JPH0728227B2 - Bch符号の復号装置 - Google Patents
Bch符号の復号装置Info
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- JPH0728227B2 JPH0728227B2 JP60123756A JP12375685A JPH0728227B2 JP H0728227 B2 JPH0728227 B2 JP H0728227B2 JP 60123756 A JP60123756 A JP 60123756A JP 12375685 A JP12375685 A JP 12375685A JP H0728227 B2 JPH0728227 B2 JP H0728227B2
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- output
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
- H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
- H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
- H03M13/13—Linear codes
- H03M13/15—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
- H03M13/151—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes using error location or error correction polynomials
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- Theoretical Computer Science (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、復号方法として、チェインサーチの手法を
用いた2誤り訂正可能なBCH符号の復号装置に関する。
用いた2誤り訂正可能なBCH符号の復号装置に関する。
この発明は、2誤り訂正可能なBCH符号の復号装置にお
いて、2つのシンドロームS1,S3を計算し、次に、S1 2,S
1 3,(S1 3+S3)の夫々を計算し、これらの計算結果をチ
ェインサーチ回路に供給して誤り位置多項式を解くこと
により、2以下の誤りを訂正できるもので、ROMやプロ
グラマブル論理アレイ(以下、PLAと略記する。)を使
用しない構成でLSI化に好適な復号装置である。
いて、2つのシンドロームS1,S3を計算し、次に、S1 2,S
1 3,(S1 3+S3)の夫々を計算し、これらの計算結果をチ
ェインサーチ回路に供給して誤り位置多項式を解くこと
により、2以下の誤りを訂正できるもので、ROMやプロ
グラマブル論理アレイ(以下、PLAと略記する。)を使
用しない構成でLSI化に好適な復号装置である。
〔従来の技術〕 2誤り訂正可能なBCH符号の復号方法の一つとして、受
信系列から2個のシンドロームS1,S3を計算し、次い
で、チェインサーチと呼ばれる手法により、誤り位置多
項式 σ(x)=x2+S1x+S1 2+(S3/S1) を解いて受信系列中の誤り訂正を行う復号方法が知られ
ている。
信系列から2個のシンドロームS1,S3を計算し、次い
で、チェインサーチと呼ばれる手法により、誤り位置多
項式 σ(x)=x2+S1x+S1 2+(S3/S1) を解いて受信系列中の誤り訂正を行う復号方法が知られ
ている。
この復号の過程において、シンドロームS1,S3の夫々の
計算とS1 2の計算は、ゲートアレイ等のハードワイヤド
構成で比較的容易に実現することができるが、(S1 3/
S1)という割算処理は、複雑な計算を必要とする。そこ
で例えば特公昭55−25746号公報に記載されているよう
に、ROMを用いて割算処理を行う方法がある。
計算とS1 2の計算は、ゲートアレイ等のハードワイヤド
構成で比較的容易に実現することができるが、(S1 3/
S1)という割算処理は、複雑な計算を必要とする。そこ
で例えば特公昭55−25746号公報に記載されているよう
に、ROMを用いて割算処理を行う方法がある。
復号装置をLSI化する場合、PLAで割算回路を構成する
と、大きな回路規模となり、復号装置のチップサイズが
大きくなるという欠点があった。また、割算回路をROM
で構成する場合には、そのアクセスタイムによって復号
処理時間が制約されてしまい、高速で復号処理ができな
いという欠点があった。
と、大きな回路規模となり、復号装置のチップサイズが
大きくなるという欠点があった。また、割算回路をROM
で構成する場合には、そのアクセスタイムによって復号
処理時間が制約されてしまい、高速で復号処理ができな
いという欠点があった。
従って、この発明の目的は、ROMや、PLAを必要とせず、
LSI化に好適なBCH符号の復号装置を提供することにあ
る。
LSI化に好適なBCH符号の復号装置を提供することにあ
る。
この発明は、チェインサーチの手法を用いた2誤り訂正
可能なBCH符号の復号回路において、 シンドロームS1及びS3を計算する回路(2,3)と、 S1が供給されてS1 2を計算する回路(5)と、 加算回路及びシフトレジスタにより構成され、S1とS1 2
を乗じることによりS1 3を計算する回路(6)と、 S1 3及びS3が供給されて(S1 3+S3)を計算する回路
(7)と、 S1,S1 2及びS1 3+S3が供給されるチェインサーチ回路
(8)とを備え、 誤り位置多項式σ′(x)(=S1x2+S1 2x+S1 3+S3)
を解いて2以下の誤りを訂正すると共に、 S1とS3が共に0であることを検出するゼロ検出回路
(4)を設け、 ゼロ検出回路(4)の出力により訂正出力を禁止するよ
うにしたことを特徴とするBCH符号の復号装置である。
