JPH0828648B2 - ディジタルコントロールドフィルタ - Google Patents
ディジタルコントロールドフィルタInfo
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- JPH0828648B2 JPH0828648B2 JP1262265A JP26226589A JPH0828648B2 JP H0828648 B2 JPH0828648 B2 JP H0828648B2 JP 1262265 A JP1262265 A JP 1262265A JP 26226589 A JP26226589 A JP 26226589A JP H0828648 B2 JPH0828648 B2 JP H0828648B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、アナログ式のボルテージコントロールド
フィルタと同様の特性と使い易さを持ったディジタルコ
ントロールドフィルタに関する。
フィルタと同様の特性と使い易さを持ったディジタルコ
ントロールドフィルタに関する。
［従来技術］ アナログのミュージックシンセサイザ等では、第９図
に示すようなVCF（ボルテージコントロールドフィル
タ）が盛んに用いられる。ここで、各単位フィルタ１−
1,1−2,……,1−ｎは、例えばCRのパッシブ回路等を用
いてカットオフ周波数を可変できるように構成された一
次ローパスフィルタからなり、その低減通過伝達関数
は、 カットオフ周波数fcは、 で表わされる。
に示すようなVCF（ボルテージコントロールドフィル
タ）が盛んに用いられる。ここで、各単位フィルタ１−
1,1−2,……,1−ｎは、例えばCRのパッシブ回路等を用
いてカットオフ周波数を可変できるように構成された一
次ローパスフィルタからなり、その低減通過伝達関数
は、 カットオフ周波数fcは、 で表わされる。
また、帰還回路３および減算回路４は、縦続接続され
た単位フィルタ１−1,1−2,……,1−ｎの終段１−ｎの
出力を初段に負帰還するためのものである。帰還回路３
のゲインβは、VCFのカットオフ周波数fc近傍における
レゾナンスに関連する。
た単位フィルタ１−1,1−2,……,1−ｎの終段１−ｎの
出力を初段に負帰還するためのものである。帰還回路３
のゲインβは、VCFのカットオフ周波数fc近傍における
レゾナンスに関連する。
ディジタルのミュージックシンセサイザ等において、
このようなVCFに対応するもの（ディジタルコントロー
ルドフィルタ）としては、FIR（フィニットインパルス
レスポンス）形またはIIR（インフィニットインパルス
レスポンス）形のディジタルフィルタが用いられてい
る。
このようなVCFに対応するもの（ディジタルコントロー
ルドフィルタ）としては、FIR（フィニットインパルス
レスポンス）形またはIIR（インフィニットインパルス
レスポンス）形のディジタルフィルタが用いられてい
る。
しかしながら、これらのディジタルフィルタは同時に
設定すべき乗算器の係数が多く、またこれらの係数とフ
ィルタ特性との関係が複雑なため、制御が難しいという
不都合があった。
設定すべき乗算器の係数が多く、またこれらの係数とフ
ィルタ特性との関係が複雑なため、制御が難しいという
不都合があった。
本発明者等はこのような欠点を解消するため、第９図
のアナログフィルタにおける単位フィルタの代わりに特
開昭61−18212号に開示されたようなディジタル一次ロ
ーパスフィルタを用いその特性を制御可能なディジタル
コントロールドフィルタを構成することを試みた。
のアナログフィルタにおける単位フィルタの代わりに特
開昭61−18212号に開示されたようなディジタル一次ロ
ーパスフィルタを用いその特性を制御可能なディジタル
コントロールドフィルタを構成することを試みた。
第10図にその一例を示す。同図において、符号「＋」
は無印または＋印の付された入力端へ入力されるデータ
を加算し−印の付された入力端へ入力されるデータを減
算する加算器または減算器、Ｍは入力される信号に一定
値（以下、係数という）を乗算する乗算器、Z-1は入力
されるデータをサンプリングパルスの１周期（標本化周
期）Ｔ遅延させる遅延回路である。また、各乗算器の上
方に付された符号はその乗算器において信号に乗算する
係数を示している。
は無印または＋印の付された入力端へ入力されるデータ
を加算し−印の付された入力端へ入力されるデータを減
