JPH0834384B2 - マイクロ波発振器 - Google Patents
マイクロ波発振器Info
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- JPH0834384B2 JPH0834384B2 JP2892090A JP2892090A JPH0834384B2 JP H0834384 B2 JPH0834384 B2 JP H0834384B2 JP 2892090 A JP2892090 A JP 2892090A JP 2892090 A JP2892090 A JP 2892090A JP H0834384 B2 JPH0834384 B2 JP H0834384B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔目次〕 概要 産業上の利用分野 従来の技術（第４図〜第７図） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段（第１図） 作用 実施例（第２図、第３図） 発明の効果 〔概要〕 マイクロ波発振器に関し、 温度や電源電圧の変化による発振出力電力の変動を抑
制することを目的とし、 発振素子としてバイポーラ型トランジスタを用いた発
振回路と、バイアス回路とを備えたマイクロ波発振器に
おいて、バイアス回路には、電流検出部、及び電流比較
部を備え、温度や電源電圧の変化に対してコレクタ電流
が一定となるように制御を行う電流制御回路と、制御電
圧発生部、及び電圧制御部とを備え、温度変化に応じて
バイポーラ型トランジスタのエミッタ・コレクタ間電圧
を変化させる電圧制御回路とを設け、温度や電源電圧の
変化による発振出力電力の変動を抑制するように構成す
る。
制することを目的とし、 発振素子としてバイポーラ型トランジスタを用いた発
振回路と、バイアス回路とを備えたマイクロ波発振器に
おいて、バイアス回路には、電流検出部、及び電流比較
部を備え、温度や電源電圧の変化に対してコレクタ電流
が一定となるように制御を行う電流制御回路と、制御電
圧発生部、及び電圧制御部とを備え、温度変化に応じて
バイポーラ型トランジスタのエミッタ・コレクタ間電圧
を変化させる電圧制御回路とを設け、温度や電源電圧の
変化による発振出力電力の変動を抑制するように構成す
る。
本発明はマイクロ波発振器に関し、更に詳しくいえ
ば、無線システム等において用いられ、特に、温度変化
や電源電圧変化による発振出力電力の変動を制御したマ
イクロ波発振器に関する。
ば、無線システム等において用いられ、特に、温度変化
や電源電圧変化による発振出力電力の変動を制御したマ
イクロ波発振器に関する。
一般に、安定した無線システムを構築するには、無線
システムを構築する各ユニットの電気的特性が安定して
いることが必要である。従って、発振器についても、温
度変化、電源電圧変化に対して発振器出力が安定である
ことを要求される。このような要求に対して、従来のマ
イクロ波発振器では、次のようにしていた。
システムを構築する各ユニットの電気的特性が安定して
いることが必要である。従って、発振器についても、温
度変化、電源電圧変化に対して発振器出力が安定である
ことを要求される。このような要求に対して、従来のマ
イクロ波発振器では、次のようにしていた。
第４図は、従来のマイクロ波発振器の例１（電流温度
補償付）を示した図であり、図中、１は発振回路、２は
バイアス回路、３は負荷回路、４はバイポーラ型のトラ
ンジスタ（発振素子）、５はサーミスタ、６、７は抵抗
を示す。
補償付）を示した図であり、図中、１は発振回路、２は
バイアス回路、３は負荷回路、４はバイポーラ型のトラ
ンジスタ（発振素子）、５はサーミスタ、６、７は抵抗
を示す。
図示のように、バイポーラ型のトランジスタ（発振素
子）４と負荷回路３から成る発振回路１、及びサーミス
タ５と抵抗６、７から成るバイアス回路２によってマイ
クロ波発振器が構成される。このような構成のマイクロ
波発振器では、トランジスタ４のベース・エミッタ間電
圧VBEと、抵抗６に発生する電圧VEとの電圧の和（VBE＋
VE）が、サーミスタ５に発生する電圧VTHと等しくなる
