の騒音が低減す
るように前記制御音源を駆動する駆動信号を生成する処
理を実行するディジタル信号処理手段と、を備えた能動
型騒音制御装置において、入力信号の瞬時値を保持する
瞬時値保持手段と、この瞬時値保持手段が保持した値を
減衰させる減衰手段と、前記瞬時値が保持されてから所
定値に減衰するまでの周期を計測する周期計測手段と、
を設けるとともに、前記基準信号及び前記残留騒音信号
のうちの少なくとも一方を前記瞬時値保持手段，減衰手
段及び周期計測手段を介して前記ディジタル信号処理手
段に供給するようにした。

【００１５】そして、請求項１０に係る発明は、上記請
求項９に係る発明である能動型騒音制御装置において、
前記周期計測手段を、前記瞬時値が保持されてから所定
値に減衰するまでの周期を所定クロックの間隔で計数し
その計数結果を出力するカウント手段とした。一方、上
記目的を達成するために、請求項１１に係る発明は、振
動源から発せられた振動と干渉する制御振動を発生可能
な制御振動源と、前記振動源の振動発生状態を検出し基
準信号として出力する基準信号生成手段と、前記制御振
動源による干渉後の残留振動を検出し残留振動信号とし
て出力する残留振動検出手段と、前記基準信号及び前記
残留振動信号に基づき前記干渉後の振動が低減するよう
に前記制御振動源を駆動する駆動信号を生成する処理を
実行するディジタル信号処理手段と、を備えた能動型振
動制御装置において、入力信号のレベルを搬送波の周期
に変換するレベル周期変換手段と、このレベル周期変換
手段の出力をディジタル信号に変換するディジタル信号
変換手段と、を設けるとともに、前記基準信号及び前記
残留振動信号のうちの少なくとも一方を前記レベル周期
変換手段及びディジタル信号変換手段を介して前記ディ
ジタル信号処理手段に供給するようにした。

【００１６】また、請求項１２に係る発明は、上記請求
項１１に係る発明である能動型振動制御装置において、
前記レベル周期変換手段を入力信号のレベルに応じて搬
送波の位相を変化させる位相変調手段とするとともに、
前記ディジタル信号変換手段の出力を復調するディジタ
ルＦＭ復調手段を設け、前記ディジタルＦＭ復調手段の
出力を前記ディジタル信号処理手段に供給するようにし
た。

【００１７】そして、請求項１３に係る発明は、上記請
求項１１又は請求項１２に係る発明である能動型振動制
御装置において、前記ディジタル信号変換手段を、前記
レベル周期変換手段から出力される信号の一周期を所定
クロックの間隔で計数しその計数結果を出力するカウン
ト手段とした。さらに、請求項１４に係る発明は、上記
請求項１３に係る発明である能動型振動制御装置におい
て、前記カウント手段を複数設けるとともに、それらカ
ウント手段の計数開始時点を互いにずらした。

【００１８】またさらに、請求項１５に係る発明は、上
記請求項１３又は請求項１４に係る発明である能動型振
動制御装置において、前記レベル周期変換手段から出力
される信号の最大周期を、前記ディジタル信号処理手段
のサンプリング周期よりも短くした。特に請求項１６に
係る発明は、この請求項１５に係る発明において、前記
レベル周期変換手段から出力される信号の最大周期を、
前記ディジタル信号処理手段のサンプリング周期の１／
３よりも短くした。

【００１９】また、請求項１７に係る発明は、上記請求
項１１〜請求項１６に係る発明である能動型振動制御装
置において、前記基準信号生成手段を複数備えるととも
に、それら複数の基準信号生成手段の出力のうちのいず
れか一つを選択して前記レベル周期変換手段に入力する
入力選択手段と、この入力選択手段の状態を切り換える
状態切換手段と、を設けた。

【００２０】これに対し、請求項１８に係る発明は、上
記請求項１１〜請求項１７に係る発明である能動型振動
制御装置において、前記残留振動検出手段を複数備える
とともに、それら複数の残留振動検出手段の出力のうち
のいずれか一つを選択して前記レベル周期変換手段に入
力する入力選択手段と、この入力選択手段の状態を切り
換える状態切換手段と、を設けた。

【００２１】一方、上記目的を達成するために、請求項
１９に係る発明は、振動源から発せられた振動と干渉す
る制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振
動発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生
成手段と、前記制御振動源による干渉後の残留振動を検
出し残留振動信号として出力する残留振動検出手段と、
前記基準信号及び前記残留振動信号に基づき前記干渉後
の振動が低減するように前記制御振動源を駆動する駆動
信号を生成する処理を実行するディジタル信号処理手段
と、を備えた能動型振動制御装置において、入力信号の
瞬時値を保持する瞬時値保持手段と、この瞬時値保持手
段が保持した値を減衰させる減衰手段と、前記瞬時値が
保持されてから所定値に減衰するまでの周期を計測する
周期計測手段と、を設けるとともに、前記基準信号及び
前記残留振動信号のうちの少なくとも一方を前記瞬時値
保持手段，減衰手段及び周期計測手段を介して前記ディ
ジタル信号処理手段に供給するようにした。

【００２２】そして、請求項２０に係る発明は、上記請
求項１９に係る発明である能動型振動制御装置におい
て、前記周期計測手段を、前記瞬時値が保持されてから
所定値に減衰するまでの周期を所定クロックの間隔で計
数しその計数結果を出力するカウント手段とした。

【００２３】

【作用】請求項１に係る発明にあっては、基準信号及び
残留騒音信号のうちの少なくとも一方がレベル周期変換
手段に入力され、その入力された信号のレベルに応じて
搬送波の周期が変動する。例えば、入力信号のレベルが
中立レベル（入力信号が正負に振れる場合には０レベ
ル）よりも高い場合には入力信号のレベルと中立レベル
との差に応じて搬送波の周期を長く（又は短く）し、入
力信号のレベルが中立レベルよりも低い場合には入力信
号のレベルと中立レベルとの差に応じて搬送波の周期を
短く（又は長く）する、という具合に搬送波の周期が変
動する。そして、その周期が適宜変化した搬送波（被変
調信号）が、ディジタル信号変換手段によってディジタ
ル値に変換され、その後にディジタル信号処理装置に供
給される。

【００２４】また、請求項２に係る発明にあっては、基
準信号及び残留騒音信号のうちの少なくとも一方が、レ
ベル周期変換手段としての位相変調手段に入力され、そ
の入力された信号のレベルに応じて搬送波の位相が変化
する。例えば、入力信号のレベルが中立レベルよりも高
い場合には入力信号のレベルと中立レベルとの差に応じ
て搬送波の位相が進み（又は遅れ）、入力信号のレベル
が中立レベルよりも低い場合には入力信号のレベルと中
立レベルとの差に応じて搬送波の位相が遅れ（又は進
む）、という具合に搬送波の位相が変化する。なお、搬
送波の位相が時々刻々と変化するということは、ＦＭ変
調と同様に瞬時の周波数（周期）が変化することと結果
として同じであるから、位相変調手段がレベル周期変換
手段に含まれることは明らかである。

【００２５】そして、被位相変調波は、ディジタル信号
変換手段によってディジタル信号に変換され、その後に
ディジタルＦＭ復調手段によってＦＭ復調（周波数−レ
ベル変換）される。ここで、位相変調（ＰＭ：Phase Mo
dulation）方式は、周波数変調（ＦＭ：Frezuency Modu
lation）方式に比べて、同一振幅の入力信号に対する搬
送波の周波数偏移が、入力信号の周波数によって異なる
という特性を有している。具体的には、周波数変調と位
相変調とで、低周波の入力信号に対する搬送波の周波数
偏移が同一であるとすると、高周波の入力信号に対して
は、位相変調の方が周波数偏移が大きくなる傾向があ
る。このため、位相変調した信号をＦＭ復調すると、も
との入力信号に対して高周波が強調された信号が再生さ
れる。