算する加算器または減算器、Ｍは入力される信号に一定
値（以下、係数という）を乗算する乗算器、Z-1は入力
されるデータをサンプリングパルスの１周期（標本化周
期）Ｔ遅延させる遅延回路である。また、各乗算器の上
方に付された符号はその乗算器において信号に乗算する
係数を示している。
同図において、単位フィルタであるディジタル一次ロ
ーパスフィルタ１−1,1−２は、アナログ一次ローパス
フィルタの特性式における加算を加算器に、減算を減算
器に、乗算を乗算器に、積分を累算器に各々置換してな
るもので、その低域通過伝達関数は、 で表わされる。また、カットオフ周波数fcは、α（＝a
T）が１より充分に小さければ （但し、fsはサンプリング周波数） で表わされる。すなわち、このディジタル一次ローパス
フィルタは、アナログフィルタと殆ど同じ周波数特性を
持つとともに、乗算器の係数αとフィルタ特性との関係
が単純でアナログフィルタと同じように扱い易いという
長所を有している。
ーパスフィルタ１−1,1−２は、アナログ一次ローパス
フィルタの特性式における加算を加算器に、減算を減算
器に、乗算を乗算器に、積分を累算器に各々置換してな
るもので、その低域通過伝達関数は、 で表わされる。また、カットオフ周波数fcは、α（＝a
T）が１より充分に小さければ （但し、fsはサンプリング周波数） で表わされる。すなわち、このディジタル一次ローパス
フィルタは、アナログフィルタと殆ど同じ周波数特性を
持つとともに、乗算器の係数αとフィルタ特性との関係
が単純でアナログフィルタと同じように扱い易いという
長所を有している。
第10図のディジタルコントロールドフィルタにおいて
は、乗算器Ｍの係数αおよび乗算器３の係数βを設定す
ることによって周波数特性を第11図のように任意に設定
することができる。ここで、カットオフ周波数は、式
（４）からも分るように、乗算器Ｍの係数αに依存す
る。また、乗算器３の係数βは前記アナログVCFにおけ
る帰還回路３のゲインに対応し、フィルタのカットオフ
周波数fc近傍におけるレゾナンスに関連する。
は、乗算器Ｍの係数αおよび乗算器３の係数βを設定す
ることによって周波数特性を第11図のように任意に設定
することができる。ここで、カットオフ周波数は、式
（４）からも分るように、乗算器Ｍの係数αに依存す
る。また、乗算器３の係数βは前記アナログVCFにおけ
る帰還回路３のゲインに対応し、フィルタのカットオフ
周波数fc近傍におけるレゾナンスに関連する。
［発明が解決しようとする課題］ ところで、第10図のディジタルコントロールドフィル
タにおいては、βを大きめに設定し、かつαを１に近づ
けていくと、サンプリング周波数fsの1/2の周波数の発
振を生じ、αをさらに１に近づけると、発振振幅はさら
に増大する。そして、同図のフィルタは、有限語長の系
であるため、入力信号はこの発振のために阻止され、出
力の信号レベルが低下するという不都合があった。つま
り、第12A図に示すような入力信号サンプリング波形に
対して、出力信号サンプル波形は第12B図に示すように
発振波形が重畳されたものとなり、この振幅が前記有限
の語長により定まる最大振幅を超えると、その超える部
分は振幅を制限され、波形としてはクリップされ、出力
信号の振幅が減少してしまう。
タにおいては、βを大きめに設定し、かつαを１に近づ
けていくと、サンプリング周波数fsの1/2の周波数の発
振を生じ、αをさらに１に近づけると、発振振幅はさら
に増大する。そして、同図のフィルタは、有限語長の系
であるため、入力信号はこの発振のために阻止され、出
力の信号レベルが低下するという不都合があった。つま
り、第12A図に示すような入力信号サンプリング波形に
対して、出力信号サンプル波形は第12B図に示すように
発振波形が重畳されたものとなり、この振幅が前記有限
の語長により定まる最大振幅を超えると、その超える部
分は振幅を制限され、波形としてはクリップされ、出力
信号の振幅が減少してしまう。
この発明は、上述した従来例における問題点に鑑みて
なされたもので、アナログ式のボルテージコントロール
ドフィルタと同様の特性と使い易さを持ったディジタル
コントロールドフィルタを提供することを目的とする。
なされたもので、アナログ式のボルテージコントロール
ドフィルタと同様の特性と使い易さを持ったディジタル
コントロールドフィルタを提供することを目的とする。
［課題を解決するための手段］ 前記の目的を達成するためこの発明では、ディジタル