ように（VBE＋VE＝VTH）、トランジスタ４のコレクタ電
流が流れる。
子）４と負荷回路３から成る発振回路１、及びサーミス
タ５と抵抗６、７から成るバイアス回路２によってマイ
クロ波発振器が構成される。このような構成のマイクロ
波発振器では、トランジスタ４のベース・エミッタ間電
圧VBEと、抵抗６に発生する電圧VEとの電圧の和（VBE＋
VE）が、サーミスタ５に発生する電圧VTHと等しくなる
ように（VBE＋VE＝VTH）、トランジスタ４のコレクタ電
流が流れる。
上記のマイクロ波発振器における特性は、第６図のよ
うになる。第６図Ａは、温度特性例を示した図であり、
横軸は温度（℃）を示し、縦軸はコレクタ電流Ic（mA）
及び発振出力電力P0（dBm）を示す。また、第６図Ｂ
は、電源電圧特性例であり、横軸はエミッタ−コレクタ
間電圧VCE、縦軸はコレクタ電流Ic（mA）及び発振出力
電圧P0（dBm）を示す。
うになる。第６図Ａは、温度特性例を示した図であり、
横軸は温度（℃）を示し、縦軸はコレクタ電流Ic（mA）
及び発振出力電力P0（dBm）を示す。また、第６図Ｂ
は、電源電圧特性例であり、横軸はエミッタ−コレクタ
間電圧VCE、縦軸はコレクタ電流Ic（mA）及び発振出力
電圧P0（dBm）を示す。
一般に、トランジスタのベース・エミッタ間電圧VBE
は、−2mV/℃程度の温度係数を持っている。このため、
サーミスタ５を用いてトランジスタ４のベース・エミッ
タ間電圧VBEの温度係数を打ち消し、第６図Ａのような
特性を得る。
は、−2mV/℃程度の温度係数を持っている。このため、
サーミスタ５を用いてトランジスタ４のベース・エミッ
タ間電圧VBEの温度係数を打ち消し、第６図Ａのような
特性を得る。
即ち、トランジスタのコレクタ電流Icは、温度変化に対
してほぼ一定値となっている。しかし、この発振器で
は、温度変化に対して、バイアス電流及び電圧を一定と
してもバイポーラ型トランジスタの温度による発振効率
が変化するため出力電力P0が変化する。
してほぼ一定値となっている。しかし、この発振器で
は、温度変化に対して、バイアス電流及び電圧を一定と
してもバイポーラ型トランジスタの温度による発振効率
が変化するため出力電力P0が変化する。
また、この発振器では、電源電圧が変化（変動）する
と、基準電圧としているサーミスタ５に発生する電圧V
THが変化する。そのため、電源電圧の変化に対して第６
図Ｂのような変化をする。
と、基準電圧としているサーミスタ５に発生する電圧V
THが変化する。そのため、電源電圧の変化に対して第６
図Ｂのような変化をする。
即ち、電源電圧が変化すると、バイポーラ型トランジス
タ４のコレクタ電流Icが大幅に変化する。このため、発
振出力の電力P0も大幅に変化することになる。
タ４のコレクタ電流Icが大幅に変化する。このため、発
振出力の電力P0も大幅に変化することになる。
第５図は、従来のマイクロ波発振器の例２（電源電圧
変動補償付）を示した図であり、図中、第４図と同符号
は同一のものを示す。また、８はバイポーラ型トランジ
スタ、９、10は抵抗、VRは抵抗10に発生する電圧、VBE
はトランジスタ８のベース・エミッタ間電圧を示す。
変動補償付）を示した図であり、図中、第４図と同符号
は同一のものを示す。また、８はバイポーラ型トランジ
スタ、９、10は抵抗、VRは抵抗10に発生する電圧、VBE
はトランジスタ８のベース・エミッタ間電圧を示す。
この例では、バイアス回路２は、トランジスタ８と抵
抗９、10により定電流回路を構成しており、トランジス
タのベース・エミッタ間電圧VBEと、抵抗10に発生する
電圧VRとが等しくなるように（VR＝VBE）動作する。
抗９、10により定電流回路を構成しており、トランジス
タのベース・エミッタ間電圧VBEと、抵抗10に発生する
電圧VRとが等しくなるように（VR＝VBE）動作する。
第７図は、上記従来例２の特性を示した図であり、第
７図Ａは温度特性例を示し、横軸は温度（℃）、縦軸は
トランジスタ４のコレクタ電流Ic（mA）、及び出力電圧
P0（dBm）を示す。また、第７図Ｂは、電源電圧特性例
を示し、横軸はトランジスタのエミッタ・コレクタ間電
