JPH0752222B2 - 探知装置 - Google Patents
探知装置Info
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- JPH0752222B2 JPH0752222B2 JP63152916A JP15291688A JPH0752222B2 JP H0752222 B2 JPH0752222 B2 JP H0752222B2 JP 63152916 A JP63152916 A JP 63152916A JP 15291688 A JP15291688 A JP 15291688A JP H0752222 B2 JPH0752222 B2 JP H0752222B2
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
- G01S3/80—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
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- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
- G01S3/80—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using ultrasonic, sonic or infrasonic waves
- G01S3/802—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
- G01S3/8022—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using the Doppler shift introduced by the relative motion between source and receiver
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- G—PHYSICS
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- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S15/00—Systems using the reflection or reradiation of acoustic waves, e.g. sonar systems
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- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S367/00—Communications, electrical: acoustic wave systems and devices
- Y10S367/903—Transmit-receive circuitry
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- Eye Examination Apparatus (AREA)
- Acyclic And Carbocyclic Compounds In Medicinal Compositions (AREA)
- Geophysics And Detection Of Objects (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （ａ）産業上の利用分野 この発明は、スキャンニングソナーなどのように、広範
囲にわたって到来波を受波してこの到来波に関連する情
報を探知する探知装置に関する。
囲にわたって到来波を受波してこの到来波に関連する情
報を探知する探知装置に関する。
（ｂ）従来の技術 従来より、例えば360度の広範囲方向に超音波パルスを
送波して各方向から帰来する反射波をCRTに表示する装
置としていわゆるスキャンニングソナーが用いられてい
る。
送波して各方向から帰来する反射波をCRTに表示する装
置としていわゆるスキャンニングソナーが用いられてい
る。
超音波を用いて全方向から帰来する反射波を探知する場
合、超音波はその伝搬速度が電波などに比較して非常に
遅いため、レーダのようなPPI掃引を用いて反射波を表
示させることはできない。
合、超音波はその伝搬速度が電波などに比較して非常に
遅いため、レーダのようなPPI掃引を用いて反射波を表
示させることはできない。
そこで、従来においては、例えば特公昭56−52265号公
報に開示されているように、円周上に複数の受波素子を
等間隔に配列しておき、ある方向から帰来する反射波を
取り出す場合は、その方向に向いているいくつかの受波
素子の各受波信号を合成して取り出す。そして、合成す
る受波素子を順次切り替えて、その合成指向を回転させ
ることによって全方向からの受波信号を時分割的に表示
させている。
報に開示されているように、円周上に複数の受波素子を
等間隔に配列しておき、ある方向から帰来する反射波を
取り出す場合は、その方向に向いているいくつかの受波
素子の各受波信号を合成して取り出す。そして、合成す
る受波素子を順次切り替えて、その合成指向を回転させ
ることによって全方向からの受波信号を時分割的に表示
させている。
また、特公昭63−7350号公報に開示されているように、
配列されている複数の受波素子のうちいくつかの受波素
子の出力信号を順次切り替えて読み出し、ビーム形成回
路によって信号処理を行うことにより、合成指向（受波
ビーム）を変化させることも行われている。
配列されている複数の受波素子のうちいくつかの受波素
子の出力信号を順次切り替えて読み出し、ビーム形成回
路によって信号処理を行うことにより、合成指向（受波
ビーム）を変化させることも行われている。
第12図は上述した後者の探知装置における主要部の概念
