JPH07273741A - Method and device for ofdm transmission and ofdm reception equipment - Google Patents

Method and device for ofdm transmission and ofdm reception equipment

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JPH07273741A
JPH07273741A JP8788594A JP8788594A JPH07273741A JP H07273741 A JPH07273741 A JP H07273741A JP 8788594 A JP8788594 A JP 8788594A JP 8788594 A JP8788594 A JP 8788594A JP H07273741 A JPH07273741 A JP H07273741A
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JP
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ofdm
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Tatsuya Ishikawa
Takashi Seki
石川  達也
隆史 関
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Toshiba Corp
株式会社東芝
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    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0048Allocation of pilot signals, i.e. of signals known to the receiver
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/26Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602Signal structure
    • H04L27/2605Symbol extensions

Abstract

PURPOSE: To suppress the degradation of a demodulated symbol due to multipath.
CONSTITUTION: A null symbol is transmitted in the first time slot of a transmission frame, and a reference symbol is transmitted in the second time slot, and the reference symbol is transmitted in the third time slot. Information symbols are transmitted in fourth and following time slots. Waveforms of two adjacent reference symbols are made continuous to equivalently extend the guard period, thus suppressing the influence of inter-code interference due to multipath.
COPYRIGHT: (C)1995,JPO

Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[発明の目的] [0001] [purpose of the invention]

【産業上の利用分野】本発明は、等化性能を向上させるようにしたOFDM伝送方法、OFDM送信装置及びO The present invention relates, OFDM transmission method so as to improve the equalization performance, OFDM transmitting apparatus and O
FDM受信装置に関する。 On FDM receiving device.

【0002】 [0002]

【従来の技術】近年、映像信号又は音声信号の伝送において、高品質で波数利用効率が高いディジタル変調が開発されている。 Recently, in the transmission of video signals or audio signals, the digital modulation wave number efficiency is high it has been developed with high quality. 特に、移動体通信においては、マルチパス干渉に強い直交周波数分割多重(以下、OFDM[or In particular, in mobile communications, strong orthogonal frequency division multiplexing multipath interference (hereinafter, OFDM [or
thogonal frequency divisionmultiplex ]という)変調の採用が検討されている。 thogonal frequency divisionmultiplex] that) modulation is under consideration. 更に、OFDMを用いたディジタルテレビジョン(TV)放送も研究されている。 In addition, digital television (TV) broadcasting using the OFDM has been studied.
このOFDMについては、文献「OFDMを用いた移動体ディジタル音声放送」(NHK発行、VIEW199 This For OFDM, the document "mobile digital audio broadcasting using the OFDM" (NHK issued, VIEW199
3年5月)等に詳述されている。 It is described in detail in three years in May), and the like.

【0003】OFDMは、伝送ディジタルデータを互いに直交する多数(約256乃至1024)の搬送波(以下、サブキャリアという)に分散し、夫々変調する方式である。 [0003] OFDM is a carrier of a large number of orthogonal transmission digital data to each other (about 256 to 1024) (hereinafter, referred to as sub-carriers) were dispersed in a manner that respective modulation. OFDMはマルチパス干渉の影響を受けにくいという特徴の外に、周波数利用効率が高く、また、他に妨害を与えにくいという利点も有する。 OFDM has outside affected feature of hard multipath interference, high spectral efficiency, also the advantage that other hard disturbing.

【0004】OFDMの各サブキャリアはQPSK又は多値QAM等のシンボルデータによって変調される。 [0004] Each sub-carriers of the OFDM is modulated by symbol data, such as QPSK or multilevel QAM. この変調は逆高速フーリエ変換(以下、IFFT)回路により行われ、各サブキャリアに夫々対するN個のシンボルデータをIFFT演算することでOFDM被変調波の1シンボル(以下、OFDMシンボルともいう)が作成される。 This modulation inverse fast Fourier transform (hereinafter, IFFT) performed by the circuit, one symbol of the OFDM modulated wave by N symbols data respectively paired to the subcarriers to IFFT operation (hereinafter also referred to as OFDM symbols) It is created.

