JPH0797905B2 - Power converter - Google Patents

Power converter

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JPH0797905B2
JPH0797905B2 JP23332585A JP23332585A JPH0797905B2 JP H0797905 B2 JPH0797905 B2 JP H0797905B2 JP 23332585 A JP23332585 A JP 23332585A JP 23332585 A JP23332585 A JP 23332585A JP H0797905 B2 JPH0797905 B2 JP H0797905B2
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進 多田隈
茂 田中
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株式会社東芝
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    • Y02E40/30Reactive power compensation

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流電圧源とその負荷装置からなる電力交換装置に関する。 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION DC voltage source from the AC power source powered with a power switching device comprising a the load device.

〔発明の技術的背景〕 [Technical Background of the Invention

直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パルス幅変調制御(PWM)インバータ+誘導電動機あるいは直流チョッパ装置+直流電動機などがある。 The load device for a DC voltage source and the power source, and the like pulse-width modulation control (PWM) inverter + induction motor or a DC chopper + DC motor. この直流電圧源として、バッテリーを使う場合はあまり問題ないが、商用電源から交直電力交換器(コンバータ)を介して直流電圧を得るとき、商用電源側に発生する無効電力や高調波が近年問題になっている。 As the DC voltage source, but not very problem when using the battery, when obtaining a DC voltage through the AC-DC power exchanger (converter) from the commercial power source, the reactive power and harmonics generated commercial power supply side in recent years problems going on.

この問題を解決するために、交直電力交換器としてパルス幅変調制御(PWM)コンバータを商用電源と直流電圧源(コンデンサ)との間に挿入する方式が提案されている(特開昭59−61475)。 To solve this problem, (JP method of insertion have been proposed between the pulse width modulation control as the AC-DC power exchanger (PWM) converter commercial power and the DC voltage source (capacitor) 59-61475 ).

第10図は、交直電力変換器としてPWMコンバータを用いた従来の電力変換装置の構成図を示す。 Figure 10 shows a block diagram of a conventional power conversion device using a PWM converter as the AC-DC power converter.

図中、SUPは単相交流電源、L Sは交流リアクトル、CONV In the figure, SUP is single-phase AC power source, L S is AC inductor, CONV
は交直電力変換器(コンバータ)、C dは直流平滑コンデンサ、LOADは負荷装置である。 The AC-DC power converter (converter), a C d is DC smoothing capacitor, LOAD is the load device. コンバータCONVは、自己消弧能力のある素子(例えばゲートターンオフサイリスタ)S 1 〜S 4 、ホイーリングダイオードD 1 〜D 4及び直流リアクトルL 1 ,L 2から構成され上記素子S 1 〜S 4は交流側電圧V Cの値を制御するため、公知のパルス幅変調制御されている。 Converter CONV includes an element with a self-extinguishing capacity (for example, a gate turn-off thyristor) S 1 to S 4, wheeling diodes D 1 to D 4 and a DC reactor L 1, L 2 the elements S 1 to S 4 is constructed from to control the value of the AC side voltage V C, it is known pulse width modulation control. すなわち、コンバータCONVは直流電圧源C dから見た場合、パルス幅変調制御(PWM)インバータとなり、その場合交流電源SUP側は一種の負荷と見ることができる。 That is, the converter CONV when viewed from the DC voltage source C d, becomes a pulse width modulation control (PWM) inverter, in which case the AC power source SUP side can be viewed as a type of load.

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源C dの電圧V dがほぼ一定になるように交流電源から供給される電流I Sを制御するもので、 負荷装置LOADからの電力需要に応じて4像限動作が可能なこと。 The conventional power conversion apparatus controls a current I S that voltage V d of the DC voltage source C d is supplied from the AC power source to be substantially constant, 4 depending on the power demand from the load device LOAD What can image limit behavior.

上記入力電流I Sは電源電圧V Sと常に同相に制御され入力力率が1となること。 The input current I S is the power supply voltage V S always be controlled to the in-phase input power factor is 1.

また、入力電流I Sは正弦波状に制御されるため高調波がきわめて小さくなること。 The input current I S is the harmonic that is very small since it is controlled sinusoidally.

が特徴としてあげられる。 There are cited as features.

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。 Hereinafter will be described a control operation of the apparatus easily.

制御回路としては、次のものが用意されている。 The control circuit, the following are prepared. CT cは交流電流検出器、R 1 ,R 2は直流電圧を検出するための分圧抵抗、ISOは絶縁増幅器、VRは直流電圧設定器、C 1 〜C CT c AC current detector, R 1, R 2 are voltage dividing resistors for detecting a DC voltage, ISO insulating amplifier, VR is a direct current voltage setter, C 1 -C
3は比較器、G V )は電圧制御補償回路、MLは乗算器、OAは反転演算増幅器、G I )は電流制御補償回路、TRGは搬送波(三角波)発生器、GCはゲート制御回路である。 3 comparator, G V (S) is a voltage control compensation circuit, ML is the multiplier, OA inverting operational amplifier, G I (S) is a current control compensation circuit, TRG carrier wave (triangular wave) generator, GC gate it is a control circuit.

まず、絶縁増幅器ISOを介して検出された直流電圧V dと電圧設定器VRからの電圧指令値V d を比較器C 1に入力し、偏差ε =V d −V dを求める。 First, apply voltage command value V d * from the DC voltage V d and the voltage setter VR, which is detected via the isolation amplifier ISO to the comparator C 1, a deviation ε V = V d * -V d . 当該偏差ε は制御補償回路G V )に入力され、積分増幅あるいは比例増幅されて入力電流I Sの波高値指令I mとなる。 The deviation epsilon V is input to control compensation circuit G V (S), integrating amplifier or proportionally amplified the peak value command I m of the input current I S.

当該波高値指令I mは乗算器MLに入力され、もう一方の入力sinωtと掛け合わせられる。 The peak value command I m is input to a multiplier ML, is multiplied by the other input sin .omega.t. 当該入力信号sinωtは電源電圧V S =V m・sinωtに同期した単位正弦波で、当該電源電圧V Sを検出し、定数倍(1/V m倍)することによって求められる。 In the input signal sin .omega.t the unit sine wave synchronized to the supply voltage V S = V m · sinωt, to detect the power supply voltage V S, it is determined by a constant multiple (1 / V m times).

乗算器MLの出力信号I S は電源から供給されるべき電流の指令値を与えるもので、次式のようになる。 Multiplier output signal of ML I S * not provide a command value of a current to be supplied from the power supply, the following equation.