【００２６】次に、請求項３に係る発明にあっては、デ
ィジタル信号変換手段としてのカウント手段が、レベル
周期変換手段が出力する被変調信号（被位相変調信号）
の一周期を、所定クロックの間隔で計数するから、その
計数結果はそのままディジタル信号となる。また、請求
項４に係る発明にあっては、カウント手段が複数設けら
れており、しかもそれらカウント手段の計数開始時点が
ずれているから、全体としては、被変調信号（被位相変
調信号）の周期が短い間隔でディジタル値に変換される
ことになる。

【００２７】そして、請求項５に係る発明にあっては、
ディジタル信号処理手段が基準信号又は残留騒音信号を
サンプリングする際に、被変調信号（被位相変調信号）
の周期が短い間隔でディジタル値に変換されていること
が保証される。この場合、請求項６に係る発明であれ
ば、ディジタル信号処理手段のサンプリング・クロック
の間に少なくとも二回は被変調信号（被位相変調信号）
の周期が計数されてディジタル値に変換される。従っ
て、そのうちの一回を例えば搬送波の周期を補正する処
理等に利用することが可能となる。

【００２８】次に、請求項７に係る発明にあっては、入
力選択手段で選択された一つの基準信号生成手段の出力
がレベル周期変換手段に入力される一方、その入力選択
手段の状態が状態切換手段によって切り換えられるか
ら、複数の基準信号生成手段から出力される各基準信号
が、順番にレベル周期変換手段に入力される。同様に、
請求項８に係る発明にあっては、入力選択手段で選択さ
れた一つの残留騒音検出手段の出力がレベル周期変換手
段に入力される一方、その入力選択手段の状態が状態切
換手段によって切り換えられるから、複数の残留騒音検
出手段から出力される各残留騒音信号が、順番にレベル
周期変換手段に入力される。

【００２９】そして、請求項９に係る発明にあっては、
基準信号又は残留騒音信号の瞬時値が瞬時値保持手段に
よって保持され、その保持された値が減衰手段によって
減衰し、瞬時値が保持されてから所定値に減衰するまで
の周期が周期計測手段によって計測されるが、この周期
計測手段が計測する周期の長さは、保持した瞬時値のレ
ベルによって決まる。よって、瞬時値保持手段，減衰手
段及び周期計測手段を経ることによって、基準信号又は
残留騒音信号のレベルを周期に変換し、その周期を計測
したことと同じ結果が得られる。

【００３０】さらに、請求項１０に係る発明にあって
は、周期計測手段としてのカウント手段が、瞬時値が所
持されてから所定値に減衰するまでの周期を、所定クロ
ックの間隔で計数するから、その計数結果はそのままデ
ィジタル信号となる。ここで、上記請求項１乃至請求項
１０に係る発明はいずれも騒音を対象としているのに対
し、請求項１１乃至請求項２０に係る発明は振動を対象
としている。従って、それら請求項１１乃至請求項２０
に係る発明の作用は、音と振動との違いはあるが、実質
的に上記請求項１乃至請求項１０に係る発明と同様であ
る。

【００３１】

【実施例】以下、この発明の実施例を図面に基づいて説
明する。図１は本発明の第１実施例の全体構成を示す図
であって、この実施例は本発明に係る能動型騒音制御装
置を、車両車室内の騒音の低減を図る車両用能動型騒音
制御装置１に適用したものである。

【００３２】先ず、構成を説明すると、この車両用能動
型騒音制御装置１は、騒音源としての路面及び各車輪２
ａ〜２ｄ（図１には、車両左側の車輪２ａ，２ｃのみ図
示している。）間から車室６内に伝達される騒音として
のロード・ノイズを低減する装置である。なお、ロード
・ノイズとは、走行路面上の凹凸を車輪が通過する際の
車輪上下動に起因して発生する騒音であり、通常は多く
の周波数成分を含むランダムノイズである。

【００３３】そして、車体９及び各車輪２ａ〜２ｄ間に
介在するサスペンション１０ａ〜１０ｄ（図１には、サ
スペンション１０ａ，１０ｃのみ図示している。）のそ
れぞれには、各サスペンション１０ａ〜１０ｄの上下方
向の振動入力を検出するための加速度センサ５ａ〜５ｄ
（図１には、加速度センサ５ａ，５ｃのみ図示してい
る。）が取り付けられていて、各加速度センサ５ａ〜５
ｄが検出したロード・ノイズの発生状態を表す加速度信
号が、基準信号ｘ_k（ｋ＝１〜Ｋ：Ｋは基準信号ｘ_kの
個数であり、これは車輪の個数に対応することから、本
実施例ではＫ＝４である。）として、コントローラ２０
に供給されるようになっている。

【００３４】一方、車室６内には、その車室６内に制御
音を発生する複数のラウドスピーカ７ａ〜７ｄ（図１に
は、ラウドスピーカ７ａ，７ｃのみ図示している。）が
例えば前部座席の足下位置及び後部座席のヘッドレスト
後方に配設されていて、これらラウドスピーカ７ａ〜７
ｄは、コントローラ２０から供給される駆動信号ｙ
_m（ｍ＝１〜Ｍ：Ｍはラウドスピーカ７ａ〜７ｄの個数
であり、本実施例ではＭ＝４である。）に応じて駆動し
て制御音を発生するようになっている。

【００３５】さらに、車室６内の各座席の天井には複数
のマイクロフォン８ａ〜８ｄが配設されていて、配設位
置に残留する騒音の音圧を測定し、これを残留騒音信号
ｅ_l（ｌ＝１〜Ｌ：Ｌはマイクロフォン８ａ〜８ｄの個
数であって、本実施例ではＬ＝４である。）としてコン
トローラ２０に供給するようになっている。ここでコン
トローラ２０は、インタフェース回路やマイクロコンピ
ュータ等から構成されていて、供給される基準信号ｘ_k
及び残留騒音信号ｅ_lに基づいて所定の演算処理を実行
し、車室６内に伝達されているロード・ノイズが打ち消
されるような制御音がラウドスピーカ７ａ〜７ｄから発
せられるように、各ラウドスピーカ７ａ〜７ｄに駆動信
号ｙ₁〜ｙ₄を供給するようになっている。

【００３６】コントローラ２０は、基本的には、フィル
タ係数可変の適応ディジタルフィルタＷ_kmで各基準信号
ｘ_kをフィルタ処理（実際には、畳み込み演算）し、そ
の結果を添字ｍ毎に加算することにより駆動信号ｙ_mを
生成し、それら駆動信号ｙ_mを各ラウドスピーカ７ａ〜
７ｄに供給する一方、適応ディジタルフィルタＷ_kmのフ
ィルタ係数Ｗ_kmi（ｉ＝０，１，２，…，Ｉ−１：Ｉは
適応ディジタルフィルタＷ_kmのタップ数）をＦｉｌｔｅ
ｒｅｄ−ＸＬＭＳアルゴリズムに従って逐次更新する
処理を実行するようになっている。なお、駆動信号ｙ_m
の演算処理は下記の（１）式に、通常のＦｉｌｔｅｒｅ
ｄ−ＸＬＭＳアルゴリズムにおける適応ディジタルフ
ィルタＷ_kmのフィルタ係数Ｗ_kmiの更新演算処理は下記
の（２）式にそれぞれ示すようになる。