可能なBCH符号の復号回路において、 シンドロームS1及びS3を計算する回路(2,3)と、 S1が供給されてS1 2を計算する回路(5)と、 加算回路及びシフトレジスタにより構成され、S1とS1 2
を乗じることによりS1 3を計算する回路(6)と、 S1 3及びS3が供給されて(S1 3+S3)を計算する回路
(7)と、 S1,S1 2及びS1 3+S3が供給されるチェインサーチ回路
(8)とを備え、 誤り位置多項式σ′(x)(=S1x2+S1 2x+S1 3+S3)
を解いて2以下の誤りを訂正すると共に、 S1とS3が共に0であることを検出するゼロ検出回路
(4)を設け、 ゼロ検出回路(4)の出力により訂正出力を禁止するよ
うにしたことを特徴とするBCH符号の復号装置である。
誤り位置多項式として(σ′(x)=S1x2+S1 2x+S1 3
+S3)を用いることにより、(S3/S1)という割算処理
項を誤り位置多項式から除き、S1,S1 2,S1 3,S3の各項を
求め、上述の誤り位置多項式を解くことにより、誤り位
置を求め、誤りを訂正する。従って、(S3/S1)の割算
処理を行う必要がなくなり、PLAやROMを使用することな
く復号処理の高速なしかも構成の簡単な復号装置を実現
できる。
+S3)を用いることにより、(S3/S1)という割算処理
項を誤り位置多項式から除き、S1,S1 2,S1 3,S3の各項を
求め、上述の誤り位置多項式を解くことにより、誤り位
置を求め、誤りを訂正する。従って、(S3/S1)の割算
処理を行う必要がなくなり、PLAやROMを使用することな
く復号処理の高速なしかも構成の簡単な復号装置を実現
できる。
〔実施例〕 以下、この発明の一実施例について図面を参照して説明
する。この一実施例は、以下の項目の順序に従ってなさ
れる。
する。この一実施例は、以下の項目の順序に従ってなさ
れる。
a:全体の構成 b:BCH符号の一例 c:シンドローム計算回路 d:S1 2計算回路5 e:S1 3計算回路6 f:演算回路7 a.全体の構成 第1図において、1は受信系列が入力される入力端子を
示す。受信系列がS1計算回路2及びS3計算回路3に供給
され、シンドロームS1及びS3が生成される。シンドロー
ムS1及びシンドロームS3がゼロ検出回路4に供給され
る。このゼロ検出回路4は、シンドロームS1及びシンド
ロームS3が共に全ディジット‘0'の時、即ち誤りが無い
時に、‘L'(ロウレベル)の検出信号を発生する。この
検出信号が受信系列と同期するように、ラッチ4Aに取り
込まれる。
示す。受信系列がS1計算回路2及びS3計算回路3に供給
され、シンドロームS1及びS3が生成される。シンドロー
ムS1及びシンドロームS3がゼロ検出回路4に供給され
る。このゼロ検出回路4は、シンドロームS1及びシンド
ロームS3が共に全ディジット‘0'の時、即ち誤りが無い
時に、‘L'(ロウレベル)の検出信号を発生する。この
検出信号が受信系列と同期するように、ラッチ4Aに取り
込まれる。
シンドロームS1がS1 2計算回路5及びS1 3計算回路6に供
給され、S1 2及びS1 3の値が計算される。S1 3計算回路6
は、後述するように、S1 2とS1とを乗算することによりS
1 3を算出する構成とされる。シンドロームS3及びS1 3が
演算回路7に供給され、(S1 3+S3)が算出される。
給され、S1 2及びS1 3の値が計算される。S1 3計算回路6
は、後述するように、S1 2とS1とを乗算することによりS
1 3を算出する構成とされる。シンドロームS3及びS1 3が
演算回路7に供給され、(S1 3+S3)が算出される。
上述のようにして、誤り位置多項式σ′(x)の係数
S1,S1 2,S1 3,S3の各々が得られ、これらの係数が破線で
囲んで示すチェインサーチ回路8に供給される。チェイ
ンサーチ回路8は、演算回路9,12と1クロックの遅延量
を有する遅延回路10,13とスイッチ回路11,14と加算回路
15とゼロ検出回路16とからなる。スイッチ回路11,14
は、受信系列の先頭のビットのタイミングに合わせて、
S1計算回路2からのシンドロールS1及びS1 2計算回路5
からのS1 2を夫々選択し、残りのビットのタイミングに
おいては、遅延回路10及び13の出力を夫々選択する。
S1,S1 2,S1 3,S3の各々が得られ、これらの係数が破線で
囲んで示すチェインサーチ回路8に供給される。チェイ
ンサーチ回路8は、演算回路9,12と1クロックの遅延量
を有する遅延回路10,13とスイッチ回路11,14と加算回路
15とゼロ検出回路16とからなる。スイッチ回路11,14
は、受信系列の先頭のビットのタイミングに合わせて、
S1計算回路2からのシンドロールS1及びS1 2計算回路5
からのS1 2を夫々選択し、残りのビットのタイミングに
おいては、遅延回路10及び13の出力を夫々選択する。
スイッチ回路11及び14の出力が演算回路9及び12に夫々
供給され、演算回路9及び12の出力が遅延回路10及び13
に夫々供給され、巡回構成とされる。演算回路9は、α
-2を乗じるもので、演算回路12は、α-1を乗じるもので
ある。αは、GF(2m)の生成多項式の根である。符号長
をnとすると、演算回路9により、S1α-2nの項が得ら
れ、演算回路12により、S1 2α-nの項が得られる。これ
らの演算回路9及び12の出力が(mod.2)の加算を行う
加算回路15に供給される。
供給され、演算回路9及び12の出力が遅延回路10及び13
に夫々供給され、巡回構成とされる。演算回路9は、α
-2を乗じるもので、演算回路12は、α-1を乗じるもので
ある。αは、GF(2m)の生成多項式の根である。符号長
をnとすると、演算回路9により、S1α-2nの項が得ら
れ、演算回路12により、S1 2α-nの項が得られる。これ
らの演算回路9及び12の出力が(mod.2)の加算を行う
加算回路15に供給される。
加算回路15は、誤り位置多項式(σ′(x)=S1x2+S1