【0005】OFDMシンボルを伝送する場合には、受信側における誤り訂正を考慮して、複数のOFDMシンボルによって伝送フレームを構成し、フレーム単位で伝送路特性補正用の基準となるOFDMシンボル(以下、 [0005] When transmitting the OFDM symbol, taking into account the error correction on the receiving side configures a transmission frame by a plurality of OFDM symbols, the OFDM symbols (hereinafter as a reference for channel characteristic correction in units of frames,
基準シンボルという)を挿入して伝送する。 Transmitting by inserting a) referred to as a reference symbol.

【0006】図8はこのフレーム単位の伝送方式を説明するための説明図であり、「Le Floch et al, "Digital [0006] FIG. 8 is an explanatory diagram for explaining the transmission system of this frame-by-frame basis, "Le Floch et al," Digital
Sound Broadcasting to Mobile Receivers", IEEE Tra Sound Broadcasting to Mobile Receivers ", IEEE Tra
nsactios on Consumer Electronics, Vol.35, No.3, p nsactios on Consumer Electronics, Vol.35, No.3, p
p.493-530 1989.」に記載されたものである。 p.493-530 1989. are those described in ".

【0007】図8に示すように、OFDMの伝送フレームは周波数方向(キャリア単位)及び時間方向(OFD [0007] As shown in FIG. 8, the transmission frame is frequency direction (subcarrier basis) of OFDM and time direction (OFD
Mシンボル単位)の組みのデータによって構成される。 Constituted by the set of data of M symbol unit).
フレームの各時間スロットは各OFDMシンボルを示している。 Each time slot of a frame shows the respective OFDM symbol. 1OFDMシンボルのサブキャリア数は448 1OFDM number of sub-carrier symbols 448
であり、1フレームのOFDMシンボル数は300である。 In and, OFDM symbol number in one frame is 300. なお、サブキャリアの数は使用するIFFT回路のポイント数によって決定される。 The number of sub-carriers is determined by the number of points of the IFFT circuit used. 図8では、1フレームは周波数方向に448個で、時間方向に300個のデータによって構成される。 8, one frame is 448 in the frequency direction, composed of 300 data in the time direction.

【0008】フレームの1番目の時間スロットのOFD [0008] of the first time slot of the frame OFD
Mシンボルは受信同期用のヌルシンボルであり、448 M symbol is a null symbol for the reception synchronization, 448
個の全サブキャリアが振幅0のシンボルデータによって変調されて作成される。 Total subcarriers are created is modulated by the symbol data of the amplitude 0. 2番目の時間スロットは各サブキャリアの位相基準となる基準シンボルであり、3番目の時間スロットのOFDMシンボルは伝送制御用の固定データである。 Second time slot is a reference symbol as a phase reference for each sub-carrier, OFDM symbol of the third time slot is fixed control data transmission. 4番目以降の時間スロットのOFDMシンボル(情報シンボル)によって情報シンボルデータが伝送される。 Information symbol data are transmitted by the OFDM symbol of the fourth or later time slot (information symbols).

【0009】なお、情報シンボルデータについては周波数方向及び時間方向でインターリーブを行うことがある。 [0009] Incidentally, it is possible to perform the interleaving in frequency and time directions for information symbol data. インターリーブによって、特定の周波数スロット及び時間スロットが妨害を受けた場合でも連続的なデータの誤りを防止することができ、受信側における誤り訂正により、データを復元することができる可能性が高くなる。 By interleaving, can be a particular frequency slot and a time slot for preventing errors successive data even when subjected to interference by the error correction at the receiving side, the possibility to restore the data is high.

【0010】次に、OFDMの等化技術について説明する。 [0010] Next, a description will be given of equalization technique of OFDM.

【0011】OFDM伝送においては、マルチパスによる符号間干渉を防止するためにガード期間が設けられている。 [0011] In OFDM transmission, a guard period in order to prevent intersymbol interference due to multipath is provided. 図9はOFDM信号のガード期間を説明するための説明図である。 Figure 9 is an explanatory view for explaining the guard period of the OFDM signal. 図9においては、説明を簡略化するために1つのサブキャリアによるOFDM信号を示してある。 9 is shown an OFDM signal according to one sub-carrier in order to simplify the description.