【００３７】ただし、αはフィルタ係数Ｗ_kmiの最適値への近似速度
やその安定性に関与するパラメータである収束係数であ
り、（ｎ），（ｎ＋１），（ｎ−ｉ）が付く項はそれぞ
れサンプリング時刻ｎ，ｎ＋１，ｎ−ｉにおける値であ
ることを表している。また、上記（２）式中のｒ
_klmは、フィルタ係数Ｗ_kmiを更新するための基準信号
（更新用基準信号，リファレンス信号）であって、基準
信号ｘ_kを、ラウドスピーカ７ａ〜７ｄ及びマイクロフ
ォン８ａ〜８ｄ間の伝達関数をモデル化したディジタル
フィルタである伝達関数フィルタＣ＾_lmでフィルタ処理
した値に対応する。従って、伝達関数フィルタＣ＾_lmの
フィルタ係数をＣ＾_lmj（ｊ＝０，１，２，…，Ｊ：Ｊ
は伝達関数フィルタＣ＾_lmのタップ数である。）とすれ
ば、更新用基準信号ｒ_klmは、具体的には、下記の
（３）式により演算される。

【００３８】以上から、本実施例のコントローラ２０は、その機能構
成を表すブロック図である図２に示すように構成されて
いる。

【００３９】即ち、本実施例のコントローラ２０は、ア
ナログ信号として供給される基準信号ｘ_k及び残留騒音
信号ｅ_lをディジタル信号処理に用いられるように読み
込む信号入力部２１Ａ，２１Ｂと、ディジタル信号に変
換された基準信号ｘ_kと適応ディジタルフィルタＷ_kmの
各フィルタ係数Ｗ_kmiとを上記（１）式に従って畳み込
んで且つ添字ｍ毎に加算して駆動信号ｙ_mを生成する駆
動信号生成部２２と、この駆動信号生成部２２が生成し
たディジタル信号としての駆動信号ｙ_mをアナログ信号
に変換するＤ／Ａ変換器２３と、ディジタル信号に変換
された基準信号ｘ_kと伝達関数フィルタＣ＾_lmの各フィ
ルタ係数Ｃ＾_lmjとを上記（３）式に従って畳み込んで
更新用基準信号ｒ_klmを生成する更新用基準信号生成部
２４と、更新用基準信号ｒ_klm及び残留騒音信号ｅ_lに
基づきＬＭＳアルゴリズムに従って適応ディジタルフィ
ルタＷ_kmのフィルタ係数Ｗ_kmiを更新するフィルタ係数
更新部２５と、から構成されている。

【００４０】これらのうち、信号入力部２１Ａ及び２１
Ｂは、その機能構成をブロック図で表した図３に示すよ
うに構成されている。なお、信号入力部２１Ａ及び２１
Ｂは同様の構成であるため、以下の説明は一方の信号入
力部２１Ａについてのみ行うこととする。即ち、信号入
力部２１Ａは、アナログ信号である基準信号ｘ_kのレベ
ルに応じて所定周波数の搬送波の位相を進め又は送らせ
てその位相変調された搬送波（被位相変調波）ＣＷを出
力する位相変調部２６と、この被位相変調波ＣＷをディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２７と、ディジタル
信号に変換された被位相変調波ＣＷをＦＭ復調するディ
ジタルＦＭ復調部２８と、から構成されている。

【００４１】位相変調部２６が行う位相変調（ＰＭ）
は、搬送波の振幅は変えずに、入力される基準信号ｘ_k
の振幅に応じて搬送波ＣＷの位相を変化させる変調方式
であって、例えば基準信号ｘ_kの振幅が正の場合にはそ
の絶対値に応じて搬送波ＣＷの位相が進み、基準信号ｘ
_kの振幅が負の場合にはその絶対値に応じて搬送波ＣＷ
の位相が遅れるようになっている。従って、結果として
得られる被位相変調波ＣＷは、被ＦＭ変調波と同様に瞬
時の周波数が変化するものとなる。

【００４２】Ａ／Ｄ変換器２７は、被位相変調波ＣＷの
振幅が一定であることからその分解能（ビット数）は少
なくてもよい（例えば、４ビット程度でよい）が、被位
相変調波ＣＷの最大周波数を後で再生できる程度のサン
プリング・クロックで動作させる必要がある。そして、
ディジタルＦＭ復調部２８は、その機能構成をブロック
図で表した図４に示すように、ディジタル信号に変換さ
れた被位相変調波ＣＷが入力されるＦＭ−ＡＭ変換フィ
ルタ２８ａと、その出力が入力される整流フィルタ２８
ｂと、その出力が入力される平滑フィルタ２８ｃと、そ
の出力が入力される直流成分除去フィルタ２８ｄと、か
ら構成されていて、その直流成分除去フィルタ２８ｄの
出力が所定のサンプリング・クロックでサンプリングさ
れて後の駆動信号生成部２２及び更新用基準信号生成部
２４におけるディジタル信号処理に用いられるようにな
る。

【００４３】ＦＭ−ＡＭ変換フィルタ２８ａは、例えば
図５（ａ）に示すような特性を有するディジタルフィル
タで実現される。具体的には、下記の（４）式で表され
るようなディジタルフィルタとなる。Ｈ（ｚ）＝１−ｚ^-1 ……（４）ただし、変換の線形性を保つため、搬送波ＣＷの周波数
が図５（ａ）の網掛け部分に来るように、搬送波ＣＷの
周波数に対してＡ／Ｄ変換器２７のサンプリング周波数
は十分に高くすることが必要となる。

【００４４】整流フィルタ２８ｂは、具体的には入力信
号の絶対値をとる処理を実行するようになっている。ま
た、平滑フィルタ２８ｃは、位相変調される前の搬送波
ＣＷの周波数成分を除去するフィルタであり、その出力
は基準信号ｘ_kに直流成分が重畳されたような波形とな
る。ただし、この場合の平滑フィルタ２８ｃの特性は、
位相変調される前の搬送波ＣＷの周波数が一定であるこ
とから、必ずしもＡＭラジオで用いられるようなローパ
ス・フィルタをディジタルフィルタで忠実に表現する必
要はなく、その搬送波ＣＷの周波数のみを遮断するよう
な例えば図５（ｂ）に示すような特性のノッチ・フィル
タでよい。具体的には、下記の（５）式で表されるよう
なディジタルフィルタとなる。

【００４５】Ｈ（ｚ）＝１＋ｚ^-2 ……（５）ただし、図５（ｂ）の網掛け部分で示された遮断周波数
は、位相変調される前の搬送波ＣＷの周波数ではなく、
その２倍の周波数とする必要がある。その理由は、整流
フィルタ２８ｂで絶対値をとったため、周波数が２倍に
なっているからである。

【００４６】そして、直流成分除去フィルタ２８ｄは、
平滑フィルタ２８ｃの処理によって重畳された不要な直
流成分を除去するようになっている。この直流成分除去
フィルタ２８ｄの処理を経た時点で、元の基準信号ｘ_k
が復調されたことになる。図６はコントローラ２０内で
実行される処理の流れの概要を示すフローチャートであ
り、以下、図６に従って本実施例の動作を説明する。た
だし、車両は走行中であって、車室６内にはロード・ノ
イズが伝達されているものとする。

【００４７】即ち、この図６に示す処理は所定のサンプ
リング・クロックに同期して実行されるようになってい
て、先ずそのステップ１０１において信号入力部２１
Ａ，２１Ｂから供給される基準信号ｘ_k及び残留騒音信
号ｅ_lが読み込まれ、次いでステップ１０２に移行し、
基準信号ｘ_k及び伝達関数フィルタＣ＾_lmに基づき上記
（３）式に従って更新用基準信号ｒ_klmが演算される。
次いで、ステップ１０３に移行し、更新用基準信号ｒ
_klm及び残留騒音信号ｅ_lに基づき上記（２）式に従っ
て、適応ディジタルフィルタＷ_kmの各フィルタ係数Ｗ
_kmiが更新される。