圧、縦軸はコレクタ電流Ic（mA）及び出力電力P0（dB
m）を示す。
７図Ａは温度特性例を示し、横軸は温度（℃）、縦軸は
トランジスタ４のコレクタ電流Ic（mA）、及び出力電圧
P0（dBm）を示す。また、第７図Ｂは、電源電圧特性例
を示し、横軸はトランジスタのエミッタ・コレクタ間電
圧、縦軸はコレクタ電流Ic（mA）及び出力電力P0（dB
m）を示す。
上記従来例２（第５図）では、VR＝VBEとなるように
トランジスタ４のコレクタ電流Icが流れるから、第７図
Ｂのように、電源電圧変化に対して、上記コレクタ電流
Icの変化は抑制している（Icはほぼ一定値）。また、出
力電力P0も良好な特性となっている。
トランジスタ４のコレクタ電流Icが流れるから、第７図
Ｂのように、電源電圧変化に対して、上記コレクタ電流
Icの変化は抑制している（Icはほぼ一定値）。また、出
力電力P0も良好な特性となっている。
ところが、この発振器では、温度が変化すると、第７
図Ａのような特性となる。即ち、トランジスタ８のベー
ス・エミッタ間電圧VBEが−2mV/℃程度の温度係数を有
するため、温度が変化すると、基準電圧として用いるト
ランジスタ８のベース・エミッタ間電圧VBEが変化す
る。
図Ａのような特性となる。即ち、トランジスタ８のベー
ス・エミッタ間電圧VBEが−2mV/℃程度の温度係数を有
するため、温度が変化すると、基準電圧として用いるト
ランジスタ８のベース・エミッタ間電圧VBEが変化す
る。
そのため、図示のように、トランジスタ４のコレクタ電
流Icが大幅に変化し、電力P0も大幅に変化する結果とな
る。
流Icが大幅に変化し、電力P0も大幅に変化する結果とな
る。
上記のような従来のものにおいては次のような欠点が
あった。
あった。
（１）従来例１では、温度変化に対する電流補償はでき
るが発振素子の効率が温度変化するため出力電力P0は変
化し、また電源電圧が変化（変動）すると、発振出力電
力P0は大幅に変化する。
るが発振素子の効率が温度変化するため出力電力P0は変
化し、また電源電圧が変化（変動）すると、発振出力電
力P0は大幅に変化する。
（２）従来例２では、電源電圧変化に対する補償はでき
るが、温度が変化すると、発振出力電力P0は大幅に変化
する。
るが、温度が変化すると、発振出力電力P0は大幅に変化
する。
（３）このように、従来は温度変化と電源電圧変化の両
方の変化に対する補償をすることは困難であった。
方の変化に対する補償をすることは困難であった。
本発明は、このような従来の欠点を解消し、温度や電
源電圧の変化による発振出力電力の変動を抑制すること
を目的とする。
源電圧の変化による発振出力電力の変動を抑制すること
を目的とする。
第１図は本発明の原理図であり、図中、第４図及び第
５図と同符号は同一のものを示す。また、11は電流制御
回路、12は電圧制御回路、13は電流検出部、14は電流比
較部、15は電圧制御部、16は制御電圧発生部を示す。
５図と同符号は同一のものを示す。また、11は電流制御
回路、12は電圧制御回路、13は電流検出部、14は電流比
較部、15は電圧制御部、16は制御電圧発生部を示す。
本発明は上記の目的を達成するため、発振素子として
バイポーラ型トランジスタ４を用いた発振回路１と、上
記バイポーラ型トランジスタ４のバイアスを制御するバ
イアス回路２とを備えたマイクロ波発振器において、 上記バイアス回路２には、上記バイポーラ型トランジ
スタ４のコレクタ電流を検出する電流検出部13と、前記
電流検出部13での検出値と基準値とを比較し、上記バイ
ポーラ型トランジスタ４のベース電圧を制御する電流比
較部14とからなり、上記バイポーラ型トランジスタ４の
コレクタ電流が常に一定となるように制御を行う電流制
御回路11と、 制御電圧を発生する制御電圧発生部16と、上記制御電
圧により、温度変化に対して発振出力電力変動が少なく
なるように、上記バイポーラ型トランジスタ４のエミッ
タ・コレクタ間電圧を制御する電圧制御部15とからなる
電圧制御回路12とを設け、 上記バイポーラ型トランジスタ４のコレクタ電流の定
電流化、エミッタ・コレクタ間電圧の温度補償を図るこ
とで、温度や電流電圧の変化による発振出力電力の変動
を抑制したものである。