2x+S1 3+S3)の演算を行うもので、この加算回路15の
出力がゼロ検出回路16に供給される。加算回路15の出力
がゼロとなる所が誤り位置である。ゼロ検出回路16は、
誤り位置で‘H'(ハイレベル)となる訂正指示信号を発
生する。
2x+S1 3+S3)の演算を行うもので、この加算回路15の
出力がゼロ検出回路16に供給される。加算回路15の出力
がゼロとなる所が誤り位置である。ゼロ検出回路16は、
誤り位置で‘H'(ハイレベル)となる訂正指示信号を発
生する。
ゼロ検出回路16からの訂正指示信号がラッチ4Aの出力と
共に、ANDゲート17に供給される。ラッチ4Aの出力は、
ゼロ検出回路4によって、シンドロームS1及びS3の両者
の全ディジットが‘0'の時に、‘L'となる。(S1=S3=
0)の場合には、誤り位置多項式の演算結果がゼロとな
り、ゼロ検出回路16から誤って訂正指示信号が発生す
る。この正しくない訂正指示信号を禁止するために、AN
Dゲート17が設けられている。
共に、ANDゲート17に供給される。ラッチ4Aの出力は、
ゼロ検出回路4によって、シンドロームS1及びS3の両者
の全ディジットが‘0'の時に、‘L'となる。(S1=S3=
0)の場合には、誤り位置多項式の演算結果がゼロとな
り、ゼロ検出回路16から誤って訂正指示信号が発生す
る。この正しくない訂正指示信号を禁止するために、AN
Dゲート17が設けられている。
ANDゲート17を介された‘H'の訂正指示信号がエクスク
ルーシブORゲート(EX−ORゲートと称する。)18に供給
される。EX−ORゲート18により、誤り位置と対応して発
生する訂正指示信号により、シフトレジスタ19からの受
信系列のビットが反転され、ビット誤りが訂正される。
EX−ORゲート18からの誤り訂正がされたデータ系列が出
力端子20に取り出される。シフトレジスタ19は、誤り位
置が検出されるのに必要な時間、受信系列を遅延させ
る。
ルーシブORゲート(EX−ORゲートと称する。)18に供給
される。EX−ORゲート18により、誤り位置と対応して発
生する訂正指示信号により、シフトレジスタ19からの受
信系列のビットが反転され、ビット誤りが訂正される。
EX−ORゲート18からの誤り訂正がされたデータ系列が出
力端子20に取り出される。シフトレジスタ19は、誤り位
置が検出されるのに必要な時間、受信系列を遅延させ
る。
上述の第1図の構成の動作(タイミング関係)について
以下に説明する。まず、受信された符号語は、先頭ビッ
トから順次S1計算回路2及びS3計算回路3に入力され
る。入力に先立って、S1計算回路2及びS3計算回路3に
含まれるレジスタは、リセットされている。
以下に説明する。まず、受信された符号語は、先頭ビッ
トから順次S1計算回路2及びS3計算回路3に入力され
る。入力に先立って、S1計算回路2及びS3計算回路3に
含まれるレジスタは、リセットされている。
S1計算回路2及びS3計算回路3は、符号語の各ビットが
入力される毎に1回シフトし、最終ビットが入力されて
シフトされた段階で、シンドロームS1及びS3を出力す
る。
入力される毎に1回シフトし、最終ビットが入力されて
シフトされた段階で、シンドロームS1及びS3を出力す
る。
シンドロームS1は、S1 2計算回路5及びS1 3計算回路6に
それぞれ入力される。S1 2計算回路5は、4ビットを同
時に入力され、S1 2の4ビットの出力を同時に得ること
ができる。4ビットのS1 2は、S1 3計算回路6に同時に、
S1 3の計算が終了するまで、入力される。S1 3計算回路6
に入力されるS1は、1ビットずつ順次入力され、1ビッ
ト入力される毎にその内部のレジスタが1回シフトし、
4ビットの入力が終了して1回シフトした段階で、S1 3
が出力される。
それぞれ入力される。S1 2計算回路5は、4ビットを同
時に入力され、S1 2の4ビットの出力を同時に得ること
ができる。4ビットのS1 2は、S1 3計算回路6に同時に、
S1 3の計算が終了するまで、入力される。S1 3計算回路6
に入力されるS1は、1ビットずつ順次入力され、1ビッ
ト入力される毎にその内部のレジスタが1回シフトし、
4ビットの入力が終了して1回シフトした段階で、S1 3
が出力される。
S1 3計算回路6から出力されるS1 3とS3計算回路3は、そ
れぞれ4ビット同時に演算回路7に供給され、S1 3+S3
の4ビットが同時に得られる。演算回路7によりS1 3+S
3の出力が得られた時点において、S1が演算回路9に供
給され、S1 2が演算回路12に供給されるようにセレクタ1
1及び14が制御され、演算回路9及び12の出力、並びにS
1 3+S3が加算回路15に供給される。演算回路7は、1符
号語の訂正が終了するまでの間、加算回路15に対する入
力として、S1 3+S3を保持する。
れぞれ4ビット同時に演算回路7に供給され、S1 3+S3
の4ビットが同時に得られる。演算回路7によりS1 3+S
3の出力が得られた時点において、S1が演算回路9に供
給され、S1 2が演算回路12に供給されるようにセレクタ1
1及び14が制御され、演算回路9及び12の出力、並びにS
1 3+S3が加算回路15に供給される。演算回路7は、1符
号語の訂正が終了するまでの間、加算回路15に対する入
力として、S1 3+S3を保持する。
加算回路15は、4ビットのガロア体加算結果を出力し、
その結果がゼロとなり、且つS1とS3がゼロでないときに
限り、ANDゲート17から先頭ビットに対する訂正信号がE
X−ORゲート18に供給される。このEX−ORゲート18の他
方の入力には、先頭ビットの訂正信号が出力されるタイ
ミングで、その先頭ビットが入力されるように、シフト
レジスタ19で遅延された受信符号語が供給される。
その結果がゼロとなり、且つS1とS3がゼロでないときに
限り、ANDゲート17から先頭ビットに対する訂正信号がE
X−ORゲート18に供給される。このEX−ORゲート18の他
方の入力には、先頭ビットの訂正信号が出力されるタイ