I S =I m・sinωt …(1) 当該入力電流指令値I S は反転増幅器OAで反転され、コンバータCONVから電源SUPへ供給される交流電流I cの指令値I c となる。 I S * = I m · sinωt ... (1) the input current command value I S * is inverted by inverting amplifier OA, the command value I c * of the AC current I c supplied from the converter CONV to supply SUP. 以下、ここでは、I c をコンバータ出力電流指令値と呼ぶ。 Hereinafter, herein referred to I c * and the converter output current command value.

コンバータ出力電流I cは交流電流検出器CT cによって検出され、比較器C 2に入力される。 Converter output current I c is detected by the AC current detector CT c, is input to the comparator C 2. 比較器C 2によって、上記指令値I c が比較され偏差ε =I c −I cが求められる。 By the comparator C 2, deviations are compared the command value I c * ε I = I c * -I c is determined. 当該偏差ε は次の制御補償回路G I )に入力され、比例増幅されてパルス幅変調制御のための制御入力信号e iとなる。 The deviation epsilon I is input to the next control compensation circuit G I (S), a control input signal e i for the pulse width modulation control is proportionally amplified.

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器TRG、 Pulse width modulation control is a known technique, carrier generator TRG,
比較器C 3及びゲート制御回路GCによって当該制御を行っている。 It is performed the control by a comparator C 3 and a gate control circuit GC.

すなわち搬送発生器TRGは周波数1kHz程度の三角波e Tを発生し、比較器C 3は当該三角波e Tと前記入力信号e iを比較し、その偏差ε =e i −e Tに応じて、ゲート制御回路 That conveyance generator TRG generates a triangular wave e T a frequency of about 1 kHz, comparator C 3 compares the triangular wave e T and the input signal e i, in accordance with the deviation ε T = e i -e T, gate control circuit
GCからゲートターンオフサイリスタS 1 〜S 4にオン,オフ信号を与えている。 On the GC to the gate turn-off thyristors S 1 to S 4, giving an off signal.

e i >e Tのとき、すなわち偏差ε が正のときサイリスタ When e i> e T, that is, when the deviation ε T is positive thyristor
S 1とS 4がオンされ(このときS 2 ,S 3はオフ)コンバータの交流出力電圧V cは+V dとなる。 S 1 and S 4 is turned on (this time S 2, S 3 is turned off) the converter AC output voltage V c of the + V d.

また、e i <e Tのとき、すなわち偏差ε が負のとき、サイリスタS 2とS 3がオンされ(このとき、S 1 ,S 4はオフ)、V c =−V dとなる。 Also, when e i <e T, that is, when the deviation epsilon T is negative, thyristor S 2 and S 3 is turned on (this time, S 1, S 4 is turned off), the V c = -V d.

しかも、e iが正の値で大きければ上記S 1とS 4のオン期間は長くなり、S 2とS 3のオン期間は短くなって、V cの平均値は入力信号e iに比例した電圧で正の値となる。 Moreover, e i is greater in positive values on period of the S 1 and S 4 are longer, the ON period of S 2 and S 3 is shortened, the average value of V c is proportional to the input signal e i It becomes a positive value in the voltage. 逆にe i Conversely, e i
が負の値のときはS 1とS 4のオン期間よりS 2とS 3のオン期間のほうが長くなって、コンバータの出力電圧V cの平均値は入力信号e iに比例した値で負の値となる。 Negative but the value becomes longer towards the ON period of S 1 and S than on period of S 4 2 and S 3, the average value of the converter output voltage V c is proportional to the input signal e i when a negative value It becomes of value.

すわち入力信号e iに比例した値に、コンバータの出力電圧V cが制御されることになる。 The value proportional to Suwachi input signal e i, so that the output voltage V c of the converter is controlled.

コンバータの出力電流I c (電源から供給される入力電流 Converter output current I c (input current supplied from the power supply
I Sの反転値)は上記コンバータの出力電圧V cを調整することにより制御される。 Inverted value of I S) is controlled by adjusting the output voltage V c of the converter.

交流リアクトルL Sには電源電圧V Sと上記コンバータの出力電圧V cとの差電圧V L =V S −v cが印加される。 Difference voltage V L = V S -v c of the power supply voltage V S and the output voltage V c of the converter is applied to AC inductor L S.

V S >V cのとき、電源電流I Sは図の矢印の方向に増加する。 When V S> V c, the power supply current I S increases in the direction of the arrow in FIG. 言いかえると、コンバータ出力電流I cは図の矢印方向へは減少するように働らく。 In other words, the converter output current I c is working pleasure as decreases in the direction of an arrow in FIG. 逆にV S <V cのとき、コンバータ出力電流I cは図の矢印の方向に増加しようと働らく。 Conversely when V S <V c, the converter output current I c is working Raku tends to increase in the direction of the arrow in FIG.

コンバータの出力電流指令値I c に対して実電流I cが、 Output current command value I c actual current I c with respect to * of the converter,
I c >I cの関係にあるとき、偏差ε =I c −I cは正の値となり制御補償回路G I )を介してPWN制御の入力信号e iを増加させる。 When the relation of I c *> I c, the deviation ε I = I c * -I c increases the input signal e i of PWN control via a positive value and becomes control compensation circuit G I (S). 故に、コンバータ出力電圧V cも入力信号e iに比例して大きくなり、V c >V Sとなり、コンバータ出力電流I cを図の矢印方向に増加させる。 Therefore, even it increases in proportion to the input signal e i converter output voltage V c, increasing V c> V S becomes, the converter output current I c in the direction of the arrow in FIG. 逆にI c Conversely, I c *
<I cとなった場合、偏差ε は負の値となり、e iすなわちV cを減少させて、V c <V Sとなり、出力電流I cを減少させる。 <When a I c, the deviation epsilon i takes a negative value, decreasing the e i i.e. V c, V c <V S, and the decreasing the output current I c. 故にコンバータの出力電流I cはその指令値I c に一致するように制御される。 Thus the output current I c of the converter is controlled so as to match the command value I c *. 当該指令値I c を正弦波状に変化させれば、それに追従して実電流I cも正弦波状に制御される。 By changing the command value I c * sinusoidal, also controlled sinusoidally actual current I c to follow it.

コンバータの出力電流I cは電源からの入力電流I Sの反転値であり、また、コンバータ出力電流の指令値I c は電源からの入力電流の指令値I S の反転値である。 The output current I c of the converter is the inverted value of the input current I S from the power source, and * command value I c of the converter output current which is a command value I S * of the inverted value of the input current from the power supply. 故に、 Therefore,
入力電流I Sはその指令値I S に追従して制御されることになる。 Input current I S will be controlled so as to follow its command value I S *.