バイポーラ型トランジスタ４を用いた発振回路１と、上
記バイポーラ型トランジスタ４のバイアスを制御するバ
イアス回路２とを備えたマイクロ波発振器において、 上記バイアス回路２には、上記バイポーラ型トランジ
スタ４のコレクタ電流を検出する電流検出部13と、前記
電流検出部13での検出値と基準値とを比較し、上記バイ
ポーラ型トランジスタ４のベース電圧を制御する電流比
較部14とからなり、上記バイポーラ型トランジスタ４の
コレクタ電流が常に一定となるように制御を行う電流制
御回路11と、 制御電圧を発生する制御電圧発生部16と、上記制御電
圧により、温度変化に対して発振出力電力変動が少なく
なるように、上記バイポーラ型トランジスタ４のエミッ
タ・コレクタ間電圧を制御する電圧制御部15とからなる
電圧制御回路12とを設け、 上記バイポーラ型トランジスタ４のコレクタ電流の定
電流化、エミッタ・コレクタ間電圧の温度補償を図るこ
とで、温度や電流電圧の変化による発振出力電力の変動
を抑制したものである。
本発明は上記のように構成したので、次のような作用
がある。
がある。
電流制御回路11では、電流検出部13において、バイポ
ーラ型トランジスタ４のコレクタ電流Icを検出し、電流
比較部14で比較動作を行い、電源電圧が変動しても上記
コレクタ電流Icが一定となるように制御を行う。
ーラ型トランジスタ４のコレクタ電流Icを検出し、電流
比較部14で比較動作を行い、電源電圧が変動しても上記
コレクタ電流Icが一定となるように制御を行う。
この場合、温度変化があっても、電流検出部13と電流比
較部14で温度補償を行い、上記コレクタ電流を一定に保
つ。即ち、温度や電源電圧が変化しても、上記コレクタ
電流の変動を抑制し、ほぼ一定の値となるように制御を
行う。
較部14で温度補償を行い、上記コレクタ電流を一定に保
つ。即ち、温度や電源電圧が変化しても、上記コレクタ
電流の変動を抑制し、ほぼ一定の値となるように制御を
行う。
また、電圧制御回路12では、温度変化によるバイポーラ
型トランジスタ４の発振効率の変化に対して、エミッタ
・コレクタ間電圧を変動させて補償するように制御を行
う。
型トランジスタ４の発振効率の変化に対して、エミッタ
・コレクタ間電圧を変動させて補償するように制御を行
う。
このようにすれば、温度や電源電圧の変化に対して、
発振素子であるバイポーラ型トランジスタ４のコレクタ
電流と、発振効率が変化するのを補償することができ、
その結果、発振出力電力の変動が抑制できる。
発振素子であるバイポーラ型トランジスタ４のコレクタ
電流と、発振効率が変化するのを補償することができ、
その結果、発振出力電力の変動が抑制できる。
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第２図は、本発明の１実施例の回路図、第３図はその
特性例（実測値例）であり、Ａ図は温度特性例１、Ｂ図
は電源電圧特性例１、Ｃ図は電源電圧対温度特性例１、
Ｄ図は温度特性２、Ｅ図は電源電圧特性例２、Ｆ図は電
源電圧対温度特性例２を示す。
特性例（実測値例）であり、Ａ図は温度特性例１、Ｂ図
は電源電圧特性例１、Ｃ図は電源電圧対温度特性例１、
Ｄ図は温度特性２、Ｅ図は電源電圧特性例２、Ｆ図は電
源電圧対温度特性例２を示す。
第２図中、第１図、第４図及び第５図と同符号は同一
のものを示し、17、22、23は抵抗、18、20はバイポーラ
型トランジスタ、19、21はサーミスタ、24はツェナーダ
イオードを示す。また、VBE1〜VBE3はベース・エミッタ
間電圧、VCE1〜VCE3はエミッタ・コレクタ間電圧、VZは
ツェナー電圧、V1はサーミスタ19に発生する電圧、V2は
サーミスタ21に発生する電圧、VRは抵抗22に発生する電
圧、Vccは電源電圧を示す。
のものを示し、17、22、23は抵抗、18、20はバイポーラ
型トランジスタ、19、21はサーミスタ、24はツェナーダ
イオードを示す。また、VBE1〜VBE3はベース・エミッタ
間電圧、VCE1〜VCE3はエミッタ・コレクタ間電圧、VZは
ツェナー電圧、V1はサーミスタ19に発生する電圧、V2は
サーミスタ21に発生する電圧、VRは抵抗22に発生する電