図を示している。図において1CH〜120CHは各々超音波振
動子からなる受波素子であり、その数字はチャンネル番
号を示している。P1〜P120は各受波素子の受波出力を増
幅するプリアンプ、SWは各プリアンプの出力のうちいず
れか１つの出力を選択するスイッチ回路である。ビーム
形成回路はSWによって順次切り替えられて得られた受波
信号から受波ビームを形成する。具体的には、SWの切り
替えによって到来信号が周波数偏移されて、ビーム形成
回路はこの周波数偏移された到来信号をマッチドフィル
タによりパルス圧縮して、所定指向の探知信号を出力す
る。
図を示している。図において1CH〜120CHは各々超音波振
動子からなる受波素子であり、その数字はチャンネル番
号を示している。P1〜P120は各受波素子の受波出力を増
幅するプリアンプ、SWは各プリアンプの出力のうちいず
れか１つの出力を選択するスイッチ回路である。ビーム
形成回路はSWによって順次切り替えられて得られた受波
信号から受波ビームを形成する。具体的には、SWの切り
替えによって到来信号が周波数偏移されて、ビーム形成
回路はこの周波数偏移された到来信号をマッチドフィル
タによりパルス圧縮して、所定指向の探知信号を出力す
る。
（ｃ）発明が解決しようとする課題 上述した従来の探知装置においては受波素子毎にその受
波信号を増幅するプリアンプを設けているが、一般に全
周型スキャンニングソナーの場合、合計数百〜千数百チ
ャンネル分もの受波素子とプリアンプを必要とする。こ
のため、探知装置の受信部はプリアンプの数によって筐
体の大きさと消費電力が決定される。また、受信部全体
のコストに対するプリアンプのコストは７割以上を占め
るため、受信部のコストは殆どプリアンプのコストによ
って決定される。
波信号を増幅するプリアンプを設けているが、一般に全
周型スキャンニングソナーの場合、合計数百〜千数百チ
ャンネル分もの受波素子とプリアンプを必要とする。こ
のため、探知装置の受信部はプリアンプの数によって筐
体の大きさと消費電力が決定される。また、受信部全体
のコストに対するプリアンプのコストは７割以上を占め
るため、受信部のコストは殆どプリアンプのコストによ
って決定される。
この発明の目的は、探知装置の探知性能をほとんど低下
させることなくプリアンプの数を大幅に低減することに
よって省スペース化、低コスト化および低消費電力化を
図った探知装置を提供することにある。
させることなくプリアンプの数を大幅に低減することに
よって省スペース化、低コスト化および低消費電力化を
図った探知装置を提供することにある。
（ｄ）課題を解決するための手段 この発明は、配列された複数の受波素子と、この受波素
子の受波出力を増幅する複数のプリアンプと、 これら複数のプリアンプの出力信号を順次切り替え送出
することによって到来信号を周波数偏移させる周波数偏
移手段と、 周波数偏移された到来信号をマッチドフィルタによりパ
ルス圧縮して受波ビームを形成する受波ビーム形成手段
と、からなる探知装置において、 受波素子を配列順にｍ個ｎ組に等分するとともに、 周波数偏移手段を ｎ組の受波素子の同一番目の受波出力のうちいずれか１
つの出力を選択して各番目毎に対応して設けたｍ個のプ
リアンプに入力する第１のスイッチ手段と、 ｍ個のプリアンプの出力を順次繰り返し選択する第２の
スイッチ手段と、 第１のスイッチ手段を順次切り替えて受波素子の受波出
力を対応するプリアンプに入力させるとともに、各プリ
アンプの出力が前記第１のスイッチ手段の切り替えによ
って他の組の受波出力に切り替わる直前の期間で、プリ
アンプの出力が切り替わる周期に比べて十分短い期間だ
け、該プリアンプの出力が選択されるように前記第２の
スイッチ手段を切り替え制御するスイッチ制御手段と、 から構成したことを特徴とする。
子の受波出力を増幅する複数のプリアンプと、 これら複数のプリアンプの出力信号を順次切り替え送出
することによって到来信号を周波数偏移させる周波数偏
移手段と、 周波数偏移された到来信号をマッチドフィルタによりパ
ルス圧縮して受波ビームを形成する受波ビーム形成手段
と、からなる探知装置において、 受波素子を配列順にｍ個ｎ組に等分するとともに、 周波数偏移手段を ｎ組の受波素子の同一番目の受波出力のうちいずれか１
つの出力を選択して各番目毎に対応して設けたｍ個のプ
リアンプに入力する第１のスイッチ手段と、 ｍ個のプリアンプの出力を順次繰り返し選択する第２の
スイッチ手段と、 第１のスイッチ手段を順次切り替えて受波素子の受波出
力を対応するプリアンプに入力させるとともに、各プリ
アンプの出力が前記第１のスイッチ手段の切り替えによ
って他の組の受波出力に切り替わる直前の期間で、プリ
アンプの出力が切り替わる周期に比べて十分短い期間だ
け、該プリアンプの出力が選択されるように前記第２の
スイッチ手段を切り替え制御するスイッチ制御手段と、 から構成したことを特徴とする。
また、前記第１のスイッチ手段のドライブ信号の波形を
スイッチングノイズのレベルを抑えるべく鈍らせたこと
を特徴とする。
スイッチングノイズのレベルを抑えるべく鈍らせたこと
を特徴とする。
（ｅ）作用 この発明の探知装置において、受波素子は配列順にｍ個
ｎ組に等分され、周波数偏移手段は第１のスイッチ手
段、第２のスイッチ手段およびスイッチ制御手段から構
成されている。第１のスイッチ手段はｎ組の受波素子の
同一番目の受波出力のうちいずれか１つの出力を選択し
て、各番目毎に対応して設けられているｍ個のプリアン
プにそれぞれ入力し、第２のスイッチ手段はｍ個のプリ
アンプの出力を選択して受波ビーム形成手段へ送出す
る。さらにスイッチ制御手段は第１・第２のスイッチ手
段を順次切り替えて受波素子の受波出力を配列順に選択
させるとともに、プリアンプにより増幅した信号を順次
送出させる。
ｎ組に等分され、周波数偏移手段は第１のスイッチ手
段、第２のスイッチ手段およびスイッチ制御手段から構
成されている。第１のスイッチ手段はｎ組の受波素子の