次に直流コンデンサC dの電圧V dの制御動作を説明する。 Next will be described a control operation of the voltage V d of the DC capacitor C d.

比較器C 1によって直流電圧検出値V dとその指令値V d を比較する。 By the comparator C 1 and the DC voltage detection value V d for comparing the command value V d *. V d >V dの場合、偏差ε は正の値となり、 In the case of V d *> V d, deviation ε V is a positive value,
制御補償回路G V )を介して、入力電流波高値I mを増加させる。 Control compensation circuit through a G V (S), to increase the input current peak value I m. 入力電流指令値I S は、(1)式で示したように電源電圧と同相の正弦波で与えられる。 Input current command value I S * is given by a sine wave of the supply voltage and phase as shown in (1). 故に、実入力電流I Sが前述の如く、I S =I S に制御されるものとすれば、上記波高値I mが正の値のとき、次式で示される有効電力P Sが単相電源SUPから、コンバータCONVを介して直流コンデンサC dに供給される。 Thus, as the actual input current I S described above, if the one controlled to I S = I S *, when the peak value I m is a positive value, active power P S represented by the following formula is a single from phase power SUP, it is supplied to the DC capacitor C d via the converter CONV.

P S =V S ×I S =V m・I m・(sinωt) =V m・I m・(1−cos2ωt)/2 …(2) 従って、エネルギーP S・tが直流コンデンサC d A P S = V S × I S = V m · I m · (sinωt) 2 = V m · I m · (1-cos2ωt) / 2 ... (2) Therefore, the energy P S · t is the DC capacitor C d として蓄積され、その結果、直流電圧V dが上昇する。 Is accumulated as a result, the DC voltage V d is increased.

P S =V S ×I S =V m・I m・(sinωt) =V m・I m・(1−cos2ωt)/2 …(2) 従って、エネルギーP S・tが直流コンデンサC d A P S = V S × I S = V m · I m · (sinωt) 2 = V m · I m · (1-cos2ωt) / 2 ... (2) Therefore, the energy P S · t is the DC capacitor C d として蓄積され、その結果、直流電圧V dが上昇する。 Is accumulated as a result, the DC voltage V d is increased.

逆にV d <V dとなった場合、偏差ε は負の値となり、 If you became a V d * <V d to the contrary, the deviation ε V is a negative value,
制御補償回路G V )を介して上記波高値I mを減少させついにはI m <0とする。 Through control compensation circuit G V (S) finally reduces the peak value I m and I m <0. 故に、有効電力P Sも負の値となり、今度は、エネルギーP S tが直流コンデンサC dから電源に回生される。 Therefore, the effective power P S becomes a negative value, in turn, the energy P S t is regenerated to the power supply from the DC capacitor C d. その結果、直流電圧V dは低下し、最終的にV d =V d 制御される。 As a result, the DC voltage V d is reduced, is finally V d = V d * control.

負荷装置LOADは例えば、公知のPWMインバータ駆動誘導電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデンサC dに対して、電力のやりとりを行う。 Load device LOAD, for example, there are known PWM inverter driving an induction motor or the like, with respect to the DC voltage source serving DC capacitor C d, performs power exchange. 負荷装置LOADが電力を消費すれば、直流電圧V dが低下するが、上記制御によって電源から有効電力P Sを供給して常にV d ≒V d に制御される。 If the load device LOAD is by consuming power, DC is the voltage V d falls always controlled to V d ≒ V d * and supplies active power P S from the power supply by the control. 逆に負荷装置LOADから電力回生(誘導電動機を回生運転した場合)が行われると、V dが一旦上昇するが、その分電源SUPに有効電力P Sを回生することにより、やはりV d ≒V d となる。 Conversely, when the power regeneration from the load device LOAD (if the induction motor and regenerative operation) are performed, but V d is temporarily increased, by regenerating the active power P S in correspondingly supply SUP, also V d ≒ V the d *. すなわち負荷装置LOADの電力消費あるいは電力回生に応じて、電源SUPから供給する電力P S That according to the power consumption or power regeneration of the load device LOAD, power P S is supplied from the power source SUP
が自動的に調整されているのである。 Is the is adjusted automatically.

このとき、入力電流I Sは電源電圧と同相あるいは逆相(回生時)の正弦波に制御されるので、当然入力力率= At this time, since the input current I S is controlled to a sine wave of the supply voltage in phase or opposite phase (during regenerative), naturally input power factor =
1で高調波成分はきわめて小さい値となる。 Harmonic component 1 becomes very small value.

〔背景技術の問題点〕 [Problem of the background art]

このような従来の電力変換装置では、次のような問題点があった。 In such a conventional power converting apparatus has the following problems.

すなわち、パルス幅変調制御コンバータは、その変調周波数(数キロヘルツ)でスイッチング動作を行う必要があり、通常GTO(ゲートターンオフ)サイリスタ等の自己消弧素子を用いなければならない。 That is, the pulse width modulation control converter, it is necessary to perform the switching operation at the modulation frequency (several kilohertz), usually GTO (gate turn-off) should be used self-turn-off devices of the thyristor. 当該GTOサイリスタ等の素子は近年大容量化が進められ、市場に出回るようになってきたが、普通のサイリスタに比較すると、過負荷耐量にとぼしく、素子の値段も高価になるきらいがある。 The device of GTO thyristor such capacity is advanced in recent years has come to hit the market, when compared to an ordinary thyristor, poor overload capacity, there is Kirai also becomes expensive price of the device.

また、高周波でスイッチング動作を行うため素子のスイッチング損失やスナバ回路の損失が増大し、変換器の効率が低下するばかりでなく、素子を冷却する装置も大形化する欠点があった。 The high frequency loss of the switching loss and snubber circuit elements for performing the switching operation is increased by not only the efficiency of the converter is lowered, there is a drawback that device is also increased in size to cool the device.

さらにGTO素子等では不十分なゲート信号を与えると素子破壊をまねくため、最小のオン時間あるいは最小のオフ時間というものを確保しなけばならず、その部分はむだ時間となり、変換器の変換能力を低下させてしまう。 To further cause element destruction Given insufficient gate signal in GTO element or the like, should cry ensured that that minimum on-time or minimum off-time, that portion becomes dead time, converter conversion capabilities It would reduce the.
例えばPWM制御の周波数を1kHz、上記最小オン、オフ時間を100μsecとした場合、変調率は80%が限度となってしまう。 For example 1kHz frequency of the PWM control, the minimum on, when the 100μsec the off time, the modulation rate of 80% becomes the limit. これは変調周波数を高くすればするほど、変調率の限界値を低下させる傾向にある。 This The higher the modulation frequency, there is a tendency to lower the limit value of the modulation rate.