情報により任意ではあるが同一のカットオフ周波数を設
定される複数個のディジタル一次ローパスフィルタ（単
位フィルタ）を縦続接続し、この縦続回路の出力を乗算
器および加減算器を用いて入力側へ帰還するように構成
されたディジタルコントロールドフィルタにおいて、前
記ディジタル一次ローパスフィルタとしてアナログ一次
ローパスフィルタの特性式における加算を加算器に、減
算を減算器に、乗算を乗算器に、積分を累積器に各々置
換してなるフィルタを用いるとともに、信号処理用の標
本化周波数の1/2の周波数において伝達ゲインが低下す
る特性の挿入フィルタを、前記複数個の単位フィルタお
よび帰還回路からなる閉ループ中の挿入したことを特徴
としている。
情報により任意ではあるが同一のカットオフ周波数を設
定される複数個のディジタル一次ローパスフィルタ（単
位フィルタ）を縦続接続し、この縦続回路の出力を乗算
器および加減算器を用いて入力側へ帰還するように構成
されたディジタルコントロールドフィルタにおいて、前
記ディジタル一次ローパスフィルタとしてアナログ一次
ローパスフィルタの特性式における加算を加算器に、減
算を減算器に、乗算を乗算器に、積分を累積器に各々置
換してなるフィルタを用いるとともに、信号処理用の標
本化周波数の1/2の周波数において伝達ゲインが低下す
る特性の挿入フィルタを、前記複数個の単位フィルタお
よび帰還回路からなる閉ループ中の挿入したことを特徴
としている。
挿入フィルタとしては、バンドパスフィルタや前記一
次ローパスフィルタのカットオフ周波数より高く前記標
本化周波数の1/2の周波数より低いカットオフ周波数を
設定された別のディジタルローパスフィルタを用いるこ
とができる。
次ローパスフィルタのカットオフ周波数より高く前記標
本化周波数の1/2の周波数より低いカットオフ周波数を
設定された別のディジタルローパスフィルタを用いるこ
とができる。
ここで、減算器とは、反転器と加算器とにより等価的
に減算を行なうように構成したものを含むものである。
に減算を行なうように構成したものを含むものである。
［作用］ 前記の構成において、複数個の単位フィルタおよび帰
還回路からなる部分の動作は、fs/2の発振の問題を除け
ば、第10図のアナログVCFと略々同様である。前記挿入
フィルタは、前記単位フィルタを動作させる標本化周波
数fsの1/2の周波数において伝達ゲインが低下してい
る。このため、前記閉ループのループゲインは、前記挿
入フィルタの存在によりを低下される。これにより、fs
/2の発振が防止され、あるいは振幅を低減される。一
方、前記挿入フィルタのカットオフ周波数は、前記単位
フィルタのカットオフ周波数より高く設定される。この
ため、ディジタルコントロールドフィルタとしての特性
への悪影響を防止される。
還回路からなる部分の動作は、fs/2の発振の問題を除け
ば、第10図のアナログVCFと略々同様である。前記挿入
フィルタは、前記単位フィルタを動作させる標本化周波
数fsの1/2の周波数において伝達ゲインが低下してい
る。このため、前記閉ループのループゲインは、前記挿
入フィルタの存在によりを低下される。これにより、fs
/2の発振が防止され、あるいは振幅を低減される。一
方、前記挿入フィルタのカットオフ周波数は、前記単位
フィルタのカットオフ周波数より高く設定される。この
ため、ディジタルコントロールドフィルタとしての特性
への悪影響を防止される。
また、この発明は、前記挿入フィルタを除けばアナロ
グVCFと等価に構成されているため周波数特性は殆ど同
じである。すなわち、単位フィルタにアナログVCFの制
御電圧に代わる乗算係数を与えることによりカットオフ
周波数fcを制御することができ、帰還用の乗算器の係数
を変化することによりフィルタの共振特性を変えること
ができる。さらに、単位フィルタとして前記特開昭61−
18212号に開示されたものと同様のディジタル一次フィ
ルタを用いているため、乗算器の係数とフィルタ特性、
特にカットオフ周波数fcとの関係が単純で扱い易い。
グVCFと等価に構成されているため周波数特性は殆ど同
じである。すなわち、単位フィルタにアナログVCFの制
御電圧に代わる乗算係数を与えることによりカットオフ
周波数fcを制御することができ、帰還用の乗算器の係数
を変化することによりフィルタの共振特性を変えること
ができる。さらに、単位フィルタとして前記特開昭61−