同一番目の受波出力のうちいずれか１つの出力を選択し
て、各番目毎に対応して設けられているｍ個のプリアン
プにそれぞれ入力し、第２のスイッチ手段はｍ個のプリ
アンプの出力を選択して受波ビーム形成手段へ送出す
る。さらにスイッチ制御手段は第１・第２のスイッチ手
段を順次切り替えて受波素子の受波出力を配列順に選択
させるとともに、プリアンプにより増幅した信号を順次
送出させる。
第１図はこの発明の作用を説明するための図であり、図
において1CH〜120CHはおのおの受波素子であり、その数
字は各受波素子のチャンネル番号を示している。そし
て、これらの受波素子は1CH〜60CHと61CH〜120CHの２組
に等分されている。SWaはこの発明の第１のスイッチ手
段に相当し、２組の受波素子の同一番目の受波出力のう
ちいずれか１つの出力を選択する。P1〜P60は２組の受
波素子のうち各番目毎に対応して設けられたプリアンプ
であり、SWbはこの発明に係る第２のスイッチ手段に相
当し、プリアンプP1〜60のいずれか１つの出力を選択し
てビーム形成回路へ供給する。
において1CH〜120CHはおのおの受波素子であり、その数
字は各受波素子のチャンネル番号を示している。そし
て、これらの受波素子は1CH〜60CHと61CH〜120CHの２組
に等分されている。SWaはこの発明の第１のスイッチ手
段に相当し、２組の受波素子の同一番目の受波出力のう
ちいずれか１つの出力を選択する。P1〜P60は２組の受
波素子のうち各番目毎に対応して設けられたプリアンプ
であり、SWbはこの発明に係る第２のスイッチ手段に相
当し、プリアンプP1〜60のいずれか１つの出力を選択し
てビーム形成回路へ供給する。
第２図は第１図に示したSWaとSWbの切り替えタイミング
を示す図である。同図において（ａ）〜（ｅ）はSW1〜S
W60の切り替えタイミングと切り替えによって選択され
る受波素子のチャンネル番号を示している。また、
（ｆ）〜（ｊ）はSWbの切り替えタイミングと選択され
る受波素子のチャンネル番号を示している。前述のスイ
ッチ制御手段は第２図に示すように第１・第２のスイッ
チ手段を順次切り替えることによって受波素子の受波出
力を配列順に選択させるとともに、プリアンプにより増
幅した信号を順次送出させる。
を示す図である。同図において（ａ）〜（ｅ）はSW1〜S
W60の切り替えタイミングと切り替えによって選択され
る受波素子のチャンネル番号を示している。また、
（ｆ）〜（ｊ）はSWbの切り替えタイミングと選択され
る受波素子のチャンネル番号を示している。前述のスイ
ッチ制御手段は第２図に示すように第１・第２のスイッ
チ手段を順次切り替えることによって受波素子の受波出
力を配列順に選択させるとともに、プリアンプにより増
幅した信号を順次送出させる。
（ｆ）実施例 （ｉ）全体の構成 第６図はこの発明の実施例である探知装置全体のブロッ
ク図である。図において1CH〜120CHは120チャンネル分
の圧電振動子からなる受波素子であり、これらの受波素
子はたとえば円周上に配列されていて、1CH〜60CHと61C
H〜120CHの２組を構成している。P1〜P60は60個のプリ
アンプであり、SWaは1CH〜60CHまたは61CH〜120CHの２
組について同一番目の受波出力のうち何れか１つの出力
を選択して対応するプリアンプに入力する。SWb1とSWb2
はプリアンプP1〜P60の出力を選択して掛算器11および1
2に供給する。スイッチ選択制御回路10はSWa,SWb1およ
びSWb2のオンオフ状態を制御する。補間関数発生回路13
は掛算器11,12に対して位相の異なる三角波信号を供給
し、掛算器11,12はSWb1,SWb2の出力と三角波の掛算を行
い、加算器14へ出力する。加算器14は掛算器11,12の出
力を加算してアナログディレイ回路15へ出力する。
ク図である。図において1CH〜120CHは120チャンネル分
の圧電振動子からなる受波素子であり、これらの受波素
子はたとえば円周上に配列されていて、1CH〜60CHと61C
H〜120CHの２組を構成している。P1〜P60は60個のプリ
アンプであり、SWaは1CH〜60CHまたは61CH〜120CHの２
組について同一番目の受波出力のうち何れか１つの出力
を選択して対応するプリアンプに入力する。SWb1とSWb2
はプリアンプP1〜P60の出力を選択して掛算器11および1
2に供給する。スイッチ選択制御回路10はSWa,SWb1およ
びSWb2のオンオフ状態を制御する。補間関数発生回路13
は掛算器11,12に対して位相の異なる三角波信号を供給
し、掛算器11,12はSWb1,SWb2の出力と三角波の掛算を行
い、加算器14へ出力する。加算器14は掛算器11,12の出
力を加算してアナログディレイ回路15へ出力する。
ここで掛算器11および12の入力信号a,b,c,dの関係は第
７図に示すとおりである。第７図においてa,b,の数字は
選択されている受波素子のチャンネル番号を示してい
る。このように隣接する２つの受波出力の重みを順次変
化させてスムージングを行っている。
７図に示すとおりである。第７図においてa,b,の数字は
選択されている受波素子のチャンネル番号を示してい
る。このように隣接する２つの受波出力の重みを順次変
化させてスムージングを行っている。
アナログディレイ回路15は、一定間隔毎に設けられるｎ
個の出力端子を有し、開口角分の円弧上に配置される受
波素子から出力される信号を蓄積するだけの記憶容量を
備えている。抵抗r1,r2,r3・・・・rnはアナログディレ
イ回路の各出力端子とオペアンプ16または17の入力端子
との間に接続している。なお、オペアンプ16の入力端子
にはアナログディレイ回路15の入力信号の正極部分をサ
ンプリングして取り出したものを供給し、オペアンプ17
の入力端子にはアナログディレイ回路15の入力信号の負
極部分をサンプリングして取り出したものを供給してい
る。そしてオペアンプ16,17の両入力端子はオペアンプ1
8の二つの入力端子にそれぞれ接続している。