ミングで、その先頭ビットが入力されるように、シフト
レジスタ19で遅延された受信符号語が供給される。
以下、受信符号語の第2ビット以降の訂正においては、
セレクタ11及び14はそれぞれレジスタ10及び13の出力を
選択するように制御され、加算回路15が(S1α-2n+S1 2
α-n+S1 3+S3)の計算を繰り返して訂正を行なうよう
になされる。
セレクタ11及び14はそれぞれレジスタ10及び13の出力を
選択するように制御され、加算回路15が(S1α-2n+S1 2
α-n+S1 3+S3)の計算を繰り返して訂正を行なうよう
になされる。
ここで、チェインサーチ回路8による誤り位置の計算に
ついて説明する。
ついて説明する。
2ビットの誤り位置をi,jとしたとき、シンドローム
S1、S3は、 S1=αi+αj S3=α3i+α3j となる。一方、誤り位置において0となる多項式、すな
わちαi、αjが代入されたときに0となる多項式 σ(x)=(x−αi)(x−αj) を誤り位置多項式という。S1及びS3の式から S3=(αi+αj)3+αiα2j+α2iαj =(αi+αj)3+αiαj(αj+αi) ∵αiαj=(S3+S1 3)/S1 が求められる。従って、 σ(x)=x2−(αi+αj)x+αiαj =x2+S1x+(S3+S1 3)/S1 または =x2+S1x+S1 2+S3/S1 が求められる。この発明では、この式を変形して、 σ(x)=x2+S1x+S1 2+S3/S1 =(S1x2+S1 2x+S1 3+S3)/S1 =σ′(x)/S1 とする。従って、S1≠0の場合は、σ′(x)=0であ
れば、σ(x)=0になると言える。1ビット又は2ビ
ットの誤りが生じていた場合、S1は、α0〜α14までの
いずれかの値をとるために、S1=0とはならない。誤り
位置多項式σ(x)が定義できない状態を除くために、
S1=S3=0をゼロ検出回路4によって検出し、誤りが無
いことが検出された場合に訂正動作を止めることにして
いる。
S1、S3は、 S1=αi+αj S3=α3i+α3j となる。一方、誤り位置において0となる多項式、すな
わちαi、αjが代入されたときに0となる多項式 σ(x)=(x−αi)(x−αj) を誤り位置多項式という。S1及びS3の式から S3=(αi+αj)3+αiα2j+α2iαj =(αi+αj)3+αiαj(αj+αi) ∵αiαj=(S3+S1 3)/S1 が求められる。従って、 σ(x)=x2−(αi+αj)x+αiαj =x2+S1x+(S3+S1 3)/S1 または =x2+S1x+S1 2+S3/S1 が求められる。この発明では、この式を変形して、 σ(x)=x2+S1x+S1 2+S3/S1 =(S1x2+S1 2x+S1 3+S3)/S1 =σ′(x)/S1 とする。従って、S1≠0の場合は、σ′(x)=0であ
れば、σ(x)=0になると言える。1ビット又は2ビ
ットの誤りが生じていた場合、S1は、α0〜α14までの
いずれかの値をとるために、S1=0とはならない。誤り
位置多項式σ(x)が定義できない状態を除くために、
S1=S3=0をゼロ検出回路4によって検出し、誤りが無
いことが検出された場合に訂正動作を止めることにして
いる。
さて、チェインサーチ回路8に対して、S1、S1 2、S1 3が
入力された時に、その出力は、 S1α-2+S1 2α-1+S3+S1 3 =S1α-1α-1+S1 2α-1+S3+S1 3 =S1α14α14+S1 2α14+S3+S1 3 =S1(α14)2+S1 2α14+S3+S1 3 =σ′(α14) となる。これはα14、すなわち先頭ビット位置に対応す
る元を誤り位置多項式σ′に代入したものに他ならな
い。従って、先頭ビットに誤りがあれば、この式の値が
0となる。
入力された時に、その出力は、 S1α-2+S1 2α-1+S3+S1 3 =S1α-1α-1+S1 2α-1+S3+S1 3 =S1α14α14+S1 2α14+S3+S1 3 =S1(α14)2+S1 2α14+S3+S1 3 =σ′(α14) となる。これはα14、すなわち先頭ビット位置に対応す
る元を誤り位置多項式σ′に代入したものに他ならな
い。従って、先頭ビットに誤りがあれば、この式の値が
0となる。
次の段階では、1回シフトして、 =S1(α14)2α-2+S1 2α14α-1+S3+S1 3 =S1α28α-2+S1 2α13+S3+S1 3 =S1α26+S1 2α13+S3+S1 3 =S1(α13)2+S1 2α13+S3+S1 3 =σ′(α13) となり、2番目のビットに誤りがあれば、この式の値が
0となる。
0となる。
以下同様にして順次シフト動作を繰り返してゆけば、誤
りのある位置でσ′(x)=0となり、0となった時点
でビットを反転することで、誤りは訂正されることにな
る。
りのある位置でσ′(x)=0となり、0となった時点
でビットを反転することで、誤りは訂正されることにな
る。
b.BCH符号の一例 この発明は、例えば、(15,7)BCH符号の復号に対して
適用できる。15は符号長、7は、情報ビット長、最小距
離は、5である。従って、2ビット以下の誤りを訂正で
きる。この符号の生成多項式は、 G(x)=(x4+x+1)(x4+x3+x2+x+1) =x8+x7+x6+x4+1 αを(x4+x+1=0)の根としたとき、α3を根とし
て持つ最小多項式は、 (x4+x3+x2+x+1)である。(x4+x+1=0)で
与えられるガロア体GF(24)の元は、以下の通りであ
る。
適用できる。15は符号長、7は、情報ビット長、最小距
離は、5である。従って、2ビット以下の誤りを訂正で
きる。この符号の生成多項式は、 G(x)=(x4+x+1)(x4+x3+x2+x+1) =x8+x7+x6+x4+1 αを(x4+x+1=0)の根としたとき、α3を根とし
て持つ最小多項式は、 (x4+x3+x2+x+1)である。(x4+x+1=0)で
与えられるガロア体GF(24)の元は、以下の通りであ