18212号に開示されたものと同様のディジタル一次フィ
ルタを用いているため、乗算器の係数とフィルタ特性、
特にカットオフ周波数fcとの関係が単純で扱い易い。
［効果］ このようにこの発明によると、アナログVCFと同様の
特性を有し、かつアナログフィルタと同様の使い易さを
持ったディジタルコントロールドフィルタを実現するこ
とができる。
特性を有し、かつアナログフィルタと同様の使い易さを
持ったディジタルコントロールドフィルタを実現するこ
とができる。
［実施例］ 以下、この発明を実施例に基づき詳細に説明する。な
お、全図を通して共通または対応する部分は同一の符号
を付して表わす。
お、全図を通して共通または対応する部分は同一の符号
を付して表わす。
第１図は、この発明の一実施例に係るディジタルコン
トロールドフィルタの構成を示す。
トロールドフィルタの構成を示す。
同図のフィルタは、ディジタル一次ローパスフィルタ
である単位フィルタ１−1,1−２、乗算器３および減算
器４、ならびにこの発明の特徴とする挿入フィルタとし
て第２のローパスフィルタ５を具備する。
である単位フィルタ１−1,1−２、乗算器３および減算
器４、ならびにこの発明の特徴とする挿入フィルタとし
て第２のローパスフィルタ５を具備する。
ディジタル一次ローパスフィルタ１−１および１−２
は、特開昭68−18212号の実施例に記載されているもの
と実質的に同じもので、アナログ一次ローパスフィルタ
のラプラス伝達関数 に適宜のｓ−ｚ変換を施し、このｚ関数Ｈ（ｚ）を必要
に応じて適宜簡略化した後、回路化したものである。こ
れらのラプラス伝達関数およびｓ−ｚ変換は、公知であ
る。
は、特開昭68−18212号の実施例に記載されているもの
と実質的に同じもので、アナログ一次ローパスフィルタ
のラプラス伝達関数 に適宜のｓ−ｚ変換を施し、このｚ関数Ｈ（ｚ）を必要
に応じて適宜簡略化した後、回路化したものである。こ
れらのラプラス伝達関数およびｓ−ｚ変換は、公知であ
る。
採用するｓ−ｚ変換としては、 の変換を行なう「微分の差分近似に基づくｓ−ｚ変換」
や ｓ−ａ＝１−z-1exp（aT）および （ｓ−ａ＋jb）（ｓ−ａ＋jb） ＝（ｓ−ａ）２＋b2 →１−2eaTcos（bT）z-1＋e2aTz-2 なる変換対により変換を行なう「整合ｚ変換」が好適で
ある。
や ｓ−ａ＝１−z-1exp（aT）および （ｓ−ａ＋jb）（ｓ−ａ＋jb） ＝（ｓ−ａ）２＋b2 →１−2eaTcos（bT）z-1＋e2aTz-2 なる変換対により変換を行なう「整合ｚ変換」が好適で
ある。
微分の差分近似に基づくｓ−ｚ変換による場合は、最
も簡便である。前記のラプラス伝達関数にこのｓ−ｚ変
換を施すために、ｓを１−z-1に、aTをαに置換する
と、 になる。この式を遅延回路Z-1、乗算器αおよび加減算
器±を用いて回路に表わせば第２図のようになる。この
回路は、係数を除算1/（１＋α）により求めなければな
らず、処理の遅れを招く場合があるから、下記のように
修正する。
も簡便である。前記のラプラス伝達関数にこのｓ−ｚ変
換を施すために、ｓを１−z-1に、aTをαに置換する
と、 になる。この式を遅延回路Z-1、乗算器αおよび加減算
器±を用いて回路に表わせば第２図のようになる。この
回路は、係数を除算1/（１＋α）により求めなければな
らず、処理の遅れを招く場合があるから、下記のように
修正する。
すなわち、現在のデータと１標本化周期前のデータと
の差分１−z-1は微分を意味しており、定数αの微分
（１−z-1）αは０である。これを考慮すると、上式は のように書き換えることができる。この式を回路に表わ
せば第１および第３図のようになる。
の差分１−z-1は微分を意味しており、定数αの微分
（１−z-1）αは０である。これを考慮すると、上式は のように書き換えることができる。この式を回路に表わ
せば第１および第３図のようになる。
第４図は、整合ｚ変換により求めた一次ローパスフィ
ルタの回路例を示す。
ルタの回路例を示す。
第１〜４図のフィルタは、カットオフ周波数が０＜α
＜１の範囲の値で与えられる係数αに応じて決定され
る。そして、αが１より充分に小さい範囲では前記の変
換や近似の精度が高く、カットオフ周波数fcとαのほぼ
比例関係となり、 （但し、fsはサンプリング周波数） で表わされる。したがって、この係数αを変化すること
により、カットオフ周波数を前記第11図に示すと同様に
変化させることができる。このように係数αがカットオ