以上の点から従来の電力変換装置は大容量化が難しく、 Conventional power conversion apparatus from the viewpoint of more difficult capacity,
装置の値段が高くなるという欠点が出てくる。 Comes out is a disadvantage that the price of the device is increased.

〔発明の目的〕 [The purpose of the invention]

本発明は以上に鑑みてなされたもので、パルス幅変調(PWN)制御を行うことなく、商用周波数にて素子のスイッチング動作をさせ、交直電力変換を行い、しかも受電端の基本波力率を1に保持できる電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, without performing the pulse width modulation (PWN) control, to the switching operation of the device at a commercial frequency, performs AC-DC power conversion, yet the fundamental wave power factor of the receiving end and to provide a control method of a power converting apparatus can be held in 1.

〔発明の概要〕 SUMMARY OF THE INVENTION

本発明によれば、この目的は交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介して接続された自励コンバータと、 According to the present invention, this object is achieved with an AC power source, a self-excited converter which is connected via an AC reactor to the AC power supply,
該自励コンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを直流電源とする負荷装置と、前記交流電源から供給される無効電力を制御する手段と、 And connected to the smoothing capacitor to the DC side of the free-excited converter, and a load device for the the smooth capacitor and a DC power supply, and means for controlling the reactive power supplied from the AC power source,
該無効電力制御手段からの出力信号に応じて前記平滑コンデンサの直流電圧を制御する手段と、該直流電圧制御手段からの出力信号に応じて前記自励コンバータの交流側発生電圧の前記交流電源電圧に対する位相差を制御する手段で電力変換装置を構成することによって達成出来る。 Means and said AC power supply voltage of the AC side generated voltage of the self-excited converter in accordance with the output signal from the DC voltage control means for controlling the DC voltage of the smoothing capacitor in accordance with an output signal from said reactive power control means It can be achieved by configuring a power conversion device by a means for controlling the phase difference with respect to.

〔発明の実施例〕 EXAMPLE OF THE INVENTION

第1図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図である。 Figure 1 is a block diagram showing an embodiment of a power conversion device of the present invention.

図中、BUSは3相交流電源の電線路、L Sは交流リアクトル、TRは電源トランス、CONVは自励コンバータ、C dは直流平滑コンデンサ、LADは負荷装置である。 In the figure, BUS electric wire path of the three-phase AC power source, L S is AC inductor, TR power transformer, CONV is self-excited converter, C d is DC smoothing capacitor, LAD load device.

また、制御回路として、交流電流検出器CT、交流電圧検出器PT、無効電力演算回路VAR、無効電力設定器VRQ、比較器C1,C2、加算器AD、無効電力制御補償回路HQ(S)、 Further, as a control circuit, an AC current detector CT, the AC voltage detector PT, reactive power computing circuit VAR, the reactive power setter VRQ, comparators C1, C2, the adder AD, the reactive power control compensation circuit HQ (S),
直流電圧設定器VRV、直流電圧制御補償回路GV(S)、絶縁増幅器ISO、及び位相制御回路PHCが用意されている。 DC voltage setter VRV, DC voltage control compensation circuit GV (S), isolation amplifier ISO, and the phase control circuit PHC is prepared.

第2図は、第1図の自励コンバータCONVの具体的構成例を示すもので、4台の電圧形自励コンバータCONV−1〜 Figure 2 is shows a specific configuration of the self-excited converter CONV of FIG. 1, four voltage-type self-excited converter CONV-. 1 to the
CONV−4が、直流平滑コンデンサC dに並列接続されている。 CONV-4 is connected in parallel to DC smoothing capacitor C d. 当該コンバータCONV−1〜CONV−4の交流側は各々3相電源トランスTR 1 〜TR 4に接続されており、当該4台の電源トランスの1次巻線は各相毎に直列接続されている。 AC side of the converter CONV-1~CONV-4 are each connected to a three-phase power transformer TR 1 to Tr 4, 1 winding of the four power transformer are connected in series for each phase .

第3図は当該4台の電源トランスの1次巻線の接続例を示す。 Figure 3 shows a connection example of the four power transformer primary winding. 各相毎に直列接続され、全体としてΔ結線を行なっている。 Connected in series for each phase, we are subjected to Δ connection as a whole.

すなわち、第2図の4台の自励コンバータCONV−1〜CO That is, the self-excited the four second view converter CONV-1~CO
NV−4の交流側発生電圧は、電源トランスTR 1 〜TR 4の1 AC side generated voltage of the NV-4 is 1 power transformer TR 1 to Tr 4
次側で和電圧となって出力される。 It is outputted as the sum voltage at the next side.

第4図は、第2図の自励コンバータの動作を示すタイムチャート図である。 Figure 4 is a time chart showing the operation of the self-excited converter of FIG. 2.

第2図の自励コンバータCONV−1は自己消弧素子(例えば、ゲートターンオフサイリスタGTO等)S 1 〜S 6及びホイーリングダイオードD 1 〜D 6で構成されており、そのゲート信号は第4図のSGで示すモードで与えられる。 Self-converter CONV-1 of FIG. 2 is a self-turn-off devices (e.g., a gate turn-off thyristor GTO, etc.) consists of a S 1 to S 6 and wheeling diodes D 1 to D 6, the gate signal and the fourth It is given by mode shown in the diagram SG. これによって、電源トランスTR 2のU相巻線にはV U1の電圧が、V相巻線にはV V1の電圧が、またW相巻線にはV W1が発生させられる。 Accordingly, the voltage of the U-phase winding of the power transformer TR 2 V U1 is, the V-phase winding voltage V V1 is also V W1 is generated in the W-phase winding. なお、V U1の波形で、“0"は0 V出力を“+1"は直流電圧値+V d出力を、“−1"は−V d V出力を表わす。 Incidentally, the waveform of V U1, "0" and the 0 V output "+1" in the DC voltage value + V d output V, "- 1" represents a -V d V output.

第2図の他の自励コンバータCONV−2〜CONV−4も同様に構成され、同様の出力電圧を発生するようにゲート信号が与えられる。 Configured similarly other self-converter CONV-2~CONV-4 of FIG. 2, the gate signal is supplied to generate the same output voltage. ただし、各コンバータの点弧信号は15 However, firing signal of each converter 15
゜ずつずらして与えられ、それによって交流側発生電圧も15゜ずつずれた形で出力される。 ° given shifted by, thereby the AC side generated voltage is also output in the shifted form by 15 °.