【００４８】そして、ステップ１０４に移行し、基準信
号ｘ_k及び適応ディジタルフィルタＷ_kmに基づき上記
（１）式に従って駆動信号ｙ_mが演算され、これがステ
ップ１０５においてＤ／Ａ変換器２３を介して各ラウド
スピーカ７ａ〜７ｄに出力される。なお、駆動信号ｙ_m
がラウドスピーカ７ａ〜７ｄに出力されたら、今回のこ
の処理を終了し、次のサンプリング・クロックのタイミ
ングまで待機した後に、上記ステップ１０１から再び処
理を実行する。

【００４９】このような処理が実行されると、各ラウド
スピーカ７ａ〜７ｄにはサンプリング・クロックに同期
して次々と駆動信号ｙ_mが供給されるため、車室６内に
はその駆動信号ｙ_mに応じた制御音が発生するようにな
るが、制御開始直後は、適応ディジタルフィルタＷ_kmの
各フィルタ係数Ｗ_kmiが最適値に収束しているとは限ら
ないので、ラウドスピーカ７ａ〜７ｄから発せられる制
御音によって、ロード・ノイズが低減されるとはいえな
い。

【００５０】しかし、図６に示す処理が繰り返し実行さ
れると、フィルタ係数更新部２５がＬＭＳアルゴリズム
に従い適応ディジタルフィルタＷ_kmの各フィルタ係数Ｗ
_kmiを更新するので、それらフィルタ係数Ｗ_kmiは最適
値に向かって収束していき、車室６内に伝達されるロー
ド・ノイズが制御音によって打ち消されるようになり、
車室６内の騒音レベルが低減する。

【００５１】そして、本実施例にあっては、基準信号ｘ
_k及び残留騒音信号ｅ_lを直接ディジタル信号に変換し
てディジタル信号処理に用いるのではなく、信号入力部
２１Ａ，２１Ｂにおいて被位相変調波ＣＷに変換した後
にディジタル信号に変換し、それからディジタル信号処
理に用いることとしているため、１０ビット，１２ビッ
ト等の多ビットのＡ／Ｄ変換器２７を用いなくても、例
えば１００Ｈｚ以上の高周波成分の分解能を十分に得る
ことができる。つまり、振幅一定の被位相変調波ＣＷを
ディジタル信号に変換できればよいのであるから、せい
ぜい３〜４ビット程度のＡ／Ｄ変換器２７で十分であ
り、その結果、回路基板の合理化，小型化及びコストの
削減が図られるのである。

【００５２】特に、本実施例では、基準信号ｘ_k，残留
騒音信号ｅ_lを位相変調方式により搬送波の周期に変換
し、その被位相変調波ＣＷをディジタル信号に変換し、
その後にＦＭ復調方式により元の振幅を再生しているた
め、その再生された基準信号ｘ_k，残留騒音信号ｅ
_lは、アナログ信号であった元の信号に比べて高周波帯
域が強調されるようになる。その理由は、上述したよう
に、ＰＭ変調方式とＦＭ変調方式とを比較すると、高周
波帯域の周波数偏移がＰＭ変調方式の方が大きいからで
ある。

【００５３】そして、再生された信号で高周波が強調さ
れればそこが重点的に制御されることになるが、低減対
象としてのロード・ノイズは、低周波成分よりも１００
Ｈｚ以上の高周波成分が人間に聞こえ易く不快感を与え
ることが判っている。つまり、本実施例のように、ＰＭ
変調方式とＦＭ復調方式とを組み合わせるだけで、ロー
ド・ノイズのような周波数特性を有する騒音を低減する
上で効率的なディジタル信号処理が実行されるようにな
る。なお、ロード・ノイズに限らなくても、一般的な騒
音や振動は高周波成分の方がレベルが低い傾向にあるか
ら、特別な強調フィルタ等を設けなくても高周波成分を
強調できる本実施例の構成は特に有効である。

【００５４】さらに、本実施例では、ディジタルＦＭ復
調部２８を、図４に示すように複数のフィルタ２８ａ〜
２８ｄによって実現しているが、個々の演算は非常に簡
易であるから、アナログのＦＭ信号をＡＭ信号に復調す
る公知のＦＭ復調器をそのままディジタル信号の復調に
転用する場合に比べて、処理の複雑化や信頼性の低下を
招かないという利点がある。

【００５５】ここで、本実施例では、ラウドスピーカ７
ａ〜７ｄが制御音源に対応し、マイクロフォン８ａ〜８
ｄが残留騒音検出手段に対応し、加速度センサ５ａ〜５
ｄが基準信号生成手段に対応し、駆動信号生成部２２，
更新用基準信号生成部２４，フィルタ係数更新部２５及
びステップ１０２〜１０４の処理がディジタル信号処理
手段に対応し、位相変調部２６がレベル周期変換手段並
びに位相変調手段に対応し、Ａ／Ｄ変換器２７がディジ
タル信号変換手段に対応し、ディジタルＦＭ復調２８が
ディジタルＦＭ復調手段に対応する。

【００５６】図７は本発明の第２実施例を示す図であ
り、上記第１実施例の図３と同様に信号入力部２１Ａの
機能構成を示すブロック図である。なお、その他の構成
は上記第１実施例と同様であるため、その図示及び説明
は省略し、また上記第１実施例と同様の構成には同じ符
号を付し、その重複する説明は省略する。即ち、本実施
例では、上記第１実施例のＡ／Ｄ変換器２７に代えて周
期測定カウンタ３０を設けている。この周期測定カウン
タ３０は、被位相変調波ＣＷの一周期をクロックパルス
Ｃ_Pの間隔で計数するカウンタであり、他のディジタル
信号処理を実行するマイクロプロセッサに内蔵されたカ
ウンタを利用すれば十分である。なお、この周期測定カ
ウンタ３０に入力されるクロックパルスＣ_Pは、そのマ
イクロプロセッサの動作クロックを分周したものでよ
い。

【００５７】そして、周期測定カウンタ３０の計数値Ｃ
Ｔが周期レベル変換部３１に入力さるようになってい
る。なお、周期レベル変換部３１は、入力される計数値
ＣＴを信号レベルに復調し、その結果をディジタル信号
としての基準信号ｘ_kとして後段のディジタル信号処理
部に供給するようになっている。つまり、基準信号ｘ_k
及び残留騒音信号ｅ_lの振幅を搬送波ＣＷの周期に変換
する構成である以上、その搬送波ＣＷの周期のみが必要
な情報であって、その振幅は意味のない情報であるか
ら、本実施例のように周期情報を周期測定カウンタ３０
によって抽出する構成であっても、騒音低減制御が可能
なのである。

【００５８】そして、Ａ／Ｄ変換器に代えて周期測定カ
ウンタ３０を用いれば、回路基板の一層の単純化・小型
化及びコストの削減が可能となる。ここで、周期測定カ
ウンタ３０で測定される周期は、周波数一定の搬送波を
位相変調したものであるから、平均的には変調前の搬送
波の周期に一致するが、その最大周期は、基準信号
ｘ_k，残留騒音信号ｅ_lの振幅の大きさと、位相変調の
周波数偏移によって決まってくる。そして、その最大周
期が、後段のディジタル信号処理部のサンプリング周期
よりも長いと、そのディジタル信号処理部のサンプリン
グ時に計数が終了しておらず、正確な周期が求められな
い場合が生じてしまう。