個の出力端子を有し、開口角分の円弧上に配置される受
波素子から出力される信号を蓄積するだけの記憶容量を
備えている。抵抗r1,r2,r3・・・・rnはアナログディレ
イ回路の各出力端子とオペアンプ16または17の入力端子
との間に接続している。なお、オペアンプ16の入力端子
にはアナログディレイ回路15の入力信号の正極部分をサ
ンプリングして取り出したものを供給し、オペアンプ17
の入力端子にはアナログディレイ回路15の入力信号の負
極部分をサンプリングして取り出したものを供給してい
る。そしてオペアンプ16,17の両入力端子はオペアンプ1
8の二つの入力端子にそれぞれ接続している。
アナログディレイ回路15の入力信号はクロックパルスが
印加される毎に順次取り込まれシフトされ、それに伴い
各出力端子に出力信号が現れる。これらの出力信号は、
抵抗r1,r2,r3・・・・rnおよびオペアンプ16,17の帰還
抵抗R1,R2によって重み付けされたのちオペアンプ18に
よって加算される。抵抗r1,r2,r3・・・・rnおよびR1,R
2の各値は、一の音源から到来する一定周波数の信号が
周波数偏移され、アナログディレイ回路に入力されてそ
の右端まで到達したときに各出力端子に現れる出力信号
を加算した場合に他の方向から到来する信号と比較して
その振幅差が最大になるように定めている。このように
してアナログディレイ回路15、抵抗r1,r2,r3・・・・r
n、オペアンプ16,17,18および抵抗R1,R2,R3,R4によって
マッチドフィルタを構成している。
印加される毎に順次取り込まれシフトされ、それに伴い
各出力端子に出力信号が現れる。これらの出力信号は、
抵抗r1,r2,r3・・・・rnおよびオペアンプ16,17の帰還
抵抗R1,R2によって重み付けされたのちオペアンプ18に
よって加算される。抵抗r1,r2,r3・・・・rnおよびR1,R
2の各値は、一の音源から到来する一定周波数の信号が
周波数偏移され、アナログディレイ回路に入力されてそ
の右端まで到達したときに各出力端子に現れる出力信号
を加算した場合に他の方向から到来する信号と比較して
その振幅差が最大になるように定めている。このように
してアナログディレイ回路15、抵抗r1,r2,r3・・・・r
n、オペアンプ16,17,18および抵抗R1,R2,R3,R4によって
マッチドフィルタを構成している。
増幅回路21は、特定方向から到来する到来波のみを含む
オペアンプ18の出力信号を増幅してCRTからなる表示装
置22へ映像信号として出力する。偏向回路23はCRTの電
子ビームを同心円上に偏向させる偏向信号を発生する。
制御回路20は各種タイミング信号を発生する回路であ
り、スイッチ選択制御回路10,補間関数発生回路13,アナ
ログディレイ回路15および偏向回路23に対してそれぞれ
所定のタイミング信号を供給する。
オペアンプ18の出力信号を増幅してCRTからなる表示装
置22へ映像信号として出力する。偏向回路23はCRTの電
子ビームを同心円上に偏向させる偏向信号を発生する。
制御回路20は各種タイミング信号を発生する回路であ
り、スイッチ選択制御回路10,補間関数発生回路13,アナ
ログディレイ回路15および偏向回路23に対してそれぞれ
所定のタイミング信号を供給する。
（ii）スイッチ素子およびそのドライブ回路 第３図は第６図に示したスイッチSWaの具体的な回路図
である。ここで1CHは第１チャンネルの受波素子、61CH
は第61チャンネルの受波素子である。Q1,Q61は、例えば
2SJ103などのデプレッションモードのＰチャンネル接合
型FETであり、そのソースに各受波素子を接続し、ドレ
インを共通接続してプリアンプP1に接続している。そし
てゲートにTTLレベル（０−5V）を供給してスイッチン
グを行う。なお、図中のダイオードはQ1,Q61の入力レベ
ルを制限するリミッタ回路を構成している。
である。ここで1CHは第１チャンネルの受波素子、61CH
は第61チャンネルの受波素子である。Q1,Q61は、例えば
2SJ103などのデプレッションモードのＰチャンネル接合
型FETであり、そのソースに各受波素子を接続し、ドレ
インを共通接続してプリアンプP1に接続している。そし
てゲートにTTLレベル（０−5V）を供給してスイッチン
グを行う。なお、図中のダイオードはQ1,Q61の入力レベ
ルを制限するリミッタ回路を構成している。
第４図は第３図に示した各FETのゲート信号を発生する
回路である。図において30,31はそれぞれシフトレジス
タであり、２つのシフトレジスタを直列接続して合計30
ビット分の出力を得ている。シフトレジスタ30の入力端
子にはスイッチ素子（第３図におけるQ1,Q61など）のオ
ンオフ周期を定めるFS信号を入力し、クロック入力端子
にクロックパルスを入力している。したがってシフトレ
ジスタ30,31の各出力端子からは出力ビットに応じたク
ロック数分だけシフトされたFS信号が出力される。
回路である。図において30,31はそれぞれシフトレジス
タであり、２つのシフトレジスタを直列接続して合計30
ビット分の出力を得ている。シフトレジスタ30の入力端
子にはスイッチ素子（第３図におけるQ1,Q61など）のオ
ンオフ周期を定めるFS信号を入力し、クロック入力端子
にクロックパルスを入力している。したがってシフトレ
ジスタ30,31の各出力端子からは出力ビットに応じたク
ロック数分だけシフトされたFS信号が出力される。
第４図において32はオペアンプとコンデンサ，抵抗およ
びツェナーダイオードから構成した波形変換回路であ
り、矩形波であるFS信号を略台形波に変換し、その立ち
上がり形状を緩慢にしている。33はオペアンプと抵抗を
用いたレベル降下回路である。36は33の出力信号をスイ
ッチ素子であるFETのピンチオフ電圧まで電圧レベルを
上げるためのレベル変換回路である。また、34はオペア
ンプと抵抗からなる極性反転回路で、35は36と同様のレ
ベル変換回路である。以上の回路によってスイッチ素子