【0012】図9に示すように、OFDMの1シンボルの信号は、ガード期間と有効シンボル期間とによって構成される。 [0012] As shown in FIG. 9, the signal of one symbol of OFDM is composed of a guard period and an effective symbol period. ガード期間は有効シンボル期間の後半の信号が巡回的に複写されて形成される。 Guard period late signal of the effective symbol period is formed by cyclically copying. マルチパス干渉の遅延時間がガード期間以内である場合には、復調時において有効シンボル期間の信号のみを復調することで、遅延した隣接シンボルによる符号間干渉を防止することができる。 When the delay time of the multipath interference is within the guard period, by demodulating only the signal of the effective symbol period during the demodulation, it is possible to prevent intersymbol interference due to the adjacent symbols delayed.

【0013】図10はこのようなガード期間による等化を説明するための説明図である。 [0013] FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining equalization by such guard period.

【0014】いま、図10(a)に示すOFDMシンボルの直接波の信号波形に対して、マルチパス干渉波の信号波形の遅延時間が図10(b)に示すようにガード期間内であるものとする。 [0014] Now, with respect to the direct wave of the signal waveform of the OFDM symbols shown in FIG. 10 (a), those delay time of multipath interference wave signal waveform is within the guard period, as shown in FIG. 10 (b) to. 受信側では図10(a)のOF OF of the receiving side Figure 10 (a)
DMシンボルと図10(b)の干渉波との和信号が得られる(図10(c))。 Sum signal of the interference wave DM symbols and FIG. 10 (b) is obtained (FIG. 10 (c)). この場合には、干渉波の遅延時間がガード期間以内であるので、有効シンボル期間における受信信号(和信号)は、OFDMシンボルと同一周波数で位相及び振幅が変化したものとなる。 In this case, the delay time of the interference wave is within the guard period, the received signal in the effective symbol period (sum signal) is assumed that the phase and amplitude changes in OFDM symbol of the same frequency. 即ち、図1 That is, FIG. 1
0(a)のOFDMシンボルが例えば図11のシンボルデータS0 によって変調されたものである場合には、受信信号を復調すると、例えば図11のシンボルデータS 0 when OFDM symbol in (a) are those modulated by the symbol data S0 of Figure 11 for example, the symbol data S when demodulating the received signal, for example, FIG. 11
1 が得られることを示している。 It indicates that 1 is obtained.

【0015】即ち、予め位相及び振幅が既知の基準シンボルを復調し、元のシンボルデータと復調シンボルデータとの位相及び振幅の変化分(オフセット)を相殺するように、復調シンボルデータを補正することにより、マルチパス干渉の影響を受けないデータ伝送が可能となる。 [0015] That is, the advance phase and amplitude demodulating a known reference symbol, so as to cancel the change of the phase and amplitude of the original symbol data demodulated symbol data (offset), corrects the demodulated symbol data Accordingly, data transmission is not affected by the multipath interference is possible. なお、マルチパス干渉の影響は各サブキャリア毎に相違するので、基準シンボルは各サブキャリア毎に設定されている。 Since the influence of multipath interference is different for each sub-carrier, the reference symbol is set for each sub-carrier. なお、サブキャリア毎に補正のための係数を切換えることにより、オフセットの補正は1個の複素乗算器によって実現することができる。 Note that by switching the coefficients for correction for each subcarrier, the correction of the offset can be realized by one complex multiplier.

【0016】しかし、受信状態によっては遅延時間がガード期間を越えるようなマルチパスが存在することが考えられる。 [0016] However, the reception state is considered that there is multipath, such as a delay time exceeds the guard period. マルチパスの遅延時間がガード期間を越えると、基準シンボルを用いても復調シンボルを等化することができない。 The delay time of a multipath exceeds the guard period, it is impossible to equalize the demodulated symbols even by using a reference symbol. 図12はこの問題点を説明するための説明図である。 Figure 12 is an explanatory diagram for explaining this problem.