【００５９】そこで、本実施例では、被位相変調波ＣＷ
の最大周期が後段のディジタル信号処理部のサンプリン
グ周期よりも短くなるように、基準信号ｘ_k，残留騒音
信号ｅ_lの振幅の大きさを考慮しつつ、位相変調の周波
数偏移を選定している。この結果、ディジタル信号処理
部のサンプリングの際に周期が得られていないという事
態を避けることができる。

【００６０】その他の作用効果は、上記第１実施例と同
様である。ここで、本実施例では、周期測定カウンタ３
０がカウント手段並びにディジタル信号変換手段に対応
する。図８及び図９は本発明の第３実施例を示す図であ
り、図８は上記第１実施例の図３と同様に信号入力部２
１Ａの機能構成を示すブロック図である。なお、その他
の構成は上記第１実施例と同様であるため、その図示及
び説明は省略し、また上記第１実施例又は第２実施例と
同様の構成には同じ符号を付し、その重複する説明は省
略する。

【００６１】即ち、本実施例では、位相変調部２６の入
力側に配設され且つ調整指示信号ＳＡに同期して一時的
に入力信号を遮断する入力遮断スイッチ３５と、周期測
定カウンタ３０の出力側に配設され且つ調整指示信号Ｓ
Ａに同期して信号の出力先を切り換える出力切換スイッ
チ３６と、この出力切換スイッチ３６の状態が通常の状
態から切り換わった場合に周期測定カウンタ３０から計
数値ＣＴが供給されそれを記憶する周期メモリ３７と、
が設けられている。また、周期メモリ３７は、記憶して
いる最新の計数値ＣＴを、周期レベル変換部３１に供給
するようになっている。

【００６２】そして、本実施例では、被位相変調波ＣＷ
の最大周期が後段のディジタル信号処理部のサンプリン
グ周期の１／３よりも短くなるように、基準信号ｘ_k，
残留騒音信号ｅ_lの振幅の大きさを考慮しつつ、位相変
調の周波数偏移を選定している。従って、基準信号ｘ_k
と、被位相変調波ＣＷと、ディジタル信号処理部のサン
プリング・クロックＳＣとの関係は、例えば図９に示す
ようになる。

【００６３】このような構成であると、調整指示信号Ｓ
Ａが入力された時点で、位相変調部２６に入力される基
準信号ｘ_kは図９に一点鎖線で示すように一時的にゼロ
になる。すると、周期測定カウンタ３０は、全く位相変
調がされていない搬送波ＣＷの周期Ｂを計数することに
なり、その時の計数値ＣＴは、出力切換スイッチ３６に
よって周期メモリ３７に供給され記憶されることにな
る。

【００６４】つまり、周期メモリ３７には、位相変調前
の搬送波ＣＷの実際の周期が記憶されていることになる
から、調整指示信号ＳＡが入力されなくなって通常の状
態になり、周期レベル変換部３６に計数値ＣＴが供給さ
れるようになると、その周期レベル変換部３６は周期メ
モリ３７に記憶されている値を参照することにより、周
期レベル変換部３６の変換基準の自動調整が行われ、そ
の変換精度が向上するという利点がある。

【００６５】ここで、被位相変調波ＣＷの最大周期をデ
ィジタル信号処理部のサンプリング周期の１／３よりも
短くした理由を、図９を伴って説明する。先ず、最新の
サンプリング・クロックＳＣ_nで使用するために被位相
変調波ＣＷの一つの周期Ａを測定した後に調整指示信号
ＳＡが発せられたとすると、上述のように入力遮断スイ
ッチ３５，出力切換スイッチ３６の状態が切り換わり、
基準信号ｘ_kは遮断され、計数値ＣＴは周期メモリ３７
に供給されるようになるが、信号の立ち下がり時間を考
慮すると、周期メモリ３７には、周期Ａの直後の周期で
はなく、その次の周期Ｂの計数値ＣＴが供給されること
になる。

【００６６】次に、周期Ｂの計数値ＣＴが計数された
ら、調整指示信号ＳＡが打ち切られて入力遮断スイッチ
３５，出力切換スイッチ３６は元の状態に戻るが、信号
の立ち上がり時間を考慮すると、次に計数される周期
は、周期Ｂの直後の周期ではなく、その次の周期Ｃであ
る。従って、各サンプリング・クロックＳＣ_n-1，ＳＣ
_n，ＳＣ_n+1…の時点で被位相変調波ＣＷの実際の計数
値ＣＴが得られるとともに、上述のような変換基準の自
動調整を確実に行うためには、少なくとも各サンプリン
グ・クロックＳＣの間隔が、被位相変調波ＣＷの周期の
３倍を越えている必要がある。つまり、被位相変調波Ｃ
Ｗの周期は、ディジタル信号処理部のサンプリング周期
の１／３よりも短くなっていることが必要となるのであ
る。

【００６７】なお、位相変調部２６による周波数偏移が
大きいため、被位相変調波ＣＷの周期がディジタル信号
処理部のサンプリング周期の１／３よりも長くなること
が考えられる場合には、被位相変調波ＣＷの周期が、位
相変調前の搬送波の周期よりも短い場合（例えば、基準
信号ｘ_k，残留騒音信号ｅ_lが正の場合）にのみ、調整
指示信号ＳＡを出力するようにすればよい。

【００６８】図１０及び図１１は本発明の第４実施例を
示す図であり、図１０は上記第１実施例の図３，上記第
２実施例の図７と同様に、信号入力部２１Ａの機能構成
を示すブロック図である。なお、その他の構成は上記第
１実施例と同様であるため、その図示及び説明は省略
し、また上記第１実施例又は第２実施例と同様の構成に
は同じ符号を付し、その重複する説明は省略する。

【００６９】即ち、本実施例の信号入力部２１Ａは、上
記第２実施例の周期測定カウンタ３０及び周期レベル変
換部３１を、周期測定カウンタ３０Ａ，３０Ｂ及び周期
レベル変換部３１Ａ，３１Ｂとして二系統有していて、
それぞれの系が上記第２実施例と同様に構成され且つ同
様に作用するようになっている。ただし、図１１に示す
ように、一方の周期測定カウンタ３０Ａは、被位相変調
波ＣＷの正側のピーク間の周期を計数するようになって
おり、他方の周期測定カウンタ３０Ｂは、被位相変調波
ＣＷの負側のピーク間の周期を計数するようになってい
る。つまり、それら周期測定カウンタ３０Ａ及び３０Ｂ
の計数開始点を、被位相変調波ＣＷの半周期分だけずら
しているのである。

【００７０】このような構成であれば、二つの周期測定
カウンタ３０Ａ及び３０Ｂが、被位相変調波ＣＷの半周
期毎に交互に計数値ＣＴ_A，ＣＴ_Bを出力するから、信
号入力部２１Ａからは、上記第２実施例に比べて半分の
間隔でディジタル信号に変換された基準信号ｘ_kをディ
ジタル信号処理部に供給することができる。従って、デ
ィジタル信号処理部の動作クロックを、上記第２実施例
の場合に比べて倍にすることができる。逆に、ディジタ
ル信号処理部の動作クロックはそのままで、被位相変調
波ＣＷの基本周波数を低く設定し、クロックパルスＣ_P
の周期も低くして、回路全体の動作クロックを下げて安
定化を図ることができる。

【００７１】なお、周期測定カウンタは三つ以上設けて
もよいし、例えば三つ設けた場合には、各周期測定カウ
ンタの計数開始点を、被位相変調波ＣＷの１／３周期ず
つずらせばよい。図１２は本発明の第５実施例を示す図
である。なお、その他の構成は上記第１実施例と同様で
あるため、その図示及び説明は省略し、また上記各実施
例と同様の構成には同じ符号を付し、その重複する説明
は省略する。