のゲート制御を行う。このように矩形波信号のパルスエ
ッジを鈍らせた波形によってスイッチ素子をドライブす
ることによって、ドライブ波形の高周波域成分を抑え、
スイッチングノイズ全体のレベルを大幅に低減してい
る。
びツェナーダイオードから構成した波形変換回路であ
り、矩形波であるFS信号を略台形波に変換し、その立ち
上がり形状を緩慢にしている。33はオペアンプと抵抗を
用いたレベル降下回路である。36は33の出力信号をスイ
ッチ素子であるFETのピンチオフ電圧まで電圧レベルを
上げるためのレベル変換回路である。また、34はオペア
ンプと抵抗からなる極性反転回路で、35は36と同様のレ
ベル変換回路である。以上の回路によってスイッチ素子
のゲート制御を行う。このように矩形波信号のパルスエ
ッジを鈍らせた波形によってスイッチ素子をドライブす
ることによって、ドライブ波形の高周波域成分を抑え、
スイッチングノイズ全体のレベルを大幅に低減してい
る。
第５図は第６図におけるスイッチSWa,SWb1およびSWb2の
切替タイミングを示している。同図において（１）〜
（10）はSWaの切替タイミングであり、数字は選択され
ている受波素子のチャンネル番号を示している。また、
（11）〜（20）はSWb1およびSWb2の切替タイミングであ
り、図中の数字は各プリアンプから出力されている信号
の基になっている受波素子のチャンネル番号を示してい
る。この実施例ではSWaを構成する各スイッチ素子のオ
ンオフタイミングは、第５図の（１）〜（10）に示すよ
うに、第１チャンネルと第２チャンネルを同時にオンオ
フし、第３チャンネルと第４チャンネルを同時にオンオ
フするといったように、オンオフタイミングが時間的に
隣接する２つのスイッチ素子を同一タイミングでオンオ
フすることによって、第４図に示したスイッチ素子のド
ライブ回路を半減させている。
切替タイミングを示している。同図において（１）〜
（10）はSWaの切替タイミングであり、数字は選択され
ている受波素子のチャンネル番号を示している。また、
（11）〜（20）はSWb1およびSWb2の切替タイミングであ
り、図中の数字は各プリアンプから出力されている信号
の基になっている受波素子のチャンネル番号を示してい
る。この実施例ではSWaを構成する各スイッチ素子のオ
ンオフタイミングは、第５図の（１）〜（10）に示すよ
うに、第１チャンネルと第２チャンネルを同時にオンオ
フし、第３チャンネルと第４チャンネルを同時にオンオ
フするといったように、オンオフタイミングが時間的に
隣接する２つのスイッチ素子を同一タイミングでオンオ
フすることによって、第４図に示したスイッチ素子のド
ライブ回路を半減させている。
（iii）フィルタの設計 実施例においてたとえばプリアンプP1の入力端子には第
１チャンネルの受波素子と第61チャンネルの受波信号が
交互に入力されるが、微弱な受波信号をスイッチングす
るためスイッチングノイズが問題となる。また、プリア
ンプの周波数特性は狭帯域であるため、所謂波形なまり
が生じる。その様子を第８図に示す。図においてTaは1C
H信号のサンプリングタイミング、Tbは61CH信号のサン
プリングタイミングである。Taのタイミングでスイッチ
ングノイズの尾引き部分が残っておれば、そのノイズが
方向性を有するノイズとして現れS/N比を害する。ま
た、Tbのタイミングで1CH信号の尾引き部分が残ってお
れば裏チャンネルすなわち61CH信号へのクロストークが
生じる。したがってプリアンプのフィルタを設計する
際、これらの影響を低減するための工夫が必要である。
１チャンネルの受波素子と第61チャンネルの受波信号が
交互に入力されるが、微弱な受波信号をスイッチングす
るためスイッチングノイズが問題となる。また、プリア
ンプの周波数特性は狭帯域であるため、所謂波形なまり
が生じる。その様子を第８図に示す。図においてTaは1C
H信号のサンプリングタイミング、Tbは61CH信号のサン
プリングタイミングである。Taのタイミングでスイッチ
ングノイズの尾引き部分が残っておれば、そのノイズが
方向性を有するノイズとして現れS/N比を害する。ま
た、Tbのタイミングで1CH信号の尾引き部分が残ってお
れば裏チャンネルすなわち61CH信号へのクロストークが
生じる。したがってプリアンプのフィルタを設計する
際、これらの影響を低減するための工夫が必要である。
第11図はプリアンプの回路図である。図において40は入
力信号と局部発振回路の信号とをミキシングして周波数
変換（fo＝fi−fL）を行うミキサ回路、41は周波数変換
された信号を増幅する増幅回路、42は特定の周波数帯域
のみ通過させるバンドパスフィルタである。このように
構成したプリアンプにおいてフィルタ42の周波数特性を
設計することによって上述の影響を低減する。
力信号と局部発振回路の信号とをミキシングして周波数
変換（fo＝fi−fL）を行うミキサ回路、41は周波数変換
された信号を増幅する増幅回路、42は特定の周波数帯域
のみ通過させるバンドパスフィルタである。このように
構成したプリアンプにおいてフィルタ42の周波数特性を
設計することによって上述の影響を低減する。
まずスイッチングノイズに対してはフィルタのインパル
ス応答を解析する。第９図は設計すべきフィルタのイン
パルス応答を示す波形図である。スイッチングノイズが
発生してからサンプリングが行われるまでの時間をtsと
すれば、そのタイミングにおけるインパルス応答の値が
受波信号の信号レベルに比較して所定値未満となるよう
なインパルス応答特性を有するフィルタを設計する。
ス応答を解析する。第９図は設計すべきフィルタのイン
パルス応答を示す波形図である。スイッチングノイズが
発生してからサンプリングが行われるまでの時間をtsと
すれば、そのタイミングにおけるインパルス応答の値が
受波信号の信号レベルに比較して所定値未満となるよう
なインパルス応答特性を有するフィルタを設計する。
また、受波信号の尾引きに対してはバースト信号に対す
るフィルタの応答を解析する。第10図はバースト波とそ