る。
この符号のパリティ検査行列Hを下記に示す。
c.シンドローム計算回路 第2図は、シンドロームS1を計算するS1計算回路2の一
例を示す。シンドローム計算は、受信符号語 γ(x)=γ0+γ1x+・・・・・+γ14x14 に対して、γ(αj)を計算することで求められる。
例を示す。シンドローム計算は、受信符号語 γ(x)=γ0+γ1x+・・・・・+γ14x14 に対して、γ(αj)を計算することで求められる。
S1計算回路2は、(i−1)、即ちγ(α)を計算する
回路である。第2図に示すように、入力端子21からの受
信系列に対して、1クロックの遅延量を持つフリップフ
ロップ22,23,24,25が継続接続される。多項式(x4+x
+1)の場合には、入力端子21及びフリップフロップ22
間に加算回路26(mod.2の加算を行うもので、EX−ORゲ
ートにより実現される。以下の加算回路の全ても同様に
mod.2の加算回路である。)が挿入される。
回路である。第2図に示すように、入力端子21からの受
信系列に対して、1クロックの遅延量を持つフリップフ
ロップ22,23,24,25が継続接続される。多項式(x4+x
+1)の場合には、入力端子21及びフリップフロップ22
間に加算回路26(mod.2の加算を行うもので、EX−ORゲ
ートにより実現される。以下の加算回路の全ても同様に
mod.2の加算回路である。)が挿入される。
(mod.2)の加算は、 00=0 01=1 10=1 11=0 である。
また、フリップフロップ22とフリップフロップ23との間
に加算回路27が挿入される。これらの加算回路26,27の
夫々には、フリップフロップ25の出力がフィードバッタ
される。
に加算回路27が挿入される。これらの加算回路26,27の
夫々には、フリップフロップ25の出力がフィードバッタ
される。
上述の入力端子21に‘1'を入力し、順次、フリップフロ
ップ22,23,24,25からなるシフトレジスタをシフトさせ
ると、α0,α1,・・・・α14の2進数表現が各フリップ
フロップから出力される。従って、入力端子21に受信系
列γ14,γ13,・・・・γ0を順次入力することにより、
シンドロームS1(a0a1a2a3)が得られる。
ップ22,23,24,25からなるシフトレジスタをシフトさせ
ると、α0,α1,・・・・α14の2進数表現が各フリップ
フロップから出力される。従って、入力端子21に受信系
列γ14,γ13,・・・・γ0を順次入力することにより、
シンドロームS1(a0a1a2a3)が得られる。
第3図は、シンドロームS3を計算するS3計算回路3の一
例を示す。S3計算回路3は、(j=3)、即ち(α3)
を計算する回路である。4個のフリップフロップ32,33,
34,35と各フリップフロップ32〜35の入力側に設けられ
た加算回路36,37,38,39とが設けられている。加算回路3
6には、入力端子31からの受信系列とフリップフロップ3
3の出力とが供給され、加算回路37には、フリップフロ
ップ33の出力とフリップフロップ34の出力とが供給さ
れ、加算回路38には、フリップフロップ34の出力とフリ
ップフロップ35の出力とが供給され、加算回路39には、
フリップフロップ35の出力とフリップフロップ32の出力
とが供給される。
例を示す。S3計算回路3は、(j=3)、即ち(α3)
を計算する回路である。4個のフリップフロップ32,33,
34,35と各フリップフロップ32〜35の入力側に設けられ
た加算回路36,37,38,39とが設けられている。加算回路3
6には、入力端子31からの受信系列とフリップフロップ3
3の出力とが供給され、加算回路37には、フリップフロ
ップ33の出力とフリップフロップ34の出力とが供給さ
れ、加算回路38には、フリップフロップ34の出力とフリ
ップフロップ35の出力とが供給され、加算回路39には、
フリップフロップ35の出力とフリップフロップ32の出力
とが供給される。
入力端子31に受信系列γ14,γ13,・・・・γ0を順次入
力することにより、シンドロームS3(d0,d1,d2,d3)が
得られる。
力することにより、シンドロームS3(d0,d1,d2,d3)が
得られる。
d.S1 2計算回路5 第4図は、シンドロームS1(a0,a1,a2,a3)の2乗を計
算するS1 2計算回路5の一例を示す。S1 2計算回路5は、
a0及びa2が入力される加算回路41とa1及びa3が入力され
る加算回路42とからなる。S1 2を(b0b1b2b3)とする
と、加算回路41からb0が出力され、a2がb1として出力さ
れ、加算回路42からb2が出力され、a3がb3として出力さ
れる。
算するS1 2計算回路5の一例を示す。S1 2計算回路5は、
a0及びa2が入力される加算回路41とa1及びa3が入力され
る加算回路42とからなる。S1 2を(b0b1b2b3)とする
と、加算回路41からb0が出力され、a2がb1として出力さ
れ、加算回路42からb2が出力され、a3がb3として出力さ
れる。
第4図の構成によってS1 2が計算できることを以下に説
明する。
明する。
任意のガロア体上の元の多項式表現をa0+a1α+a2α2
+a3α3とすると、 (a0+a1α+a2α2+a3α3)2 =a0 2+a0a1α+a0a2α2+a0a3α3 +a0a1α+a1α2+a1a2α3+a1a3α4 +a0a2α2+a1a2α3+a2 2α4+a2a3α5 +a0a3α3+a1a3α4+a2a3α5+a3 2α6 =a0 2+a1α2+a2 2α4+a3 2α6 =a0+a1α2+a2α4+a3α6 =a0+a1α2+a2(α+1)+a3(α3+α2) =a0+a2+a2α+(a1+a3)α2+a3α3 =b0+b1α+b2α2+b3α3 と書けるので、 b0=a0+a2 b1=a2 b2=a1+a3 b3=a3 となり、第4図に示す構成とされる。