【００７２】即ち、本実施例では、信号入力部２１Ｂの
入力側にチャンネル切換器４０を配設し、これによりＬ
個の残留騒音信号ｅ_lのうちの一つの残留騒音信号ｅ_*
（＊＝１，２，…，Ｌ）が信号入力部２１Ｂを介してデ
ィジタル信号処理部のフィルタ係数更新部２５に供給す
るようになっている。チャンネル切換器４０は、例えば
後段のディジタル信号処理部のサンプリング・クロック
に同期したパルス列でなるチャンネル指示信号ＣＣ_eに
応じて残留騒音信号ｅ_lのうちの一つの残留騒音信号ｅ
_*を順番に且つ繰り返し選択するようになっている。具
体的には、チャンネル指示信号ＣＣ_eは、幅の広いパル
スをＬ回の１回の割合で含むパルス列からなり、チャン
ネル切換器４０は、幅の広いパルスが入力されるタイミ
ングでカウンタを１にセットし、幅の狭いパルスが入力
されるタイミングでカウンタをインクリメントするよう
になっていて、そのカウンタの値に応じて残留騒音信号
ｅ_lのうちの一つの残留騒音信号ｅ_*を、ｅ₁，ｅ₂，
…，ｅ_L，ｅ₁，…、という具合に順番に選択して次々
と出力するようになっている。

【００７３】一方、フィルタ係数更新部２５は、各サン
プリング時刻毎に一つずつ入力される残留騒音信号ｅ_*
に基づいてＬＭＳアルゴリズムを実行して、適応ディジ
タルフィルタのフィルタ係数を更新する。ただし、ある
サンプリング時刻には一つの残留騒音信号ｅ_*の値しか
更新演算に用いられないことから、ここではエラースキ
ャンニング・アルゴリズム（例えば、本出願人等が先に
提案した特開平３−２７４８９７号公報や、“日本音響
学会講演論文集”平成２年３月「アクティブ・ノイズコ
ントロール・チェアー」等に詳しい。）が実行されるこ
とになる。

【００７４】そして、本実施例の構成であれば、信号入
力部２１Ｂ以降の構成が１チャンネルで済むから、配線
類等を含んだ回路基板の構成をさらに簡単にすることが
できるという利点がある。その他の作用効果は、上記各
実施例と同様である。ここで、本実施例では、チャンネ
ル切換器４０が入力選択手段に対応し、チャンネル指示
信号ＣＣ_e及びその出力回路が状態切換手段に対応す
る。

【００７５】図１３は本発明の第６実施例を示す図であ
る。なお、その他の構成は上記第１実施例と同様である
ため、その図示及び説明は省略し、また上記各実施例と
同様の構成には同じ符号を付し、その重複する説明は省
略する。即ち、本実施例は、上記第５実施例と同様の構
成を基準信号ｘ_kの入力側に設けたものであり、信号入
力部２１Ａの入力側にチャンネル切換器４１を設け、そ
のチャンネル切換器４１の状態をチャンネル指示信号Ｃ
Ｃ_xによって切り換えるようになっている。各部の動作
は、上記第５実施例と同様である。

【００７６】そして、本実施例の構成であれば、信号入
力部２１Ａ以降の構成が１チャンネルで済むから、配線
類等を含んだ回路基板の構成をさらに簡単にすることが
できるという利点がある。その他の作用効果は、上記各
実施例と同様である。ここで、本実施例では、チャンネ
ル切換器４１が入力選択手段に対応し、チャンネル指示
信号ＣＣ_x及びその出力回路が状態切換手段に対応す
る。

【００７７】図１４は本発明の第７実施例を示す図であ
り、信号入力部２１Ａの構成を示している。ただし、図
１４は複数の基準信号ｘ_kのうちの一つの基準信号ｘ_*
（＊＝１，２，…，Ｋ）に関する部分のみを示してい
る。なお、信号入力部２１Ｂの構成もこれと同様である
ため、その図示及び説明は省略するとともに、その他の
構成は上記第１実施例と同様であるため、その図示及び
説明は省略し、また上記各実施例と同様の構成には同じ
符号を付し、その重複する説明は省略する。

【００７８】即ち、本実施例の信号入力部２１Ａは、ラ
ッチ信号ＲＳが入力されるタイミングで開状態（遮断状
態）となり且つ一方の端子に基準信号ｘ_*が入力される
スイッチ４５と、このスイッチ４５の他方の端子及び接
地間に介在するコンデンサ４６と、このコンデンサ４６
と並列に配置された抵抗器４７と、スイッチ４５及びコ
ンデンサ４６間の電位を反転するインバータ４８と、ラ
ッチ信号ＲＳ及びインバータ４８の出力が入力されるカ
ウンタ４９と、このカウンタ４９の計数値ＣＴが入力さ
れる周期レベル変換部３１と、から構成されている。

【００７９】ラッチ信号ＲＳは、図示しないラッチ信号
生成回路から供給されていて、ディジタル信号処理部の
サンプリング・クロックに同期したパルス信号である。
また、カウンタ４９は、ラッチ信号ＲＳが入力された時
点からインバータ４８の出力が論理値“１”（ＨＩＧＨ
レベル）となるまでの時間を、クロックパルスＣ_Pの間
隔で計数してその結果を計数値ＣＴとして出力するカウ
ンタである。

【００８０】このような構成であると、スイッチ４５が
閉状態の間はコンデンサ４６は基準信号ｘ_*のレベルに
応じた電圧まで充電されるが、ラッチ信号ＲＳが入力さ
れてスイッチ４５が開状態となると、コンデンサ４６に
はそのラッチ信号ＲＳが入力された瞬間の基準信号ｘ_*
のレベルに応じた電圧が保持されることになる。ラッチ
信号ＲＳはカウンタ４９の開始信号でもあるため、基準
信号ｘ_*の瞬時値が保持された瞬間からカウンタ４９は
計数を開始する。その一方で、コンデンサ４６の電圧は
抵抗器４７を介して放電され徐々に減衰するが、コンデ
ンサ４６の電圧が所定電圧よりも高い状態ではインバー
タ４８の出力は論理値“０”であるため、カウンタ４９
は計数を継続する。しかし、コンデンサ４６の電圧がさ
らに低下して所定電圧よりも低くなると、インバータ４
８の出力は反転して論理値“１”となり、その時点でカ
ウンタ４９は計数を停止し、計数値ＣＴが周期レベル変
換部３１に供給される。周期レベル変換部３１は、入力
される計数値ＣＴを信号レベルに復調し、その結果をデ
ィジタル信号としての基準信号ｘ_*として後段のディジ
タル信号処理部に供給する。

【００８１】つまり、カウンタ４９は、基準信号ｘ_*の
瞬時値が保持されてから所定値に減衰するまでの時間を
計測するようになっており、その計測される時間は結局
のところ基準信号ｘ_*の瞬時値の大きさによって決まる
ことになる。従って、本実施例の信号入力部２１Ａによ
れば、非常に簡易な構成で、基準信号ｘ_*のレベルを周
期信号としての計数値ＣＴに変換し、これを復調してデ
ィジタル信号処理部に入力することができるから、上記
各実施例よりも回路基板の構造をさらに簡略化すること
ができる。

【００８２】特に本実施例では、カウンタ４９により時
間を計測する構成としたため、極めて簡易な構造で済む
という利点がある。ここで、本実施例では、スイッチ４
５及びコンデンサ４６が瞬時値保持手段に対応し、抵抗
器４７が減衰手段に対応し、カウンタ４９が周期計測手
段並びにカウント手段に対応する。