第4図のV U1 ,V U2 ,V U3 ,V U4は4台のコンバータのU相発生電圧を示すもので、これによって電源トランスTR 1 〜T Figure 4 of the V U1, V U2, V U3 , V U4 is shows the U-phase voltage generated four converters, whereby the power supply transformer TR 1 through T
R 4の1次側電圧はV cUのようになる。 Primary voltage of the R 4 is as V cU.

V cU =V U1 +V U2 +V U3 +V U4破線は当該発生電圧V cUの基本波成分を示すもので、電源電圧(U相)V SUに対して位相がαだけ遅れている。 V cU = V U1 + V U2 + V U3 + V U4 broken line shows the fundamental component of the generated voltage V cU, the phase is delayed by α with respect to the supply voltage (U-phase) V SU.
このとき、自励コンバータCONV−1の自己消弧素子S 1のゲート信号のオン開始点は電源電圧V SUに対して位相がα+(15゜/2)だけ遅れる。 At this time, on the start point of the self-excited converter CONV-1 self-turn-off devices S 1 of the gate signal phase delayed by alpha + (15 ° / 2) with respect to the power supply voltage V SU.

他のV相、W相も同様の電圧となる。 Other V-phase, W-phase becomes the same voltage.

以上のことから第1図の自励コンバータCONVの交流側発生電圧V cの位相はゲート信号の点弧タイミングを調整することにより制御され、またV cの振幅値(波高値)は直流電圧V dの値によって決定されることがわかる。 More than that from the AC side generated voltage V c of the self-excited converter CONV of FIG. 1 phase is controlled by adjusting the ignition timing point of the gate signal and the amplitude value of V c (peak value) DC voltage V It understood to be determined by the value of d.

また、4台のコンバータを電源トランスによって交流側で直列接続し、ゲート位相をずらして多重運転しているのは、交流側発生電圧V cを正弦波に近ずけるためで、入力電流の高調波成分の低減を図ることを目的とする。 Further, the four converters connected in series with AC side by the power supply transformer, what multiplexing operation by shifting the gate phase, the AC side generated voltage V c in order Keru not a near-sinusoidal, harmonics of the input current and an object thereof is to reduce the wave components.

以上の点をふまえて、第1図の装置の制御動作を説明する。 Based on the above points, illustrating the control operation of the apparatus of Figure 1.

まず、平滑コンデンサC dの直流電圧V dの制御動作を説明する。 First, the control operation of the DC voltage V d of the smoothing capacitor C d.

直流電圧V dはコンバータCONVにゲート信号を与えない状態ではホイーリングダイオードD 1 〜D 6等があるため交流電圧(トランス2次電圧)の DC voltage V d converter in a state which does not give the gate signal to the CONV wheeling diodes D 1 to D AC voltage because of the 6 or the like (trans secondary voltage) に充電される。 It is charged to.

この状態からさらに直流電圧V dを増加させるにはコンバータCONVにゲート信号を与え、第4図で示したように、 Giving a gate signal to the converter CONV to further increase the DC voltage V d from this state, as shown in FIG. 4,
コンバータの出力電圧V cを電源電圧V Sに対して、位相α The output voltage V c of the converter to the power supply voltage V S, the phase α
だけ遅らせる。 Delaying. これによって、交流リアクトルL SにはV L By this, AC reactor L to S V L
=V S −V Lの電圧が印加を満足している。 = A voltage V S -V L is applied L = S - are satisfied or c. このとき、入力電流 In this case, the input current S is となる。 To become.

この状態から平滑コンデンサC dの電圧V dを増加させるために、位相角をαからα′に増加させると、交流リアクトルL Sの印加電圧は、 ′= ′ となり、入力電流 ′は In order to increase the voltage V d of the smoothing capacitor C d from this state, 'increasing the applied voltage of the AC reactor L S is, L' alpha phase angle from alpha = S - c ', and the input current S 'I am となる。 To become. I S ′は有効分I P ′と無効分I Q ′に分離できるが、当該有効電流分I P ′の増加によって、電源から平滑コンデンサC dへ供給される電力が増大し、直流電圧V dを上昇させることができる。 I S 'is the effective component I P' 'can be separated, the active current component I P' reactive component I Q and by an increase in, the power supplied from the power supply to the smoothing capacitor C d increases, the DC voltage V d it can be increased.

直流電圧V dを減少させるには、上記遅れ位相角αを小さくすればよい。 To reduce the DC voltage V d, it may be reduced to the delay phase angle alpha.

たらに負荷装置LADがインバータ駆動の誘導電動機等である場合、回生ブレーキをかけたときには、平滑コンデンサC dの直流電圧V dが上昇してくるが、このときには、コンバータの交流側発生電圧V cの電源電圧V Sに対する位相を進み位相とすることにより、交流リアクトルL S If cod to a load device LAD is an induction motor or the like of an inverter drive, when multiplied by the regenerative brake is a DC voltage V d of the smoothing capacitor C d comes to rise, in this case, the converter AC side generated voltage V c with the phase advance phase with respect to the supply voltage V S, AC reactors L S
に印加される電圧V Lを反転し、有効電力を電源にもどすことができる。 Inverting the voltage V L applied to, can return the active power supply. このときには、上記進み位相角−αを増大させれば、より多く電力が回生され、直流電圧V dを減少させることができる。 At this time, if increasing the phase advance angle-.alpha., more power is regenerated, it is possible to reduce the DC voltage V d.

第6図は、第1図の位相制御回路PHCの具体的な構成図を示すもので、破線で囲まれた部分がPHCである。 Figure 6 is shows a specific configuration diagram of a phase control circuit PHC of Fig. 1, a portion surrounded by a broken line is a PHC.

図中CVは3相/2相変換回路、DTCは位相差演算回路、TBL Figure CV is 3-phase / 2-phase conversion circuit, DTC the phase difference calculation circuit, TBL
3は、ROMメモリ等に記憶された逆正弦テーブル、C 3は比較器、Kαは比例増幅器、ADDは加算器、FOは基準周波数設定器、V/Fは電圧/周波数変換器、CNTはカウンタ、 3, arcsine table stored in ROM memory or the like, C 3 comparator, K [alpha proportional amplifier, ADD is an adder, FO is the reference frequency setter, V / F voltage / frequency converter, CNT is a counter ,
TBL1は正弦、余弦テーブル、TBL2は矩形波テーブル、GC TBL1 is sine, cosine table, TBL2 rectangular wave table, GC
はゲートアンプ回路である。 It is a gate amplifier circuit.

直流電圧制御補償回路G V )から位相差指令値α が与えられる。 A phase difference command value alpha * given from the DC voltage control compensation circuit G V (S).