の応答波形を示している。ここでtoは遅延時間であり、
フィルタ通過帯域での位相スペクトル傾度によって与え
られる。また、trは立ち上がり時間であり、フィルタの
帯域幅に反比例する。さらに、尾引き部分のリップルの
レベルは正弦積分関数の変化を解析することによって求
めることができる。このようにバースト信号に対するフ
ィルタの応答特性を解析して、サンプリングタイミング
TaおよびTbにおける受波信号の信号レベル差、すなわち
クロストーク比が所定値以上となるようにフィルタ特性
を設計する。
るフィルタの応答を解析する。第10図はバースト波とそ
の応答波形を示している。ここでtoは遅延時間であり、
フィルタ通過帯域での位相スペクトル傾度によって与え
られる。また、trは立ち上がり時間であり、フィルタの
帯域幅に反比例する。さらに、尾引き部分のリップルの
レベルは正弦積分関数の変化を解析することによって求
めることができる。このようにバースト信号に対するフ
ィルタの応答特性を解析して、サンプリングタイミング
TaおよびTbにおける受波信号の信号レベル差、すなわち
クロストーク比が所定値以上となるようにフィルタ特性
を設計する。
上述のスイッチングノイズの低減および裏チャンネルへ
のクロストークの軽減は、いずれもプリアンプの帯域幅
を広げることによって解決することができるが、必要以
上に帯域幅を広げることはS/N比を劣化させることとな
る。このためフィルタの通過帯域幅を最小限に抑える必
要がある。必要な帯域幅はドップラーシフトと送信パル
ス幅によって定まる。ドップラーシフトによるものとし
ては 近似式±Δｆ＝0.7mf〔Hz〕 ここでm:相対速度〔ノット〕 f:中心周波数〔KHz〕 を用いる。
のクロストークの軽減は、いずれもプリアンプの帯域幅
を広げることによって解決することができるが、必要以
上に帯域幅を広げることはS/N比を劣化させることとな
る。このためフィルタの通過帯域幅を最小限に抑える必
要がある。必要な帯域幅はドップラーシフトと送信パル
ス幅によって定まる。ドップラーシフトによるものとし
ては 近似式±Δｆ＝0.7mf〔Hz〕 ここでm:相対速度〔ノット〕 f:中心周波数〔KHz〕 を用いる。
送信パルス幅によるものとしては近似式 ±Δｆ＝1.3/2ΔＴ ここでΔT:送信パルス幅 を用いる。
なお、実施例は120個の受波素子を円周上に配列した例
であったが、このような受波素子列を垂直方向にも複数
段重ねて、垂直方向の各受波素子の出力信号に対して位
相を制御することによって、探知方向を垂直方向に所定
角度チルトさせることも可能である。
であったが、このような受波素子列を垂直方向にも複数
段重ねて、垂直方向の各受波素子の出力信号に対して位
相を制御することによって、探知方向を垂直方向に所定
角度チルトさせることも可能である。
また、実施例は従来必要であったプリアンプの数を半減
させる例であったが、受波素子をたとえば３組に等分す
ることによって、プリアンプの数を1/3にすることも可
能である。
させる例であったが、受波素子をたとえば３組に等分す
ることによって、プリアンプの数を1/3にすることも可
能である。
（ｇ）発明の効果 以上のようにこの発明によれば、圧電振動子など受波素
子ごとにプリアンプを設けることなく、少ないプリアン
プで多数の受波素子の受波出力を増幅することができ
る。このため、装置の小型化、低コスト化および低消費
電力化が可能となる。また、部品点数の低下に伴い信頼
性が向上する。
子ごとにプリアンプを設けることなく、少ないプリアン
プで多数の受波素子の受波出力を増幅することができ
る。このため、装置の小型化、低コスト化および低消費
電力化が可能となる。また、部品点数の低下に伴い信頼
性が向上する。
さらに、第２のスイッチ手段は、プリアンプの出力が切
り替わる周期に比べて十分に短い、切り替わり直前の時
期だけ該プリアンプ出力が選択されるように制御される
ために、受波出力のクロストークを生じることがない。
また、受波素子とプリアンプ間に第１のスイッチ手段が
設けられることで受波素子の受波した振幅の小さい信号
に第１のスイッチ手段のスイッチングノイズが重畳する
という問題が発生するが、上記の第２のスイッチ手段の
制御内容によって、第２のスイッチ手段の出力には該第
１のスイッチ手段のスイッチングノイズが現れない。さ
らに、第２のスイッチ手段のドライブ信号の波形を鈍ら
せたのでスイッチングノイズの発生をさらに抑制するこ
とが出来る。
り替わる周期に比べて十分に短い、切り替わり直前の時
期だけ該プリアンプ出力が選択されるように制御される
ために、受波出力のクロストークを生じることがない。
また、受波素子とプリアンプ間に第１のスイッチ手段が
設けられることで受波素子の受波した振幅の小さい信号
に第１のスイッチ手段のスイッチングノイズが重畳する
という問題が発生するが、上記の第２のスイッチ手段の
制御内容によって、第２のスイッチ手段の出力には該第
１のスイッチ手段のスイッチングノイズが現れない。さ
らに、第２のスイッチ手段のドライブ信号の波形を鈍ら
せたのでスイッチングノイズの発生をさらに抑制するこ
とが出来る。
第１図および第２図はこの発明の作用を説明するための
図であり、第１図は探知装置の主要部のブロック図、第
２図は第１図におけるSWaとSWbの切替タイミングを示し
ている。第３図〜第７図はこの発明の実施例である探知
装置に関する図であり、第３図と第４図はスイッチ素子
とそのドライブ回路、第５図は各スイッチ素子の切替タ
イミング、第６図は装置全体のブロック図、さらに第７
図は第６図における掛算器11,12の入力信号の変化をそ
れぞれ示している。第８図〜第10図はプリアンプに設け
られているフィルタの応答特性を示す図、第11図はプリ
アンプの回路図である。第12図は従来の探知装置におけ
る主要部の概念図である。
図であり、第１図は探知装置の主要部のブロック図、第
２図は第１図におけるSWaとSWbの切替タイミングを示し
ている。第３図〜第７図はこの発明の実施例である探知