【００８３】なお、上記各実施例では、制御対象となる
騒音をロード・ノイズとしているが、低減し得る騒音は
これに限定されるものではなく、例えばエアコンディシ
ョナで発生する空調騒音，吸気管や排気管で発生する吸
排気騒音，ドアミラー位置で発生する風切り音等を対象
としてもよい。ただし、その場合には、騒音の発生状態
を表す基準信号を適宜検出する必要があり、例えば空調
騒音であればエアコンプレッサの回転に同期した信号を
基準信号とすればよく、吸排気騒音であればエンジンの
回転に起因することからエンジンのクランク軸の回転に
同期した信号を基準信号とすればよく、風切り音であれ
ばドアミラーに振動ピックアップを固定してその出力を
基準信号とすればよい。

【００８４】また、上記各実施例では、制御対象を騒音
としているが、低減の対象は騒音に限定されるものでは
なく、例えば、サスペンション１０ａ〜１０ｄ及び車体
間に能動的な制御力を発生する制御アクチュエータを介
在させるとともに、その車体側に残留振動を検出する加
速度センサ（残留振動検出手段）を配設し、そして、か
かる制御アクチュエータを上記実施例と同様の基準信号
ｘ_k及び加速度センサの出力信号（残留振動信号）に基
づいて制御すれば、各サスペンション１０ａ〜１０ｄか
ら車体側に伝達される振動を低減し得る車両用能動型振
動制御装置となる。

【００８５】そして、本発明の適用対象は車両に限定さ
れるものではなく、例えば航空機や建物の室内の騒音を
低減する能動型騒音制御装置や、工作機から床に伝達さ
れる振動を低減する能動型振動制御装置に適用してもよ
い。さらに、上記各実施例では、適応アルゴリズムとし
てＬＭＳアルゴリズム（Ｆｉｌｔｅｒｅｄ−ＸＬＭＳ
アルゴリズム）を適用した場合について説明したが、そ
の他の適応アルゴリズム、例えば同期式Ｆｉｌｔｅｒｅ
ｄ−ＸＬＭＳアルゴリズム（日本音響学会講演論文集
平成４年３月の５１５〜５１６頁に詳しい）や、伝達
関数フィルタＣ＾を制御中に同定する処理を備えた適応
アルゴリズム等であってもよい。

【００８６】また、上記各実施例では、レベル周期変換
手段として位相変調部２６を設けた場合について説明し
ているが、入力信号のレベルを搬送波の周期に変換する
手段は位相変調方式に限定されるものではなく、例えば
通常のＦＭ変調方式であってもよい。そして、上記第４
実施例では、上記第２実施例の構成を並列に設けた場合
について説明しているが、上記第３実施例の構成を並列
に設けてもよい。

【００８７】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１及び請求
項１１に係る発明によれば、アナログ信号である基準信
号，残留騒音信号，残留振動信号のレベルを所定信号の
周期に変換し、その変換された信号をディジタル信号に
変換して、騒音低減制御，振動低減制御のためのディジ
タル信号処理に用いる構成としたため、多ビットのＡ／
Ｄ変換器が不要となり、回路基板の合理化，小型化及び
コストの削減を図ることができるという効果がある。

【００８８】特に、請求項２及び請求項１２に係る発明
によれば、特別な強調フィルタ等を設けなくても高周波
成分を強調することができるから、高調波成分の方がレ
ベルが低い傾向にある一般的な騒音や振動を低減する制
御にとって、効率的なディジタル信号処理を実行できる
という効果がある。また、請求項３及び請求項１３に係
る発明によれば、所謂Ａ／Ｄ変換器も不要となるため、
さらなる回路基板の合理化，小型化及びコストの削減を
図ることができるという効果がある。

【００８９】そして、請求項４及び請求項１４に係る発
明によれば、アナログ信号である基準信号，残留騒音信
号，残留振動信号を、カウント手段を一つ設けた場合に
比べて数分の一の間隔でディジタル信号に変換してディ
ジタル信号処理手段に供給することができるという効果
がある。従って、ディジタル信号処理手段の動作クロッ
クを、数倍にすることができる、或いはディジタル信号
処理部の動作クロックはそのままで、回路全体の動作ク
ロックを下げて安定化を図ることができる。

【００９０】さらに、請求項５及び請求項１５に係る発
明によれば、ディジタル信号処理手段が必要なデータを
取り込む際に周期が得られていないという事態を確実に
避けることができるという効果がある。特に、請求項６
及び請求項１６に係る発明によれば、そのような効果に
加えて、被搬送波の基本周期の補正等を行うことができ
るという効果がある。

【００９１】また、請求項７，請求項８，請求項１７及
び請求項１８に係る発明によれば、基準信号生成手段，
残留騒音信号検出手段，残留振動信号検出手段を複数備
える場合であっても、配線類等を含んだ回路基板の構成
をさらに簡単にすることができるという効果がある。そ
して、請求項９及び請求項１９に係る発明によれば、非
常に簡易な構造で、アナログ信号である基準信号，残留
騒音信号，残留振動信号を所定信号の周期に変換し、こ
れをディジタル信号に変換することができるから、回路
基板の構造を非常に簡易にできるという効果がある。特
に、請求項１０及び請求項２０に係る発明であれば、極
めて簡易な構造が実現できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例における全体構成図であ
る。