比較器C 3によって上記位相差指令値α と位相差検出値αが比較され、当該偏差ε =α −αが比例増幅器K The phase difference command value alpha * and the phase difference detection value alpha is compared by the comparator C 3, the deviation ε 3 = α * -α proportional amplifier K
αを介して、加算器ADDに入力される。 Through the alpha, it is inputted to the adder ADD. また、基準周波数設定器FOは、次の電圧/周波数変換器V/Fを介して、 The reference frequency setter FO via the following voltage / frequency converter V / F,
電源周波数のn倍の周波数 =n・のパルス列を発生させる設定器で、加算器ADDによって上記Kα In setter for generating a pulse train of n times the frequency O = n · S of the power supply frequency S, the Kα by the adder ADD
の出力と減算される。 The output of the subtraction. 加算器ADDの出力信号をV/F変換し、周波数 −Δのパルス列が得られる。 The output signal of the adder ADD converts V / F, a pulse train of frequency O - [delta is obtained. 次のカウンタCNTはV/F変換器からのパルス列を計数するもので、 The next counter CNT intended to count the pulse train from the V / F converter,
計数値nを最大とし、0にもどる。 The count value n is the maximum, returns to 0. 正弦、余弦テーブル Sine, cosine table
TBL1はリードオンリーメモリROMに正弦波及び余弦波を記憶させたもので、上記カウンタCNTの計数値を番地とする入力を与えてやると、それに応じた正弦波及び余弦波が出力される。 TBL1 than that stores the sine wave and cosine wave in the read only memory ROM, when'll give input to address the count value of the counter CNT, sine wave and cosine wave corresponding thereto is output.

比例増幅器Kαからの出力信号Δが零の場合、テーブルTBL1の出力信号は次の正弦波X及び余弦波Yが発生させられる。 When the output signal Δ from the proportional amplifier Kα is zero, the output signal of the table TBL1 next sine wave X and a cosine wave Y is generated.

X=sin(ω S t−α) Y=cos(ω S t−α) ただし、ω =2π は電源電圧V Sの角周波数、αは電源電圧V Sに対する位相差である。 X = sin (ω S t- α) Y = cos (ω S t-α) , however, ω S = 2π S is the angular frequency of the power source voltage V S, alpha is the phase difference with respect to the power supply voltage V S.

また矩形波テーブルTBL2はカウンタCNTの計数値によって、上記正弦波X及び余弦波Yに同期した矩形波を発生するもので、ゲートアンプGCを介して、コンバータCONV Further the count value of the rectangular wave table TBL2 counter CNT, intended to generate a rectangular wave synchronized with the sine wave X and a cosine wave Y, via a gate amplifier GC, converter CONV
のゲート信号を与える。 Give the gate signal.

第4図のコンバータの交流側発生電圧V cUの基本波成分(破線で表わしたもの)が上記正弦波Xに対応し、そのときゲートアンプGCからは、コンバータCONV−1に対して、第4図のSGの信号が与えられる。 Fundamental wave component of the AC side generated voltage V cU converter of FIG. 4 (a representation by a broken line) corresponds to the sine wave X, from the time gate amplifier GC, relative to the converter CONV-1, 4 signal SG figure given.

一方、電源電圧V Sに対するコンバータの交流側発生電圧 On the other hand, the converter on the AC side generated voltage with respect to the power supply voltage V S
V cの位相差αは次のように検出される。 Phase difference of V c alpha is detected in the following manner.

まず、計器用トランス等により、3相交流電源の電圧 First, the instrument transformers, three-phase AC power supply voltage
V U ,V V ,V Wを検出し、3相/2相変換器CVに入力する、3相電圧を V U =V m・sinω S t V V =V m・sin(ω S t−2π/3) VW=Vm・sin(ωs t+2π/3) とした場合、2相出力X S ,Y Sは X S =V U /V m =sinω S t V U, V V, and detects the V W, and inputs to the 3-phase / 2-phase converter CV, a 3-phase voltage V U = V m · sinω S t V V = V m · sin (ω S t-2π / 3) when the VW = Vm · sin (ωs t + 2π / 3), 2 -phase output X S, Y S is X S = V U / V m = sinω S t から求められる。 Obtained from.

位相差演算回路DTCは、当該2相出力X S ,Y Sと前述のテーブルTBL1の出力信号X,Yを用いて、次の演算を行うことにより、位相差αの正弦値を出力する。 Phase difference calculation circuit DTC is the 2-phase output X S, Y S and the output signal X of the above table TBL1, using Y, by performing the following calculation, and outputs the sine value of the phase difference alpha.

sinα=X S・Y−Y S・X =sinω S t×cos(ω S t−α)−cosω S t×sin(ω sinα = X S · Y-Y S · X = sinω S t × cos (ω S t-α) -cosω S t × sin (ω
S t−α) =sin{ω S t−(ω S t−α)} この正弦値sin αを番地として、逆正弦テーブルTBL3のメモリから位相差αを読み出すことができる。 S t-α) = sin { ω S t- (ω S t-α)} as address the sine value sin alpha, can be read out phase difference alpha from the memory of the inverse sine table TBL3.

位相差指令値α に対して、検出位相差αが小さい場合、偏差ε =α −αは正の値となり、Δを増加させる。 The phase difference command value alpha *, if the detected phase difference alpha is small, the deviation ε 3 = α * -α is a positive value, increasing the delta. 故に、V/F変換器の周波数 −Δは低くなり、カウンタCNTの進み速度を遅くする。 Thus, the frequency O - [delta of V / F converter is low, slowing the advance rate of the counter CNT. 従って、コンバータの点弧、タイミングがその分だけ遅れ、位相差α Accordingly, ignition of the converter, the timing is delayed by that amount, a phase difference α
を大きくする。 It is increased. この結果は、テーブルTBL1の出力信号X, As a result, the output signal X of the table TBL1,
Yにも現われる。 Also it appears in the Y. すなわち、sin(ω S t−α)及びcos In other words, sin (ω S t-α ) and cos
(ω S t−α)のαが大きくなり、検出位相差αが大きくする。S t-α) α becomes large, the detected phase difference α is increased.

逆に、α <αとなった場合、偏差ε は負の値となり、V/F変換器の出力周波数 −Δを高める。 The opposite situation, when alpha * <alpha, deviation epsilon 3 becomes a negative value, increasing the output frequency O - [delta of V / F converter. 故に位相遅れ角αが小さくなって、α =αとなって落ち着く。 Therefore the phase lag angle α becomes smaller, settle down and become a α * = α.

すなわちコンバータCONVの交流側発生電圧V cの電源電圧 That power supply voltage of the AC side generated voltage V c of the converter CONV
V Sに対する位相遅れ角αは、直流電圧制御補償回路からの指令値α に一致するように制御される。 Phase delay angle alpha with respect to V S is controlled so as to coincide with the command value from the DC voltage control compensation circuit alpha *.