圧、Vccは電源電圧を示す。
この実施例では、第１図に示した電流検出部13をサー
ミスタ19で構成し、電流比較部14をバイポーラ型トラン
ジスタ18と抵抗17で構成すると共に、電圧制御部15をバ
イポーラ型トランジスタ20で構成し、制御電圧発生部16
をツェナーダイオード24、抵抗22、23、サーミスタ21で
構成したものである。
ミスタ19で構成し、電流比較部14をバイポーラ型トラン
ジスタ18と抵抗17で構成すると共に、電圧制御部15をバ
イポーラ型トランジスタ20で構成し、制御電圧発生部16
をツェナーダイオード24、抵抗22、23、サーミスタ21で
構成したものである。
この場合、前記電流検出部13では、サーミスタ19の抵
抗体をバイポーラ型トランジスタ４のコレクタ電流が流
れることで、サーミスタ19の抵抗体の両端に前記コレク
タ電流に比例した電圧V1を得る。すなわち、バイポーラ
型トランジスタ４のコレクタ電流を、前記サーミスタ19
の抵抗体に発生する電圧として検出することができる。
抗体をバイポーラ型トランジスタ４のコレクタ電流が流
れることで、サーミスタ19の抵抗体の両端に前記コレク
タ電流に比例した電圧V1を得る。すなわち、バイポーラ
型トランジスタ４のコレクタ電流を、前記サーミスタ19
の抵抗体に発生する電圧として検出することができる。
なお、図２では前記サーミスタ19でバイポーラ型トラ
ンジスタ４のエミッタ電流（コレクタ電流＋ベース電
流）を検出しているが、一般にベース電流はコレクタ電
流に比べて極めて小さく、実質的には無視できるから、
エミッタ電流とコレクタ電流は実質的に同じ電流として
扱える。従って、実質的には、前記のようにサーモスタ
19でバイポーラ型トランジスタ４のコレクタ電流を検出
している。
ンジスタ４のエミッタ電流（コレクタ電流＋ベース電
流）を検出しているが、一般にベース電流はコレクタ電
流に比べて極めて小さく、実質的には無視できるから、
エミッタ電流とコレクタ電流は実質的に同じ電流として
扱える。従って、実質的には、前記のようにサーモスタ
19でバイポーラ型トランジスタ４のコレクタ電流を検出
している。
電流制御回路11は、サーミスタ19に発生する電圧V
1と、バイポーラ型トランジスタ18のベース・エミッタ
間電圧VBE2とが等しくなるように（V1＝VBE2）バイポー
ラ型トランジスタ４のコレクタ電流Icを制御する。
1と、バイポーラ型トランジスタ18のベース・エミッタ
間電圧VBE2とが等しくなるように（V1＝VBE2）バイポー
ラ型トランジスタ４のコレクタ電流Icを制御する。
このため、電源電圧が変動しても、バイポーラ型トラン
ジスタ４のコレクタ電流Icは一定に保たれる。
ジスタ４のコレクタ電流Icは一定に保たれる。
また、バイポーラ型トランジスタ18のベース・エミッ
タ間電圧VBE2は、−2mV/℃程度の温度特性を有するか
ら、温度が上昇すると、上記電圧VBE2は下降する。
タ間電圧VBE2は、−2mV/℃程度の温度特性を有するか
ら、温度が上昇すると、上記電圧VBE2は下降する。
この時、サーミスタ19の温度特性を、上記バイポーラ型
トランジスタ18と同じ−2mV/℃程度に選定しておけば
（この程度に選定することは可能である）、このサーミ
スタ19に発生する電圧V1も上記電圧VBE2と同様な変化を
する。
トランジスタ18と同じ−2mV/℃程度に選定しておけば
（この程度に選定することは可能である）、このサーミ
スタ19に発生する電圧V1も上記電圧VBE2と同様な変化を
する。
即ち、温度変化に伴う上記両電圧VBE2及びV1の変化を同
じ程度にしておくと、両者が互いに補償を行い、バイポ
ーラ型トランジスタ４のコレクタ電流Icは、温度変化が
あっても、一定に保つことが可能となる。
じ程度にしておくと、両者が互いに補償を行い、バイポ
ーラ型トランジスタ４のコレクタ電流Icは、温度変化が
あっても、一定に保つことが可能となる。
バイアス回路２として、上記の電流制御回路11のみを
備えた場合の特性例（実測例）を第３図Ａ〜Ｃ図に示
す。
備えた場合の特性例（実測例）を第３図Ａ〜Ｃ図に示
す。
バイアス回路２として、電流制御回路11のみを用いた
場合、バイポーラ型トランジスタ４のコレクタ電流Ic