+a3α3とすると、 (a0+a1α+a2α2+a3α3)2 =a0 2+a0a1α+a0a2α2+a0a3α3 +a0a1α+a1α2+a1a2α3+a1a3α4 +a0a2α2+a1a2α3+a2 2α4+a2a3α5 +a0a3α3+a1a3α4+a2a3α5+a3 2α6 =a0 2+a1α2+a2 2α4+a3 2α6 =a0+a1α2+a2α4+a3α6 =a0+a1α2+a2(α+1)+a3(α3+α2) =a0+a2+a2α+(a1+a3)α2+a3α3 =b0+b1α+b2α2+b3α3 と書けるので、 b0=a0+a2 b1=a2 b2=a1+a3 b3=a3 となり、第4図に示す構成とされる。
なお、前述の表から分かるように、α4=α+1(∵α
4+α+1=0)であり、α6=α2α4=α2(α+
1)=α3+α2である。
4+α+1=0)であり、α6=α2α4=α2(α+
1)=α3+α2である。
e.S1 3計算回路6 第5図は、S1 3計算回路6の一例の構成を示す。51は、S
1計算回路2により計算されたシンドロームS1(a0a1a2a
3)の入力端子を示す。継続接続された4個のフリップ
フロップ52,53,54,55の夫々の入力側に加算回路56,57,5
8,59が設けられている。これらの加算回路56〜596の一
方の入力として、フリップフロップ55の出力がフィード
バックされる。加算回路56〜59の他方の入力として(mo
d.2)の乗算が行われる回路61,62,63,64の出力が供給さ
れる。
1計算回路2により計算されたシンドロームS1(a0a1a2a
3)の入力端子を示す。継続接続された4個のフリップ
フロップ52,53,54,55の夫々の入力側に加算回路56,57,5
8,59が設けられている。これらの加算回路56〜596の一
方の入力として、フリップフロップ55の出力がフィード
バックされる。加算回路56〜59の他方の入力として(mo
d.2)の乗算が行われる回路61,62,63,64の出力が供給さ
れる。
(mod.2)の乗算は、 である。乗算回路61〜64の一方の入力として、入力端子
51からのシンドロームS1が供給され、その他方の入力と
して、S1 2(b0b1b2b3)が供給される。フリップフロッ
プ52〜55の夫々の出力に、S1 3(c0c1c2c3)が出力され
る。つまり、S1 3計算回路6は、S1 2とS1とを乗算する構
成である。
51からのシンドロームS1が供給され、その他方の入力と
して、S1 2(b0b1b2b3)が供給される。フリップフロッ
プ52〜55の夫々の出力に、S1 3(c0c1c2c3)が出力され
る。つまり、S1 3計算回路6は、S1 2とS1とを乗算する構
成である。
上述のS1 3計算回路6によって、ガロア体上の2つの元
A,Bの積Cを乗算できることを以下に説明する。
A,Bの積Cを乗算できることを以下に説明する。
まず、多項式表現で、 A=a3α3+a2α2+a1α+a0 B=a3α3+a2α2+a1α+a0 と表す。この両者の積は、下記に示すものとなる。
C=A×B =(a3α3+a2α2+a1α+a0) ×(b3α3+b2α2+b1α+b0) =a3b3α6+a2b3α5+a1b3α4+a0b3α3 a3b2α5 +a2b2α4+a1b2α3+a0b2α2 a3b1α4+a2b1α3 +a1b2α2+a0b1αa3b0α3+a2b0α2+a1b0α+a0b0 =(a3b3α3+a3b2α2+a3b1α+a3b0)α3 +(a2b3α3+a2b2α2+a2b1α+a2b0)α2 +(a1b3α3+a1b2α2+a1b1α+a1b0)α +(a0b3α3+a0b2α2+a0b1α+a0b0) =c3α3+c2α2+c1α+c0 となる。
フリップフロップ55、54、53、52は、第1ステップでは
リセットされており、乗算回路64、63、62、61の出力が
それそれa3b3、a3b2、a3b1、a3b0であり、その段階の多
項式表現は、 (a3b3α3+a3b2α2+a3b1α+a3b0)α-1 となる。これは、1回目のシフトでフリップフロップ5
5、54、53、52の出力となり、その出力Cは、 C=a3b3α3+a3b2α2+a3b1α+a3b0 となる。
リセットされており、乗算回路64、63、62、61の出力が
それそれa3b3、a3b2、a3b1、a3b0であり、その段階の多
項式表現は、 (a3b3α3+a3b2α2+a3b1α+a3b0)α-1 となる。これは、1回目のシフトでフリップフロップ5
5、54、53、52の出力となり、その出力Cは、 C=a3b3α3+a3b2α2+a3b1α+a3b0 となる。
第2ステップでは、乗算回路64、63、62、61の出力がそ
れぞれa2b3、a2b2、a2b1、a2b0となり、この段階の多項
式表現は、 (a2b3α3+a2b2α2+a2b1α+a2b0)α-1 となる。
れぞれa2b3、a2b2、a2b1、a2b0となり、この段階の多項
式表現は、 (a2b3α3+a2b2α2+a2b1α+a2b0)α-1 となる。
ここで、Cと上式とが加算回路59、58、57、56で加算
されて、 ((a3b3α3+a3b2α2+a3b1α+a3b0) +(a2b3α3+a2b2α2+a2b1α+a2b0)α-1 となり、2回目のシフトで C=(a3b3α3+a3b2α2+a3b1α+a3b0)α +(a2b3α3+a2b2α2+a2b1α+a2b0) となる。
されて、 ((a3b3α3+a3b2α2+a3b1α+a3b0) +(a2b3α3+a2b2α2+a2b1α+a2b0)α-1 となり、2回目のシフトで C=(a3b3α3+a3b2α2+a3b1α+a3b0)α +(a2b3α3+a2b2α2+a2b1α+a2b0) となる。
なお、ここにおけるシフト処理は、×αに相当するもの
となるため、例えばα3は1回シフトされてα4となる
が、これはガロア体生成多項式の関係で、α4=α+1
(∵αう4+α+1=0)となり、第5図におけるc3が
フィードバックされて、加算回路57、56に供給されるこ
とになる。
となるため、例えばα3は1回シフトされてα4となる