次に、受電端の無効電力制御の動作を説明する。 Next, the operation of the reactive power control of the receiving end.

まず、受電端の3相交流電圧及び、3相交流電流を変成器PT及び変流器CTによって検出する。 First, three-phase AC voltage of the receiving end and the 3-phase alternating current detected by the transformer PT and the current transformer CT.

無効電力演算回路VARは上記電圧、電流値から無効電力値Qを演算するもので、具体的には、上記電圧検出値を Reactive power calculation circuit VAR is the voltage, one for calculating the reactive power value Q from the current value, specifically, the voltage detection value
90゜ずらした値に、検出電流値を乗じ、それを3相分加え合わせたものが、瞬時の無効電力Qとなる。 90 DEG likeness value, multiplied by the detected current value, is that the combined addition of it three phases, the instantaneous reactive power Q. 無効電力検出値Qは、比較器C 1に入力され無効電力設定値Q と比較される。 Reactive power detected value Q is compared is input reactive power setpoint Q * to the comparator C 1. 通常受電端の入力力率は1にするのが望ましく、上記指令値Q は零に設定される。 Input power factor of the normal power receiving end is desirable to 1, the command value Q * is set to zero.

比較器C 1は偏差ε =Q −Qを次の無効電力制御補償回路H Q )に入力する。 The comparator C 1 inputs the deviation ε 1 = Q * -Q the next reactive power control compensation circuit H Q (S).

H Q )の出力ΔV d は加算器ADに入力され、直流電圧設定器VRVの出力信号V dO に加算される。 Output [Delta] V d of H Q (S) * is inputted to the adder AD, it is added to the output signal V dO * DC voltage setter VRV.

無効電力検出値Q(進みを正とする)が指令値Q より小さくなった場合、偏差ε は正の値となり直流電圧指令値V d =V dO +Δ を増加させる。 If reactive power detected value Q (Take a positive) is smaller than the command value Q *, the deviation epsilon 1 increases the positive value and becomes the DC voltage command value V d * = V dO * + Δ d *. 直流電圧V dは当該指令値V d に一致するようにコンバータCONVの交流側発生電圧V cの位相角αが制御される。 DC voltage V d is the phase angle of the AC side generated voltage V c of the converter CONV to match the command value V d * alpha is controlled.

直流電圧V dが大きくなることにより、コンバータの交流側発生電圧V cの振幅値(波高値)が増大する。 By DC voltage V d is increased, the amplitude value of the converter on the AC side generated voltage V c (peak value) is increased. この結果、交流リアクトルL Sに印加される電圧V L =V S −V cのうち電源電圧V Sと逆相成分が増大し入力電流I Sの進み無効電流成分が増加させる。 Consequently, reactive current component advances the AC reactor L voltage is applied to the S V L = V S supply voltage V S and the negative-phase component of the -V c is increased input current I S increases. 故にQ(進み)が増加し、Q= Therefore Q (lead) is increased, Q =
Q となるように制御される。 Is controlled in such a way that Q *.

第7図は、交流側電圧電流のベクトル図の他の例を示すもので、電源電圧V Sに対して入力電流I Sは角度δだけ遅れて流れている場合を表わす。 Figure 7 is shows another example of a vector diagram of the AC side voltage current, represents the case where the input current I S to the power supply voltage V S is flowing delayed by an angle [delta]. その有効分I P及び無効分 The active component I P and reactive component
I Qは、次のように表わされる。 I Q is represented as follows.

I P =I S・cosδ I Q =I S・sinδ このため、受電端の無効電力Qは遅れ(負の値)となり For this I P = I S · cosδ I Q = I S · sinδ, reactive power Q of the receiving end is delayed (negative value) and
Q =1に設定した場合、偏差ε =Q −Qは正の値となる。 If set to Q * = 1, the deviation ε 1 = Q * -Q has a positive value.

故に直流電圧V dはその指令値V d に従ってΔV dだけ増加し、コンバータ交流電圧V cをΔV c ∝Δv dだけ増加させる。 Thus the DC voltage V d is increased by [Delta] V d according to the command value V d *, increases the converter AC voltage V c by ΔV c αΔv d. 従って交流リアクトルL Sには、 ′= −( Thus the AC inductor L S, L '= S - (
+Δ )の電圧が印加され、入力電流 c + voltage delta c) is applied, the input current S S '
のように変化させる。 Changing as. すなわち、無効電流成分I Qを減少させるように制御される。 That is controlled so as to reduce the reactive current component I Q.

なお、このとき有効電流成分I Pが増加するため直流電圧 Incidentally, a DC voltage the effective current component I P increases this time
V dの値を、指令値V d より大きくする傾向にあるが、その分、今度は位相差αが小さくなり、V Lを減少させて、 The value of V d, although the command value V d * tendency to larger and correspondingly, in turn decreases the phase difference alpha, reduces V L,
I Pを減らす。 Reducing the I P. 最終的にはQ=Q 、V d =V d となって落ち着く。 And finally Q = Q *, settle down in a V d = V d *.

Q <Qとなった場合には、偏差ε は負の値となり、 In the case of a Q * <Q is, deviation ε 1 is a negative value,
直流電圧V dを減少させることにより、最終的にQ=Q By reducing the DC voltage V d, and finally Q = Q *
になるように制御される。 It is controlled so as to be.

る。 That.

第8図は、負荷電流I Lに対する直流電圧値V d及びコンバータ交流電圧V cの位相差αを表わしたもので、そのときの交流側電圧電流ベクトル図を第9図に示す。 Figure 8 is a representation of a phase difference α of the load current I DC voltage value for L V d and the converter AC voltage V c, showing the AC side voltage current vector diagram of the time in FIG. 9.

すなわち、入力電流I Sは電源電圧V Sと同相(力率=1) That is, the input current I S is the supply voltage V S and the phase (power factor = 1)
に制御され、負荷電流I Lに比例してI Sの大きさを増加する。 It is controlled to be in proportion to the load current I L to increase the size of the I S.

交流リアクトルL Sに印加される電圧V Lは、 =jωL S Voltage V L applied to the AC reactor L S is, L = j.omega.L S
で決定され、コンバータ交流電圧V c Is determined by S, the converter AC voltage V c is c = S -
で決まる。 Determined by the L. 故に、 Therefore, となる。 To become.