【図２】第１実施例におけるコントローラの機能構成を
示すブロック図である。

【図３】第１実施例における信号入力部の機能構成を示
すブロック図である。

【図４】ディジタルＦＭ復調部の機能構成を示すブロッ
ク図である。

【図５】各フィルタの通過特性を示す周波数特性図であ
る。

【図６】第１実施例のコントローラ内で実行される処理
の概要を示すフローチャートである。

【図７】第２実施例における信号入力部の機能構成を示
すブロック図である。

【図８】第３実施例における信号入力部の機能構成を示
すブロック図である。

【図９】第３実施例の作用を説明する波形図である。

【図１０】第４実施例における信号入力部の機能構成を
示すブロック図である。

【図１１】第４実施例の作用を説明する波形図である。

【図１２】第５実施例の特徴部分を示すブロック図であ
る。

【図１３】第６実施例の特徴部分を示すブロック図であ
る。

【図１４】第７実施例における信号入力部の機能構成を
示すブロック図である。

【符号の説明】

１車両用能動型騒音制御装置５ａ，５ｃ加速度センサ（基準信号生成手段）７ａ，７ｃラウドスピーカ（制御音源）８ａ〜８ｄマイクロフォン（残留騒音検出手段）２０コントローラ２１Ａ，２１Ｂ信号入力部２２駆動信号生成部２４更新用基準信号生成部２５フィルタ係数更新部２６位相変調部（レベル周期変換手段，位相変
調手段）２７Ａ／Ｄ変換器（ディジタル信号変換手段）２８ディジタルＦＭ復調部（ディジタルＦＭ復
調手段）３０周期測定カウンタ（ディジタル信号変換手
段，カウント手段）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号庁内整理番号ＦＩ技術表示箇所Ｇ１０Ｋ 11/16 Ｈ０３Ｈ 21/00 8842−5Ｊ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】騒音源から発せられた騒音と干渉する制
御音を発生可能な制御音源と、前記騒音源の騒音発生状
態を検出し基準信号として出力する基準信号生成手段
と、前記制御音源による干渉後の残留騒音を検出し残留
騒音信号として出力する残留騒音検出手段と、前記基準
信号及び前記残留騒音信号に基づき前記干渉後の騒音が
低減するように前記制御音源を駆動する駆動信号を生成
する処理を実行するディジタル信号処理手段と、を備え
た能動型騒音制御装置において、入力信号のレベルを搬
送波の周期に変換するレベル周期変換手段と、このレベ
ル周期変換手段の出力をディジタル信号に変換するディ
ジタル信号変換手段と、を設けるとともに、前記基準信
号及び前記残留騒音信号のうちの少なくとも一方を前記
レベル周期変換手段及びディジタル信号変換手段を介し
て前記ディジタル信号処理手段に供給することを特徴と
する能動型騒音制御装置。
【請求項２】前記レベル周期変換手段を入力信号のレ
ベルに応じて搬送波の位相を変化させる位相変調手段と
するとともに、前記ディジタル信号変換手段の出力を復
調するディジタルＦＭ復調手段を設け、前記ディジタル
ＦＭ復調手段の出力を前記ディジタル信号処理手段に供
給する請求項１記載の能動型騒音制御装置。
【請求項３】前記ディジタル信号変換手段は、前記レ
ベル周期変換手段から出力される信号の一周期を所定ク
ロックの間隔で計数しその計数結果を出力するカウント
手段である請求項１又は請求項２のいずれかに記載の能
動型騒音制御装置。
【請求項４】前記カウント手段を複数設けるととも
に、それらカウント手段の計数開始時点を互いにずらし
た請求項３記載の能動型騒音制御装置。
【請求項５】前記レベル周期変換手段から出力される
信号の最大周期を、前記ディジタル信号処理手段のサン
プリング周期よりも短くした請求項３又は請求項４記載
の能動型騒音制御装置。
【請求項６】前記レベル周期変換手段から出力される
信号の最大周期を、前記ディジタル信号処理手段のサン
プリング周期の１／３よりも短くした請求項５記載の能
動型騒音制御装置。
【請求項７】前記基準信号生成手段を複数備えるとと
もに、それら複数の基準信号生成手段の出力のうちのい
ずれか一つを選択して前記レベル周期変換手段に入力す
る入力選択手段と、この入力選択手段の状態を切り換え
る状態切換手段と、を設けた請求項１乃至請求項６記載
の能動型騒音制御装置。
【請求項８】前記残留騒音検出手段を複数備えるとと
もに、それら複数の残留騒音検出手段の出力のうちのい
ずれか一つを選択して前記レベル周期変換手段に入力す
る入力選択手段と、この入力選択手段の状態を切り換え
る状態切換手段と、を設けた請求項１乃至請求項７記載
の能動型騒音制御装置。
【請求項９】騒音源から発せられた騒音と干渉する制
御音を発生可能な制御音源と、前記騒音源の騒音発生状
態を検出し基準信号として出力する基準信号生成手段
と、前記制御音源による干渉後の残留騒音を検出し残留
騒音信号として出力する残留騒音検出手段と、前記基準
信号及び前記残留騒音信号に基づき前記干渉後の騒音が
低減するように前記制御音源を駆動する駆動信号を生成
する処理を実行するディジタル信号処理手段と、を備え
た能動型騒音制御装置において、入力信号の瞬時値を保
持する瞬時値保持手段と、この瞬時値保持手段が保持し
た値を減衰させる減衰手段と、前記瞬時値が保持されて
から所定値に減衰するまでの周期を計測する周期計測手
段と、を設けるとともに、前記基準信号及び前記残留騒
音信号のうちの少なくとも一方を前記瞬時値保持手段，
減衰手段及び周期計測手段を介して前記ディジタル信号
処理手段に供給することを特徴とする能動型騒音制御装
置。
【請求項１０】前記周期計測手段は、前記瞬時値が保
持されてから所定値に減衰するまでの周期を所定クロッ
クの間隔で計数しその計数結果を出力するカウント手段
である請求項９記載の能動型騒音制御装置。
【請求項１１】振動源から発せられた振動と干渉する
制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動
発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成
手段と、前記制御振動源による干渉後の残留振動を検出
し残留振動信号として出力する残留振動検出手段と、前
記基準信号及び前記残留振動信号に基づき前記干渉後の
振動が低減するように前記制御振動源を駆動する駆動信
号を生成する処理を実行するディジタル信号処理手段
と、を備えた能動型振動制御装置において、入力信号の
レベルを搬送波の周期に変換するレベル周期変換手段
と、このレベル周期変換手段の出力をディジタル信号に
変換するディジタル信号変換手段と、を設けるととも
に、前記基準信号及び前記残留振動信号のうちの少なく
とも一方を前記レベル周期変換手段及びディジタル信号
変換手段を介して前記ディジタル信号処理手段に供給す
ることを特徴とする能動型振動制御装置。
【請求項１２】前記レベル周期変換手段を入力信号の
レベルに応じて搬送波の位相を変化させる位相変調手段
とするとともに、前記ディジタル信号変換手段の出力を
復調するディジタルＦＭ復調手段を設け、前記ディジタ
ルＦＭ復調手段の出力を前記ディジタル信号処理手段に
供給する請求項１１記載の能動型振動制御装置。
【請求項１３】前記ディジタル信号変換手段は、前記
レベル周期変換手段から出力される信号の一周期を所定
クロックの間隔で計数しその計数結果を出力するカウン
ト手段である請求項１１又は請求項１２のいずれかに記
載の能動型振動制御装置。
【請求項１４】前記カウント手段を複数設けるととも
に、それらカウント手段の計数開始時点を互いにずらし
た請求項１３記載の能動型振動制御装置。
【請求項１５】前記レベル周期変換手段から出力され
る信号の最大周期を、前記ディジタル信号処理手段のサ
ンプリング周期よりも短くした請求項１３又は請求項１
４記載の能動型振動制御装置。
【請求項１６】前記レベル周期変換手段から出力され
る信号の最大周期を、前記ディジタル信号処理手段のサ
ンプリング周期の１／３よりも短くした請求項１５記載
の能動型振動制御装置。
【請求項１７】前記基準信号生成手段を複数備えると
ともに、それら複数の基準信号生成手段の出力のうちの
いずれか一つを選択して前記レベル周期変換手段に入力
する入力選択手段と、この入力選択手段の状態を切り換
える状態切換手段と、を設けた請求項１１乃至請求項１
６記載の能動型振動制御装置。
【請求項１８】前記残留振動検出手段を複数備えると
ともに、それら複数の残留振動検出手段の出力のうちの
いずれか一つを選択して前記レベル周期変換手段に入力
する入力選択手段と、この入力選択手段の状態を切り換
える状態切換手段と、を設けた請求項１１乃至請求項１
７記載の能動型振動制御装置。
【請求項１９】振動源から発せられた振動と干渉する
制御振動を発生可能な制御振動源と、前記振動源の振動
発生状態を検出し基準信号として出力する基準信号生成
手段と、前記制御振動源による干渉後の残留振動を検出
し残留振動信号として出力する残留振動検出手段と、前
記基準信号及び前記残留振動信号に基づき前記干渉後の
振動が低減するように前記制御振動源を駆動する駆動信
号を生成する処理を実行するディジタル信号処理手段
と、を備えた能動型振動制御装置において、入力信号の
瞬時値を保持する瞬時値保持手段と、この瞬時値保持手
段が保持した値を減衰させる減衰手段と、前記瞬時値が
保持されてから所定値に減衰するまでの周期を計測する
周期計測手段と、を設けるとともに、前記基準信号及び
前記残留振動信号のうちの少なくとも一方を前記瞬時値
保持手段，減衰手段及び周期計測手段を介して前記ディ
ジタル信号処理手段に供給することを特徴とする能動型
振動制御装置。
【請求項２０】前記周期計測手段は、前記瞬時値が保
持されてから所定値に減衰するまでの周期を所定クロッ
クの間隔で計数しその計数結果を出力するカウント手段
である請求項１９記載の能動型振動制御装置。