が、これはガロア体生成多項式の関係で、α4=α+1
(∵αう4+α+1=0)となり、第5図におけるc3が
フィードバックされて、加算回路57、56に供給されるこ
とになる。
以降、第3ステップでは同様にして C′=(a3b3α3+a3b2α2+a3b1α+a3b0)α2 +(a2b3α3+a2b2α2+a2b1α+a2b0)α +(a1b3α3+a1b2α2+a1b1α+a1b0) が求められ、第4ステップで C=(a3b3α3+a3b2α2+a3b1α+a3b0)α3 +(a2b3α3+a2b2α2+a2b1α+a2b0)α2 +(a1b3α3+a1b2α2+a1b1α+a1b0)α +(a0b3α3+a0b2α2+a0b1α+a0b0) =c3α3+c2α2+c1α+c0 が求められ、乗算が完了する。
具体例として、(A=α3)(B=α6)の場合を説明
する。これらの値は、2進数表現で、(a3a2a1a0)=
(1000)、(b3b2b1b0)=(1100)である。初期状態か
ら、シフト動作を順次行った時の出力(c3c2c1c0)の変
化は、下記の表に示すものとなる。
する。これらの値は、2進数表現で、(a3a2a1a0)=
(1000)、(b3b2b1b0)=(1100)である。初期状態か
ら、シフト動作を順次行った時の出力(c3c2c1c0)の変
化は、下記の表に示すものとなる。
上述の表から明らかなように、4回のシフト動作を行う
ことによって、(α3×α6=α9=1010)の乗算出力
を得ることができる。
ことによって、(α3×α6=α9=1010)の乗算出力
を得ることができる。
この一実施例におけるS1 3計算回路6は、シンドロームS
1から直接、S1 3を計算するのと異なり、S1及びS1 2の両
者を乗算することにより、S1 3を計算しているので、回
路構成を大幅に簡略化することができる。
1から直接、S1 3を計算するのと異なり、S1及びS1 2の両
者を乗算することにより、S1 3を計算しているので、回
路構成を大幅に簡略化することができる。
f.演算回路7 (S1 3+S3)の計算を行う演算回路7は、第5図に示す
ように、S3(=c0c1c2c3)とS1 3(=d0d1d2d3)との対
応するビット同士が加算回路71,72,73,74に夫々供給さ
れる構成である。この加算回路71〜74から(S1 3+S3)
の2進数表現(e0e1e2e3)が得られる。
ように、S3(=c0c1c2c3)とS1 3(=d0d1d2d3)との対
応するビット同士が加算回路71,72,73,74に夫々供給さ
れる構成である。この加算回路71〜74から(S1 3+S3)
の2進数表現(e0e1e2e3)が得られる。
g.演算回路9及び演算回路12 シンドロームS1(a3a2a1a0)にα-2を乗算する演算回路
9は、第7図に示すように、加算回路81及び加算回路82
により構成される。加算回路81にa0及びa1が供給され、
加算回路82に加算回路81の出力及びa2が供給される。加
算回路82の出力がA0とされ、入力a3がA1とされ、入力a0
がA2とされ、加算回路81の出力がA3とされる。即ち α-2(a0+a1α+a2α2+a3α3) =a0α-2+a1α-1+a2+a3α =a0(α3+α2+1)+a1(α3+1)+a2+a3α =(a0+a1+a2)+a3α+a0α2+(a0+a1)α3 =A0+A1α+A2α2+A3α3 となる。
9は、第7図に示すように、加算回路81及び加算回路82
により構成される。加算回路81にa0及びa1が供給され、
加算回路82に加算回路81の出力及びa2が供給される。加
算回路82の出力がA0とされ、入力a3がA1とされ、入力a0
がA2とされ、加算回路81の出力がA3とされる。即ち α-2(a0+a1α+a2α2+a3α3) =a0α-2+a1α-1+a2+a3α =a0(α3+α2+1)+a1(α3+1)+a2+a3α =(a0+a1+a2)+a3α+a0α2+(a0+a1)α3 =A0+A1α+A2α2+A3α3 となる。
また、S1 2(b3b2b1b0)にα-1を乗算する演算回路12
は、第8図に示すように、加算回路83により構成され
る。加算回路83にb0及びb1が供給される。加算回路83の
出力がB0とされ、入力b2がB1とされ、入力b3がB2とさ
れ、入力b0がB3とされる。即ち、 α-1(b0+b1α+b2α2+b3α3) =b0(α3+1)+b1+b2α+b3α2 =(b0+b1)+b2α+b3α2+b0α3 =B0+B1α+B2α2+B3α3 である。
は、第8図に示すように、加算回路83により構成され
る。加算回路83にb0及びb1が供給される。加算回路83の
出力がB0とされ、入力b2がB1とされ、入力b3がB2とさ
れ、入力b0がB3とされる。即ち、 α-1(b0+b1α+b2α2+b3α3) =b0(α3+1)+b1+b2α+b3α2 =(b0+b1)+b2α+b3α2+b0α3 =B0+B1α+B2α2+B3α3 である。
この発明によれば、エラー位置多項式σ′(x)におい
て従来のように、(S3/S1)の項を演算する必要がな
く、従って、IC化した場合に面積が大きくなるROMやPLA
を設けないですむ。この発明に依れば、ゲートアレイ等
のハードワイヤド構成により復号装置を実現することが
でき、LSI化に好適な復号装置を提供できる。この発明
は、符号長が長いBCH符号を用いる場合にハードウエア
の簡略化の効果が大きいものである。
て従来のように、(S3/S1)の項を演算する必要がな
く、従って、IC化した場合に面積が大きくなるROMやPLA
を設けないですむ。この発明に依れば、ゲートアレイ等
のハードワイヤド構成により復号装置を実現することが
でき、LSI化に好適な復号装置を提供できる。この発明
は、符号長が長いBCH符号を用いる場合にハードウエア
の簡略化の効果が大きいものである。
第1図はこの発明の一実施例の全体のブロック図、第2
図はシンドロームS1を計算する回路のブロック図、第3