【0017】図12(a),(b)に示すように、マルチパス干渉波の遅延時間がガード期間を越えると、所定のOFDMシンボルの有効シンボル期間に隣接した前O [0017] FIG. 12 (a), the (b), the the delay time of the multipath interference wave exceeds the guard period, before and adjacent to an effective symbol period of a given OFDM symbol O
FDMシンボルの後半の部分がマルチパスとして加えられ、復調出力に符号間干渉がが生じる。 Second part of the FDM symbols added as multipath intersymbol interference occurs in the demodulated output. 従って、基準シンボルを用いてもマルチパスを完全に除去することはできない。 Therefore, it is impossible to completely remove multipath even using a reference symbol. 更に、マルチパスの遅延時間がガード期間を越えた場合には、等化用の基準シンボルも符号間干渉によって劣化することから、等化後の復調シンボルの劣化が大きくなってしまう。 Further, if the delay time of a multipath exceeds the guard interval, the reference symbols for the equalization from being degraded by inter-symbol interference, degradation of demodulated symbols after equalization becomes large. 基準シンボルは1フレームに1回しか伝送されないので、基準シンボルが妨害を受けた場合には復調信号が極めて劣化してしまうという問題があった。 Since the reference symbols are not transmitted once per frame, in the case where the reference symbol is disturbed has a problem that demodulation signal resulting in extremely deteriorated.

【0018】なお、ガード期間を長く設定することにより等化範囲を拡大することができるが、伝送レートが低下してしまうという欠点がある。 [0018] Although it is possible to expand the equalization range by setting a longer guard period, there is a disadvantage that the transmission rate is lowered. なお、図12の例では、1シンボル期間を80μ秒とすると、ガード期間は16μ秒に設定されている。 In the example of FIG. 12, when the one symbol period and 80μ seconds, the guard period is set to 16μ seconds.

【0019】 [0019]

【発明が解決しようとする課題】このように、従来、ガード期間を越える遅延時間のマルチパスが発生した場合には、復調信号の劣化が著しいという問題点があった。 BRIEF Problem to be Solved] Thus, conventionally, when the multipath delay time exceeding the guard period has occurred, there is a problem that deterioration is significant of the demodulated signal.

【0020】本発明はかかる問題点に鑑みてなされたものであって、OFDMの伝送フレーム中に2シンボル以上連続して基準シンボルを伝送することにより、等化後の復調シンボルの劣化及び基準シンボルが妨害を受けた場合の悪影響を抑制することができるOFDM伝送方法を提供することを目的とする。 The present invention was made in view of the above problems, by transmitting the reference symbol continuously over two symbols in a transmission frame of OFDM, deterioration and the reference symbol of the demodulated symbols after equalization There is an object of the present invention to provide an OFDM transmission method capable of suppressing the adverse effect in a case where the affected.

【0021】また、本発明は、OFDMの伝送フレーム中に2シンボル以上連続して基準シンボルを伝送することにより、等化後の復調シンボルの劣化及び基準シンボルが妨害を受けた場合の悪影響を抑制することができるOFDM送信装置を提供することを目的とする。 Further, the present invention is, by transmitting the reference symbol continuously over two symbols in a transmission frame of OFDM, suppressing an adverse effect in the case of deterioration and reference symbols of demodulated symbols after equalization is disturbed and to provide an OFDM transmitting apparatus capable of.

【0022】また、本発明は、OFDMの伝送フレーム中に2シンボル以上連続して基準シンボルを伝送することにより、等化後の復調シンボルの劣化及び基準シンボルが妨害を受けた場合の悪影響を抑制することができるOFDM受信装置を提供することを目的とする。 Further, the present invention is, by transmitting the OFDM consecutive reference symbol or two symbols in a transmission frame, suppressing an adverse effect in the case of deterioration and reference symbols of demodulated symbols after equalization is disturbed and to provide an OFDM receiver capable of.