フ周波数fcとほぼ比例関係となっているということは、
フィルタの制御がし易いことを意味している。
＜１の範囲の値で与えられる係数αに応じて決定され
る。そして、αが１より充分に小さい範囲では前記の変
換や近似の精度が高く、カットオフ周波数fcとαのほぼ
比例関係となり、 （但し、fsはサンプリング周波数） で表わされる。したがって、この係数αを変化すること
により、カットオフ周波数を前記第11図に示すと同様に
変化させることができる。このように係数αがカットオ
フ周波数fcとほぼ比例関係となっているということは、
フィルタの制御がし易いことを意味している。
第２〜３図に示したフィルタは、出力端子としてOUT1
およびこのOUT1を遅延回路Z-1で１標本化周期遅延させ
た出力を発生するOUT2を備えている。そして、第１図に
おいてはフィルタ１の出力端子はOUT1を用いているがフ
ィルタ２の出力端子はOUT2を用いている。これは、遅延
回路を含まない閉ループ（ディレイフリーループ）が形
成されると、正常な演算動作が行なわれないので、単位
フィルタ１−1,1−２、第２のローパスフィルタ５、乗
算器３および減算器４からなる閉ループに必ず遅延回路
Z-1を含むようにするためである。
およびこのOUT1を遅延回路Z-1で１標本化周期遅延させ
た出力を発生するOUT2を備えている。そして、第１図に
おいてはフィルタ１の出力端子はOUT1を用いているがフ
ィルタ２の出力端子はOUT2を用いている。これは、遅延
回路を含まない閉ループ（ディレイフリーループ）が形
成されると、正常な演算動作が行なわれないので、単位
フィルタ１−1,1−２、第２のローパスフィルタ５、乗
算器３および減算器４からなる閉ループに必ず遅延回路
Z-1を含むようにするためである。
第１図において、第２のローパスフィルタ５は、乗算
器Ｍの係数がα′＝1/2に設定され、そのカットオフ周
波数f0がほぼfs/4に設定されている他は、単位フィルタ
１−1,1−２と全く同様に構成されている。第５図は第
２のローパスフィルタ５の周波数特性を示す。このフィ
ルタ５は、単位フィルタ１−1,1−２、乗算器３および
減算器４からなる閉ループの、周波数fs/2におけるルー
プゲインを低下させ、周波数fs/2の発振を防止し、また
は発振波形の振幅を低減する。
器Ｍの係数がα′＝1/2に設定され、そのカットオフ周
波数f0がほぼfs/4に設定されている他は、単位フィルタ
１−1,1−２と全く同様に構成されている。第５図は第
２のローパスフィルタ５の周波数特性を示す。このフィ
ルタ５は、単位フィルタ１−1,1−２、乗算器３および
減算器４からなる閉ループの、周波数fs/2におけるルー
プゲインを低下させ、周波数fs/2の発振を防止し、また
は発振波形の振幅を低減する。
乗算器３は、単位フィルタ２の出力のうち出力OUT2
を、第２のローパスフィルタ５を介して入力され、これ
に所定の係数βを乗算する。減算器４は、入力サンプル
波形信号から乗算器３の出力を減算して単位フィルタ２
に入力する。この係数βを変化することにより、フィル
タ特性を前記第11図に示すように変化させることができ
る。
を、第２のローパスフィルタ５を介して入力され、これ
に所定の係数βを乗算する。減算器４は、入力サンプル
波形信号から乗算器３の出力を減算して単位フィルタ２
に入力する。この係数βを変化することにより、フィル
タ特性を前記第11図に示すように変化させることができ
る。
第６図は、この発明のディジタルコントロールドフィ
ルタを電子楽器の音源に適用する場合の構成例を示す。
同図において、61は例えは自然薬器音の各サンプル点デ
ータを格納したメモリからなるディジタル波形音源、62
はこの発明のディジタルコントロールドフィルタ、63は
このディジタルコントロールドフィルタ62の出力に基い
て楽音を形成する楽音形成手段である。
ルタを電子楽器の音源に適用する場合の構成例を示す。
同図において、61は例えは自然薬器音の各サンプル点デ
ータを格納したメモリからなるディジタル波形音源、62
はこの発明のディジタルコントロールドフィルタ、63は
このディジタルコントロールドフィルタ62の出力に基い
て楽音を形成する楽音形成手段である。
同図において、ディジタルコントロールドフィルタ62
は、第７図に示すように、音色制御信号として与えられ
るパラメータα制御信号（特に音高データに対応する）
によりカットオフ周波数を制御され、かつパラメータβ