装置に関する図であり、第３図と第４図はスイッチ素子
とそのドライブ回路、第５図は各スイッチ素子の切替タ
イミング、第６図は装置全体のブロック図、さらに第７
図は第６図における掛算器11,12の入力信号の変化をそ
れぞれ示している。第８図〜第10図はプリアンプに設け
られているフィルタの応答特性を示す図、第11図はプリ
アンプの回路図である。第12図は従来の探知装置におけ
る主要部の概念図である。
Claims (3)
- 【請求項１】配列された複数の受波素子と、この受波素
子の受波出力を増幅する複数のプリアンプと、 これら複数のプリアンプの出力信号を順次切り替え送出
することによって到来信号を周波数偏移させる周波数偏
移手段と、 周波数偏移された到来信号をマッチドフィルタによりパ
ルス圧縮して受波ビームを形成する受波ビーム形成手段
と、からなる探知装置において、 受波素子を配列順にｍ個ｎ組に等分するとともに、 周波数偏移手段を、 ｎ組の受波素子の同一番目の受波出力のうちいずれか１
つの出力を選択して各番目毎に対応して設けたｍ個のプ
リアンプに入力する第１のスイッチ手段と、 ｍ個のプリアンプの出力を順次繰り返し選択する第２の
スイッチ手段と、 第１のスイッチ手段を順次切り替えて受波素子の受波出
力を対応するプリアンプに入力させるとともに、各プリ
アンプの出力が前記第１のスイッチ手段の切り替えによ
って他の組の受波出力に切り替わる直前の期間であっ
て、プリアンプの出力が切り替わる周期に比べて十分短
い期間だけ、該プリアンプの出力が選択されるよう前記
第２のスイッチ手段を切り替え制御するスイッチ制御手
段と、 から構成したことを特徴とする探知装置。 - 【請求項２】配列された複数の受波素子と、この受波素
子の受波出力を増幅する複数のプリアンプと、 これら複数のプリアンプの出力信号を順次切り替え送出
することによって到来信号を周波数偏移させる周波数偏
移手段と、 周波数偏移された到来信号をマッチドフィルタによりパ
ルス圧縮して受波ビームを形成する受波ビーム形成手段
と、からなる探知装置において、 受波素子を配列順にｍ個ｎ組に等分するとともに、 周波数偏移手段を、 ｎ組の受波素子の同一番目の受波出力のうちいずれか１
つの出力を所定の周期で選択して各番目毎に対応して設
けたｍ個のプリアンプに入力する第１のスイッチ手段
と、 ｍ個のプリアンプの出力を順次繰り返し選択する第２の
スイッチ手段と、 第１のスイッチ手段を順次切り替えて受波素子の受波出
力を対応するプリアンプに入力させるとともに、各プリ
アンプの出力が前記第１のスイッチ手段の切り替えによ
って他の組の受波出力に切り替わるまでの期間内の後半
部であって、プリアンプの出力が切り替わる周期に比べ
て十分短い期間だけ、該プリアンプの出力が選択される
よう前記第２のスイッチ手段を切り替え制御するスイッ
チ制御手段と、 から構成したことを特徴とする探知装置。 - 【請求項３】前記第１のスイッチ手段をFET素子で構成
し、該FET素子のゲートに入力するスイッチングドライ
ブ信号の波形の立ち上がり形状を緩慢にする波形変換回
路を設けたことを特徴とする、請求項１又は２記載の探
知装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63152916A JPH0752222B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | 探知装置 |
| CA000602419A CA1324208C (en) | 1988-06-20 | 1989-06-12 | System for detecting surrounding environmental conditions using a multiple number of incoming signals |
| GB8913443A GB2220486B (en) | 1988-06-20 | 1989-06-12 | Detection system |
| US07/366,513 US5001678A (en) | 1988-06-20 | 1989-06-15 | System for detecting surrounding environmental conditions using a multiple number of incoming signals |
| KR1019890008294A KR930001552B1 (ko) | 1988-06-20 | 1989-06-16 | 수중음파 탐지장치 |
| NO892544A NO175117C (no) | 1988-06-20 | 1989-06-19 | Deteksjonssystem |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63152916A JPH0752222B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | 探知装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01318984A JPH01318984A (ja) | 1989-12-25 |
| JPH0752222B2 true JPH0752222B2 (ja) | 1995-06-05 |
Family
ID=15550951
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63152916A Expired - Fee Related JPH0752222B2 (ja) | 1988-06-20 | 1988-06-20 | 探知装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5001678A (ja) |
| JP (1) | JPH0752222B2 (ja) |
| KR (1) | KR930001552B1 (ja) |