図はシンドロームS3を計算する回路のブロック図、第4
図はS1 2を計算する回路のブロック図、第5図はS1 3を計
算する回路のブロック図、第6図は(S1 3+S3)を計算
する回路のブロック図、第7図はα-2を乗じる回路のブ
ロック図、第8図はα-1を乗じる回路のブロック図であ
る。 図面における主要な符号の説明 1:受信系列の入力端子、2:S1計算回路、3:S3計算回路、
4,16:ゼロ検出回路、5:S1 2計算回路、6:S1 3計算回路、
7:(S1 3+S3)を計算する演算回路、8:チェインサーチ
回路、15:加算回路。
図はシンドロームS1を計算する回路のブロック図、第3
図はシンドロームS3を計算する回路のブロック図、第4
図はS1 2を計算する回路のブロック図、第5図はS1 3を計
算する回路のブロック図、第6図は(S1 3+S3)を計算
する回路のブロック図、第7図はα-2を乗じる回路のブ
ロック図、第8図はα-1を乗じる回路のブロック図であ
る。 図面における主要な符号の説明 1:受信系列の入力端子、2:S1計算回路、3:S3計算回路、
4,16:ゼロ検出回路、5:S1 2計算回路、6:S1 3計算回路、
7:(S1 3+S3)を計算する演算回路、8:チェインサーチ
回路、15:加算回路。
Claims (1)
- 【請求項1】チェインサーチの手法を用いた2誤り訂正
可能なBCH符号の復号装置において、 シンドロームS1及びS3を計算する回路と、 上記S1が供給されてS1 2を計算する回路と、 加算回路及びシフトレジスタにより構成され、上記S1と
S1 2を乗じることによりS1 3を計算する回路と、 上記S1 3及びS3が供給されて(S1 3+S3)を計算する回路
と、 上記S1,S1 2及びS1 3+S3が供給され、誤り位置多項式
σ′(x)(=S1x2+S1 2x+S1 3+S3)を解いて2以下
の誤りの情報を検出するチェインサーチ回路と、 S1とS3が共に0であることを検出するゼロ検出回路とを
設け、 上記ゼロ検出回路の出力により上記チェインサーチ回路
の出力を禁止するようにしたことを特徴とするBCH符号
の復号装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60123756A JPH0728227B2 (ja) | 1985-06-07 | 1985-06-07 | Bch符号の復号装置 |
CA000510670A CA1256202A (en) | 1985-06-07 | 1986-06-03 | Method and apparatus for decoding bch code |
US06/870,513 US4751704A (en) | 1985-06-07 | 1986-06-04 | Method and apparatus for decoding BCH code |
EP86304305A EP0204576A3 (en) | 1985-06-07 | 1986-06-05 | Apparatus for and methods of decoding a bch code |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60123756A JPH0728227B2 (ja) | 1985-06-07 | 1985-06-07 | Bch符号の復号装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61281720A JPS61281720A (ja) | 1986-12-12 |
JPH0728227B2 true JPH0728227B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=14868522
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60123756A Expired - Lifetime JPH0728227B2 (ja) | 1985-06-07 | 1985-06-07 | Bch符号の復号装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4751704A (ja) |
EP (1) | EP0204576A3 (ja) |
JP (1) | JPH0728227B2 (ja) |
CA (1) | CA1256202A (ja) |
Families Citing this family (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4875211A (en) * | 1986-12-10 | 1989-10-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Galois field arithmetic logic unit |
US5325373A (en) * | 1986-12-22 | 1994-06-28 | Canon Kabushiki Kaisha | Apparatus for encoding and decoding reed-solomon code |
US4866716A (en) * | 1987-05-15 | 1989-09-12 | Digital Equipment Corporation | Real-time BCH error correction code decoding mechanism |
US4890286A (en) * | 1987-12-11 | 1989-12-26 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Method and apparatus for decoding error correcting code |
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