制御信号（特に音色データに対応する）によりフィルタ
レゾナンス特性を制御される。これらの制御により、発
生する楽音の音色を制御することができる。
は、第７図に示すように、音色制御信号として与えられ
るパラメータα制御信号（特に音高データに対応する）
によりカットオフ周波数を制御され、かつパラメータβ
制御信号（特に音色データに対応する）によりフィルタ
レゾナンス特性を制御される。これらの制御により、発
生する楽音の音色を制御することができる。
［変形例］ なお、この発明は、上述の実施例に限定されることな
く適宜変形して実施することができる。例えば、上述に
おいては、第２のローパスフィルタ５を単位フィルタ１
−２と乗算器３との間に挿入する例について説明した
が、このローパスフィルタ５の挿入位置は前記閉ループ
内であればどこでもよい。例えば、第８図に示すよう
に、単位フィルタ１−１と減算器４との間等メインの回
路に挿入しても同様の効果が得られる。但し、係数βを
小さくしたときは、αを１に近づけても発振は発生しに
くいため、挿入されたフィルタの影響を受けにくいこと
が好ましい。このためには、挿入されるフィルタの位置
は、単位フィルタ１−２と乗算器３との間、または乗算
器３と減算器４との間のように帰還系内が好ましい。
く適宜変形して実施することができる。例えば、上述に
おいては、第２のローパスフィルタ５を単位フィルタ１
−２と乗算器３との間に挿入する例について説明した
が、このローパスフィルタ５の挿入位置は前記閉ループ
内であればどこでもよい。例えば、第８図に示すよう
に、単位フィルタ１−１と減算器４との間等メインの回
路に挿入しても同様の効果が得られる。但し、係数βを
小さくしたときは、αを１に近づけても発振は発生しに
くいため、挿入されたフィルタの影響を受けにくいこと
が好ましい。このためには、挿入されるフィルタの位置
は、単位フィルタ１−２と乗算器３との間、または乗算
器３と減算器４との間のように帰還系内が好ましい。
また、上述においては第２のローパスフィルタ５は、
特性を固定していたが、第８図に示すように、係数γ
（＝α′）によって特性を可変できるようにしてもよ
い。
特性を固定していたが、第８図に示すように、係数γ
（＝α′）によって特性を可変できるようにしてもよ
い。
また、挿入されるフィルタは、第１および第８図の例
に限られるものではなく、高域周波数fs/2付近でゲイン
の低下しているものであれば、例えば、バンドパスフィ
ルタでもよい。
に限られるものではなく、高域周波数fs/2付近でゲイン
の低下しているものであれば、例えば、バンドパスフィ
ルタでもよい。
さらに、前記各係数（パラメータ）の制御は、対数制
御であってもよい。この場合、乗算であるところを加算
で処理することができ、処理を簡略化することができ
る。
御であってもよい。この場合、乗算であるところを加算
で処理することができ、処理を簡略化することができ
る。
第１図は、この発明の一実施例に係るディジタルコント
ロールドフィルタの構成を示す回路図、 第２〜４図は、それぞれ第１図における単位フィルタの
構成例を示す回路図、 第５図は、第１図における第２のローパスフィルタの周
波数特性例を示すグラフ、 第６図は、この発明の一適用例を示す電子楽器音源の回
路図、 第７図は、第６図におけるディジタルコントロールドフ
ィルタの詳細説明図、 第８図は、第１図のディジタルコントロールドフィルタ
の変形例を示す回路図、 第９図は、従来のアナログVCFの回路図、 第10図は、この発明に先立って検討したディジタルコン
トロールドフィルタの回路図、 第11図は、第１図および第10図のディジタルコントロー
ルドフィルタの周波数特性図、そして 第12Aおよび第12B図は、第10図のディジタルコントロー
ルドフィルタの入出力波形例を示す図である。 １−1,1−2:単位フィルタ （ディジタル一次ローパスフィルタ） 3,M:乗算器 4,「＋」：減算器 5:第２のローパスフィルタ（挿入フィルタ）
ロールドフィルタの構成を示す回路図、 第２〜４図は、それぞれ第１図における単位フィルタの
構成例を示す回路図、 第５図は、第１図における第２のローパスフィルタの周
波数特性例を示すグラフ、 第６図は、この発明の一適用例を示す電子楽器音源の回
路図、 第７図は、第６図におけるディジタルコントロールドフ
ィルタの詳細説明図、 第８図は、第１図のディジタルコントロールドフィルタ