は、温度変化に対しても常に一定であり（Ａ図参照）、
また、電源電圧の変化に対しても一定（Ｂ図参照）に保
つことができる。
場合、バイポーラ型トランジスタ４のコレクタ電流Ic
は、温度変化に対しても常に一定であり（Ａ図参照）、
また、電源電圧の変化に対しても一定（Ｂ図参照）に保
つことができる。
しかし、高温になると、バイポーラ型トランジスタ４の
発振効率が劣化し、発振出力電力P0が変化する（Ｃ図参
照）。
発振効率が劣化し、発振出力電力P0が変化する（Ｃ図参
照）。
Ｃ図のように、温度Ta＝０℃と、Ta＝25℃、Ta＝50℃の
時の電力は図示のように変化するので、電流制御回路の
みでは不十分であることが分かる。
時の電力は図示のように変化するので、電流制御回路の
みでは不十分であることが分かる。
そこで、バイアス回路２に電圧制御回路12を設け、バ
イポーラ型トランジスタ４のエミッタ・コレクタ間電圧
VCE1を制御することにより、発振出力電力P0の変化を抑
えることが必要となる。
イポーラ型トランジスタ４のエミッタ・コレクタ間電圧
VCE1を制御することにより、発振出力電力P0の変化を抑
えることが必要となる。
電圧制御回路12では、ツェナーダイオード24と抵抗23
により、電源電圧（−Vcc）に影響されない基準電圧VZ
を得る。このツェナー電圧VZは、サーミスタ21と抵抗22
とで分圧し、（VZ＝V2＋VR）、分圧点の電圧をバイポー
ラ型トランジスタ20のベースに入力する。
により、電源電圧（−Vcc）に影響されない基準電圧VZ
を得る。このツェナー電圧VZは、サーミスタ21と抵抗22
とで分圧し、（VZ＝V2＋VR）、分圧点の電圧をバイポー
ラ型トランジスタ20のベースに入力する。
このバイポーラ型トランジスタ20では、エミッタ・コレ
クタ間電圧VCE3が、ベース・エミッタ間電圧VBE3と、サ
ーミスタ21に発生する電圧V2との和に等しくなるように
（VCE3＝VBE3＋V2）制御される。
クタ間電圧VCE3が、ベース・エミッタ間電圧VBE3と、サ
ーミスタ21に発生する電圧V2との和に等しくなるように
（VCE3＝VBE3＋V2）制御される。
従って、温度変化に対してサーミスタ21に発生する電圧
V2が変化すると、それに応じて上記電圧VCE3が変化す
る。その結果、バイポーラ型トランジスタ４のエミッタ
・コレクタ間電圧VCE1が温度変化に対して制御され、温
度変化に対するバイポーラ型トランジスタ４の発振効率
の変化を抑止し、出力電力P0の変化も抑止される。
V2が変化すると、それに応じて上記電圧VCE3が変化す
る。その結果、バイポーラ型トランジスタ４のエミッタ
・コレクタ間電圧VCE1が温度変化に対して制御され、温
度変化に対するバイポーラ型トランジスタ４の発振効率
の変化を抑止し、出力電力P0の変化も抑止される。
上記の電圧制御回路12の制御により、例えば、第３図
Ｃでは、Ta＝０℃の時、VCE1を下げ、Ta＝50℃の時、V
CE1を上げるように制御すれば、発振出力電力P0の温度
補償が可能となる。このようにして出力電力の温度補償
を行った例（実測値）を第３図Ｄ〜Ｆ図に示す。Ｆ図の
出力電力P0は、温度が０℃、25℃、50℃と変化しても、
ほとんど変動しないことが明らかである。
Ｃでは、Ta＝０℃の時、VCE1を下げ、Ta＝50℃の時、V
CE1を上げるように制御すれば、発振出力電力P0の温度
補償が可能となる。このようにして出力電力の温度補償
を行った例（実測値）を第３図Ｄ〜Ｆ図に示す。Ｆ図の
出力電力P0は、温度が０℃、25℃、50℃と変化しても、
ほとんど変動しないことが明らかである。
以上説明したように、本発明によれば次のような効果
がある。
がある。
（１）温度変化や電源電圧の変化があっても、発振出力
電力の変動は抑制され、常に安定した出力電力が得られ
る。
電力の変動は抑制され、常に安定した出力電力が得られ
る。
（２）安定した発振出力を供給することが可能となり、
安定した無線システム等の構築ができる。
安定した無線システム等の構築ができる。