〔発明の効果〕 〔Effect of the invention〕

以上、詳述したように本発明によれば、自励コンバータ As described above, according to the present invention as described in detail, self-converter
CONVをパルス幅変調制御することなく、交直電力変換を行うことができ、しかも受電端の基本波力率を常に1に保持することも可能となる。 Without controlling pulse width modulation CONV, you can perform AC-DC power conversion, yet it is possible to hold the fundamental wave power factor of the receiving end always 1.

従って、コンバータを構成するスイッチング素子のスイッチング周波数は、電源周波数程度となり、必ずしも自己消弧素子(ゲートターンオフサイリスタや大電力トランジスタ等)を用いなくとも、従来の強制転流回路を有するサイリスタ回路でも達成できるようになる。 Therefore, the switching frequency of the switching elements constituting the converter, becomes about power frequency, always without using the self-turn-off devices (gate turn-off thyristors or large power transistor or the like), even thyristor circuit having a conventional forced commutation circuit achieved become able to. 故に大容量化が容易となり、電鉄変電所用の交直変換器等、大規模なシステムにも実現可能となる。 Thus larger capacity is facilitated, AC-DC converter or the like of the railway substation, also be realized in large-scale systems.

また、自己消弧素子を使った場合でも素子のスイッチング損失やスナバ回路の損失が小さくなり、変換効率を向上させるだけでなく、冷却装置の容易低減が図れるようになる。 Also, loss of the switching loss and snubber circuit elements even when using self-turn-off device is reduced, not only improve the conversion efficiency, so attained easy reduction of the cooling device.

さらに、従来のPWM変換器で問題となっていたゲートターンオフサイリスタ等の最小オン・オフ時間の確保のためのむだ時間が、コンバータの利用率を低下させていたが、本発明装置ではスイッチング周波数が低いため、その影響はほとんどなくなっている。 Further, the dead time for the minimum on and off times ensure such gate turn-off thyristor which has been a problem in the conventional PWM converter, had reduced the utilization of the converter, the switching frequency in the present invention device low order, the effect is almost gone.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

第1図は本発明の電力変換装置の一実施例を示す構成図、第2図は第1図の装置の自励コンバータの具体的例を示す構成図、第3図は第2図の電源トランスの1次側結線図、第4図は第2図の自励コンバータの動作を示すタイムチャート図、第5図、第7図、第9図は第1図の装置の動作を説明するための電圧電流ベクトル図、第6 Constitutional view showing one embodiment of a power converter of FIG. 1 according to the present invention, FIG. 2 is a configuration diagram showing a specific example of the self-excited converter of the apparatus of Figure 1, Figure 3 is a power supply of FIG. 2 primary connection diagram of a transformer, Figure 4 is a time chart showing the operation of the self-excited converter of FIG. 2, FIG. 5, FIG. 7, FIG. 9 is for explaining the operation of the apparatus of Figure 1 voltage-current vector diagram of the sixth
図は第1図の装置の位相制御回路の具体的構成図、第8 FIG Specifically configuration diagram of a phase control circuit of the apparatus of FIG. 1, 8
図は、本発明装置を説明するための特性図、第10図は従来の電力従来装置の構成図である。 Figure is a characteristic diagram for describing the present invention apparatus, FIG. 10 is a block diagram of a conventional power conventional apparatus. BUS……3相交流電源の電線路、L S ……交流リアクトル、TR……電源トランス、CONV……自励コンバータ、C d BUS ...... 3-phase AC power supply electric line of, L S ...... AC reactors, TR ...... power transformer, CONV ...... self-converter, C d
……平滑コンデンサ、LAD……負荷装置、CT……変流器、PT……変成器、VAR……無効電力演算回路、ISO…… ...... smoothing capacitor, LAD ...... load device, CT ...... current transformer, PT ...... transformer, VAR ...... reactive power calculation circuit, ISO ......
絶縁増幅器、C 1 ,C 2 ……比較器、VRQ……無効電力設定器、H Q )……無効電力制御補償回路、VRV……直流電圧設定器、AD……加算器、G V )…直流電圧制御補償回路、PHC……位相制御回路。 Isolation amplifier, C 1, C 2 ...... comparator, VRQ ...... reactive power setter, H Q (S) ...... reactive power control compensation circuit, VRV ...... DC voltage setter, AD ...... adder, G V (S) ... DC voltage control compensation circuit, PHC ...... phase control circuit.

Claims (1)

    【特許請求の範囲】 [The claims]
  1. 【請求項1】交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを介して交流側が接続された自励コンバータと、該自励コンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを直流電源とする負荷装置を備えた電力交換装置において、 前記交流電源の電圧及び電流から無効電力を演算する無効電力演算手段と、 前記交流電源の無効電力を設定する無効電力設定手段と、 該無効電力設定手段の出力と前記無効電力演算手段の出力との偏差信号が印加され前記交流電源から供給される無効電力を制御する無効電力制御手段と、 前記平滑コンデンサの電圧を設定する直流電圧設定手段と、 該直流電圧設定手段の出力と前記無効電力制御手段の出力の加算値を直流電圧の指令値とし、前記平滑コンデンサの検出電圧を帰還値として印加さ And 1. A AC power source, a self-excited converter AC side are connected via an AC reactor to the AC power supply, a smoothing capacitor connected to the DC side of the free-excited converter, and the the smooth capacitor DC power supply in the load device power exchange device having a to a reactive power calculating means for calculating a reactive power from the voltage and current of the AC power source, a reactive power setting means for setting a reactive power of said AC power source, the reactive power setting device and reactive power control means for the deviation signal output and the output of the reactive power calculation means controls the reactive power is applied is supplied from the AC power source, a DC voltage setting means for setting a voltage of the smoothing capacitor, the the sum of the output of the reactive power control means and the output of the DC voltage setting means as the command value of the DC voltage applied is the detection voltage of the smoothing capacitor as a feedback value 、前記交流電源の電圧と前記自励コンバータの交流側発生電圧との位相差指令値を出力する直流電圧制御手段と、 少くとも前記交流電源の電圧が印加され、前記自励コンバータの交流側発生電圧の前記交流電源電圧に対する位相差を演算する位相差演算手段と、 前記直流電圧制御手段の出力を基準信号とし、前記位相差演算手段の出力を帰還信号として印加され、前記自励コンバータへのゲート信号を発生する手段を具備してなる電力変換装置。 The voltage of the AC power supply and said DC voltage control means for outputting a phase difference command value of the AC side generated voltage of the self-excited converter, is at least the applied voltage of the AC power source, the self-excited converter AC side generated a phase difference calculating means for calculating a phase difference with respect to the AC power supply voltage of the voltage, the output of the DC voltage control means as a reference signal, is applied the output of said phase difference computation means as a feedback signal, said the self-excited converter power converter comprising comprising: means for generating a gate signal.
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