の変形例を示す回路図、 第９図は、従来のアナログVCFの回路図、 第10図は、この発明に先立って検討したディジタルコン
トロールドフィルタの回路図、 第11図は、第１図および第10図のディジタルコントロー
ルドフィルタの周波数特性図、そして 第12Aおよび第12B図は、第10図のディジタルコントロー
ルドフィルタの入出力波形例を示す図である。 １−1,1−2:単位フィルタ （ディジタル一次ローパスフィルタ） 3,M:乗算器 4,「＋」：減算器 5:第２のローパスフィルタ（挿入フィルタ）
Claims (4)
- 【請求項１】アナログ一次ローパスフィルタの特性式に
おける加算を加算器に、減算を減算器に、乗算を乗算器
に、積分を累算器に各々置換してなり動作時同一のカッ
トオフ周波数を設定されるディジタル一次ローパスフィ
ルタからなる単位フィルタであって複数個を縦続接続し
たものと、 縦続接続された終段の単位フィルタの出力に所定の係数
を乗算する乗算器と、 入力信号から前記乗算器の出力を減算して縦続接続され
た初段の単位フィルタに入力する加減算器と、 前記信号の標本化周波数の1/2の周波数において伝達ゲ
インが低下しており、前記複数個の単位フィルタ、乗算
器および加減算器からなる閉ループ中に挿入された挿入
フィルタと を具備することを特徴とするディジタルコントロールド
フィルタ。 - 【請求項２】前記挿入フィルタは、前記単位フィルタの
カットオフ周波数より高くこの単位フィルタを動作させ
る標本化周波数の1/2の周波数より低いカットオフ周波
数を設定されたディジタルローパスフィルタである請求
項１記載のディジタルコントロールドフィルタ。 - 【請求項３】前記挿入フィルタは、前記乗算器および加
減算器からなる帰還ループ中に挿入されている請求項１
記載のディジタルコントロールドフィルタ。 - 【請求項４】前記単位フィルタは、１標本化周波数前の
データを表わす記号をZ-1として で表わされる伝達関数を前記特性式とするフィルタであ
る請求項２記載のディジタルコントロールドフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1262265A JPH0828648B2 (ja) | 1989-10-09 | 1989-10-09 | ディジタルコントロールドフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1262265A JPH0828648B2 (ja) | 1989-10-09 | 1989-10-09 | ディジタルコントロールドフィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03124110A JPH03124110A (ja) | 1991-05-27 |
| JPH0828648B2 true JPH0828648B2 (ja) | 1996-03-21 |
Family
ID=17373387
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1262265A Expired - Fee Related JPH0828648B2 (ja) | 1989-10-09 | 1989-10-09 | ディジタルコントロールドフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0828648B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3379501B2 (ja) | 1999-12-28 | 2003-02-24 | 日本電気株式会社 | ゲイン可変型ディジタルフィルタ |
| JP4258545B2 (ja) | 2006-11-22 | 2009-04-30 | トヨタ自動車株式会社 | デジタルローパスフィルタ |
| TW201602877A (zh) * | 2014-07-01 | 2016-01-16 | 義隆電子股份有限公司 | 觸碰感測裝置以及其使用之方法 |
-
1989
- 1989-10-09 JP JP1262265A patent/JPH0828648B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03124110A (ja) | 1991-05-27 |
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