| CA (1) | CA1324208C (ja) |
| GB (1) | GB2220486B (ja) |
| NO (1) | NO175117C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012040607A3 (en) * | 2010-09-24 | 2012-05-18 | Ysi Incorporated | Multi-frequency, multi-beam acoustic doppler system |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3322694B2 (ja) * | 1992-05-25 | 2002-09-09 | 株式会社日立メディコ | 超音波撮像装置 |
| DE19514307A1 (de) * | 1994-05-19 | 1995-11-23 | Siemens Ag | Duplexer für ein Ultraschallabbildungssystem |
| WO2000058747A2 (en) * | 1999-03-26 | 2000-10-05 | Wulich Wave Ltd. | Underwater communication method, device, and system utilizing a doppler frequency shift |
| JP4516644B2 (ja) * | 1999-09-29 | 2010-08-04 | 古野電気株式会社 | 受波ビーム形成方法、受波ビーム形成装置およびマッチドフィルタ |
| US7505363B2 (en) | 2006-04-10 | 2009-03-17 | Airmar Technology Corporation | Automatic switch for marine sounders |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4127034A (en) * | 1977-12-23 | 1978-11-28 | General Electric Company | Digital rectilinear ultrasonic imaging system |
| FR2478822A1 (fr) * | 1980-03-18 | 1981-09-25 | Thomson Csf | Systeme de detection active au moyen d'emissions multiples simultanees |
| JPS5740664A (en) * | 1980-08-26 | 1982-03-06 | Furuno Electric Co Ltd | Indicator for detected information |
| US4817066A (en) * | 1985-10-09 | 1989-03-28 | Hitachi, Ltd | Transmitter/receiver for ultrasonic diagnostic system |
-
1988
- 1988-06-20 JP JP63152916A patent/JPH0752222B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-06-12 GB GB8913443A patent/GB2220486B/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-06-12 CA CA000602419A patent/CA1324208C/en not_active Expired - Fee Related
- 1989-06-15 US US07/366,513 patent/US5001678A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-06-16 KR KR1019890008294A patent/KR930001552B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1989-06-19 NO NO892544A patent/NO175117C/no not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2012040607A3 (en) * | 2010-09-24 | 2012-05-18 | Ysi Incorporated | Multi-frequency, multi-beam acoustic doppler system |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2220486A (en) | 1990-01-10 |
| KR910001401A (ko) | 1991-01-30 |
| NO892544D0 (no) | 1989-06-19 |
| KR930001552B1 (ko) | 1993-03-04 |
| US5001678A (en) | 1991-03-19 |
| NO892544L (no) | 1989-12-21 |
| GB2220486B (en) | 1993-01-06 |
| NO175117C (no) | 1994-08-31 |
| GB8913443D0 (en) | 1989-08-02 |
| JPH01318984A (ja) | 1989-12-25 |
| NO175117B (no) | 1994-05-24 |
| CA1324208C (en) | 1993-11-09 |
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Legal Events
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