第１図は本発明の原理図、 第２図は本発明の１実施例を示す回路図、 第３図は上記実施例の特性例を示した図、 第４図は従来例１（電流温度補償付）の回路図、 第５図は従来例２（電源電圧変動補償付）の回路図、 第６図は上記従来例１の特性例を示した図、 第７図は上記従来例２の特性例を示した図である。 １……発振回路、２……バイアス回路 11……電流制御回路、12……電圧制御回路 13……電流検出部、14……電流比較部 15……電圧制御部、16……制御電圧発生部
Claims (1)
- 【請求項１】発振素子としてバイポーラ型トランジスタ
（４）を用いた発振回路（１）と、上記バイポーラ型ト
ランジスタ（４）のバイアスを制御するバイアス回路
（２）とを備えたマイクロ波発振器において、 上記バイアス回路（２）には、 上記バイポーラ型トランジスタ（４）のコレクタ電流を
検出する電流検出部（13）と、前記電流検出部（13）で
の検出値と基準値とを比較し、上記バイポーラ型トラン
ジスタ（４）のベース電圧を制御する電流比較部（14）
とからなり、上記バイポーラ型トランジスタ（４）のコ
レクタ電流が常に一定となるように制御を行う電流制御
回路（11）と、 制御電圧を発生する制御電圧発生部（16）と、上記制御
電圧により、温度変化に対して発振出力電力変動が少な
くなるように、上記バイポーラ型トランジスタ（４）の
エミッタ・コレクタ間電圧を制御する電圧制御部（15）
とからなる電圧制御回路（12）とを設け、 上記バイポーラ型トランジスタ（４）のコレクタ電流の
定電流化、エミッタ・コレクタ間電圧の温度補償を図る
ことで、温度や電源電圧の変化による発振出力電力の変
動を抑制したことを特徴とするマイクロ波発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2892090A JPH0834384B2 (ja) | 1990-02-08 | 1990-02-08 | マイクロ波発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2892090A JPH0834384B2 (ja) | 1990-02-08 | 1990-02-08 | マイクロ波発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0418804A JPH0418804A (ja) | 1992-01-23 |
| JPH0834384B2 true JPH0834384B2 (ja) | 1996-03-29 |
Family
ID=12261838
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2892090A Expired - Fee Related JPH0834384B2 (ja) | 1990-02-08 | 1990-02-08 | マイクロ波発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0834384B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2780640B2 (ja) * | 1994-05-25 | 1998-07-30 | 住友電装株式会社 | 光ファイバーケーブルの接続コネクタ |
| JP4698441B2 (ja) * | 2006-02-28 | 2011-06-08 | 富士通株式会社 | 発振型近接センサ、および電界効果トランジスタを用いた発振型近接センサにおけるゲート電流の制御方法 |
| US7791422B2 (en) * | 2007-10-17 | 2010-09-07 | Autoliv Asp, Inc. | Voltage controlled oscillator with cascaded emitter follower buffer stages |
-
1990
- 1990-02-08 JP JP2892090A patent/JPH0834384B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0418804A (ja) | 1992-01-23 |
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