【0023】[発明の構成] [0023] [the constitution of the invention]

【課題を解決するための手段】本発明の請求項1に係るOFDM伝送方法は、複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変調によって作成される伝送路特性補正用の基準シンボルを1伝送フレーム中で2基準シンボル以上連続させて伝送するものであり、本発明の請求項4 OFDM transmission method according to claim 1 of the present invention According to an aspect of the first transmission frame reference symbols for channel characteristic correction made by the orthogonal frequency division multiplexing modulation using a plurality of subcarriers It is intended to transmit the second reference symbol or is continuously in the middle, according to claim 4 of the present invention
に係るOFDM伝送方法は、複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変調によって作成される伝送路特性補正用の基準シンボルを、隣接するシンボル間で波形を連続させながら、1伝送フレーム中で2基準シンボル以上連続させて伝送する手順と、伝送された1伝送フレームのうち最後に伝送された基準シンボルを用いて等化を行う等化手順とを具備したものであり、本発明の請求項6に係るOFDM送信装置は、2以上の基準データ及び情報シンボルデータが入力され、前記基準データを連続させて伝送フレームを構成するようにデータ配列を行う配列手段と、この配列手段からのデータによって複数のサブキャリアを直交周波数分割多重変調することにより、連続した基準シンボルと情報シンボルとによって構成される伝送フレ OFDM transmission method according to the reference symbols for channel characteristic correction made by the orthogonal frequency division multiplexing modulation using multiple sub-carriers, while continuous waveform between adjacent symbols, 2 in 1 transmission frame a step of transmitting by the continuous or reference symbols are those provided with the equalization procedure performs equalization using the last transmitted reference symbols of the first transmission frame transmitted, the claims of the present invention 6 OFDM transmitter according to the inputted two or more reference data and information symbol data, and sequence means for performing data arranged to form a transmission frame the reference data by continuous, multiple the data from the array means by orthogonal frequency division multiplexing modulating a sub-carrier, the transmission frame formed by the reference symbols and information symbols contiguous ムを作成する変調手段とを具備したものであり、本発明の請求項8に係るOFDM送信装置は、2以上の基準データ及び情報シンボルデータが入力され、前記基準データを連続させて伝送フレームを構成するようにデータ配列を行う配列手段と、この配列手段からのデータによって複数のサブキャリアを直交周波数分割多重変調することにより、連続した基準シンボルと情報シンボルとによって構成される伝送フレームを作成する変調手段と、この変調手段の変調出力にガード期間を付加して各基準シンボルを有効シンボル期間とガード期間とによって構成するガード期間付加手段と、前記基準シンボルの各サブキャリア周波数、前記有効シンボル期間及びガード期間に基づいて前記各基準データを設定することにより、前記連続した基準 Is obtained by including a modulating means for creating a beam, OFDM transmitting apparatus according to claim 8 of the present invention, two or more reference data and information symbol data is input, the transmission frame the reference data by successively a sequence unit for performing data sequence so as to constitute, by orthogonal frequency division multiplexing modulating a plurality of subcarriers by the data from this sequence means, to create a transmission frame composed of the reference symbols and information symbols contiguous modulating means, a guard period adding means constituted by an effective symbol period and a guard period of each reference symbol by adding a guard period to the modulated output of the modulating means, each sub-carrier frequency of the reference symbol, the effective symbol period and by said setting each reference data based on the guard period, the continuous reference ンボルの波形を連続させる入力手段とを具備したものであり、本発明の請求項9に係るOFDM受信装置は、2以上の基準データ及び情報シンボルデータに対する複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変調によって、情報シンボルと1伝送フレーム中に2以上連続した基準シンボルとを有する伝送フレームが作成されて伝送され、この伝送フレームを直交周波数分割多重復調して前記情報シンボルデータ及び基準データを得る復調手段と、この復調手段の復調出力のうち最後に伝送された基準シンボルに対する復調出力を用いて前記各サブキャリアの振幅及び位相ずれを検出する検出手段と、この検出手段の検出結果に基づいて前記情報シンボルデータの振幅及び位相ずれを補正する補正手段とを具備したものである。 Are those provided with the input means for continuous waveform symbol, OFDM receiving apparatus according to claim 9 of the present invention, an orthogonal frequency division multiplexing using a plurality of subcarriers for 2 or more reference data and information symbol data by modulation, the transmission frame is transmitted is created with the information symbols and reference symbols consecutive 2 or more in one transmission frame, obtain the information symbol data and the reference data of this transmission frame orthogonal frequency division multiplex demodulation and demodulates means, detecting means for detecting the amplitude and phase shift of each sub-carrier using a demodulated output for the last transmitted reference symbol of the demodulated output of the demodulation means, on the basis of the detection result of the detecting means amplitude and phase shift of the information symbol data is obtained by and a correcting means for correcting the.

【0024】 [0024]

【作用】本発明の請求項1において、伝送路特性補正用の基準シンボルは1伝送フレーム中で2以上連続して伝送される。 In claim 1 of the present invention, reference symbols for channel characteristics correction is transmitted successively two or more in one transmission frame. これにより、基準シンボルについては等化性能を高くして、マルチパスの影響による復調シンボルの劣化を抑制する。 Thus, for the reference symbols by increasing the equalization performance, suppress the deterioration of the demodulated symbols due to the influence of multipath.

【0025】本発明の請求項4においては、隣接する基準シンボル間で波形を連続させながら、1伝送フレーム中で2以上の基準シンボルを連続させて伝送する。 [0025] In the fourth aspect of the present invention, while continuously the waveform between adjacent reference symbol, two or more reference symbols transmitted by continuously in one transmission frame. 等化手順においては、最後に伝送された基準シンボルを用いて等化が行われる。 In the equalization procedure, equalization is performed using the last transmitted reference symbols. 基準シンボルの波形が連続しているので、遅延時間が長いマルチパスが発生した場合でも、 Since the waveform of the reference symbol is continuous, even if the delay time is long multipath occurs,
最後に伝送された基準シンボルについては確実な等化が可能であり、復調シンボルの劣化が抑制される。 The last transmitted reference symbols are possible reliable equalization, the deterioration of the demodulation symbol can be suppressed.

【0026】本発明の請求項6においては、配列手段によって2以上の基準データを連続させて伝送フレームが構成される。 [0026] In claim 6 of the present invention, the transmission frame is constituted by a continuous two or more reference data by the arrangement means. 変調手段は配列手段の出力を直交周波数分割多重変調する。 Modulation means for orthogonal frequency division multiplexing modulating the output of the array means. これにより、伝送フレーム中に基準シンボルが連続する。 Thus, the reference symbols are consecutive in the transmission frame.

【0027】本発明の請求項8においては、配列手段によって2以上の基準データを連続させて伝送フレームが構成され、変調手段によって直交周波数分割多重変調される。 [0027] In claim 8 of the present invention is to continuously two or more reference data by the arrangement means are transmitted frame configuration, is orthogonal frequency division multiplexing modulation by the modulation means. この変調手段の変調出力にはガード期間付加手段によってガード期間が付加される。 Guard period by a guard period adding means for modulating the output of the modulation means is added. 入力手段は、基準シンボルの各サブキャリア周波数、有効シンボル期間及びガード期間に基づいて各基準データを設定しており、隣接した基準シンボル間の波形を連続させる。 Input means, each sub-carrier frequency of the reference symbol, and set each reference data based on the effective symbol period and a guard period, is continuous waveform between adjacent reference symbol.

【0028】本発明の請求項9において、復調手段は、 [0028] In claim 9 of the present invention, the demodulation means,
波形が連続した2以上の基準シンボルを有する伝送フレームを直交周波数分割多重復調する。 Waveform is orthogonal frequency division multiplexing demodulating a transmission frame having two or more reference symbols continuously. 検出手段は復調出力のうち最後に伝送された基準シンボルに対する復調出力を用いて各サブキャリアの振幅及び位相ずれを検出する。 Detecting means for detecting the amplitude and phase shift of each subcarrier by using the demodulation output for the last transmitted reference symbol of the demodulated output. 補正手段は検出結果を用いて情報シンボルデータの振幅及び位相ずれを補正する。 Correcting means for correcting the amplitude and phase shift of the information symbol data using the detection result. マルチパスの遅延時間が長い場合でも、最後に伝送された基準シンボルはマルチパスの影響を受けにくい。 Even if the delay time of the multi-path is long, the last reference symbol, which is transmitted to the less susceptible to the influence of multi-path. これにより、復調シンボルの劣化が抑制される。 Thus, the deterioration of the demodulation symbol can be suppressed.

【0029】 [0029]

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。 EXAMPLES Hereinafter, Examples of the present invention will be described with reference to the drawings. 図1は本発明に係るOFDM伝送方法の一実施例を示す説明図である。 Figure 1 is an explanatory view showing an embodiment of an OFDM transmission method according to the present invention. なお、図1では、1乃至M In FIG. 1, 1 to M
の各時間スロットは各OFDMシンボルを示している。 Each time slot represents the respective OFDM symbol.

【0030】1OFDMシンボルのサブキャリア数はN [0030] 1OFDM number of sub-carrier symbols is N
である。 It is. OFDMの伝送フレームはM個のOFDMシンボルによって構成される。 Transmission frame of the OFDM is constituted by M OFDM symbols. 即ち、1伝送フレームは、周波数方向にN個で時間方向にM個のデータによって構成される。 That is, first transmission frame is composed of M pieces of data in the time direction of N in the frequency direction.

【0031】図1に示すように、伝送フレームの先頭の時間スロットは受信同期用のヌルシンボルであり、全サブキャリアに振幅0のシンボルデータが割当てられる。 As shown in FIG. 1, the beginning of the time slot of the transmission frame is a null symbol for reception synchronization, symbol data amplitude 0 is assigned to all subcarriers.
本実施例においては、第2及び第3番目の時間スロットは、各サブキャリアの等化基準信号として基準シンボルA、基準シンボルBが割当てられている。 In the present embodiment, the second and third time slots, a reference symbol A, the reference symbol B is assigned as an equalized reference signal of each subcarrier. 4番目の時間スロット以降は情報シンボルが割当てられている。 4 th time slot after the information symbols are allocated.

【0032】図2は図1中の基準シンボルA,Bの具体的な伝送方法を示す説明図である。 [0032] FIG. 2 is an explanatory view showing reference symbol A in FIG. 1, the specific transmission method B. なお、図2では、説明を簡略化するために、1つのサブキャリアのみの波形を示している。 In FIG. 2, in order to simplify the explanation, it shows the waveform of only one subcarrier.

【0033】基準シンボルAはガード期間G1 及び有効シンボル期間R1 を有している。 The reference symbol A has a guard period G1 and effective symbol period R1. ガード期間G1 は有効シンボル期間R1 の後半部分の波形が複写されたものである。 Guard period G1 are those waveforms of the second half of the effective symbol period R1 is copied. また、基準シンボルBはガード期間G2 及び有効シンボル期間R2 を有している。 Further, reference symbol B has a guard period G2 and effective symbol period R2. ガード期間G2 は有効シンボル期間R2 の後半部分の波形が複写されたものである。 Guard period G2 are those waveforms of the second half of the effective symbol period R2 is copied. 本実施例においては、図2に示すように、基準シンボルAの終端の波形に基準シンボルBの波形が連続するように、有効シンボル期間R1 、R2 の波形の振幅及び位相を設定するようになっている。 In the present embodiment, as shown in FIG. 2, as the waveform of the reference symbol B in the waveform of the end of the reference symbol A is continuous, so as to set the waveform of the effective symbol period R1, R2 amplitude and phase ing. これにより、これらの2つの基準シンボルA,Bは、等価的にガード期間が長くなった1つの基準シンボルとみなすことができる。 Thus, these two reference symbols A, B can be regarded as equivalent to one reference symbol guard period is longer.

【0034】ところで、各サブキャリアは直交条件を満足しているので、各サブキャリアの波数は有効シンボル期間において整数となる。 By the way, since each subcarrier satisfies the orthogonality condition, the wave number of each subcarrier is an integer in the effective symbol period. 例えば、図2に示すサブキャリアは、有効シンボル期間の波数が2であることが示されている。 For example, the sub-carrier shown in FIG. 2 has been shown to be the wave number of the effective symbol period is 2. 従って、基準シンボルBを基準シンボルAに連続させるためには、ガード期間の長さに対応する位相だけ基準シンボルA,Bの開始位相をずらせばよい。 Therefore, in order to continuously reference symbol B to the reference symbols A, the phase only reference symbol A which corresponds to the length of the guard period, it is shifted the start phase of the B. 例えば、図2では、ガード期間G1 ,G2 の長さが有効シンボル期間R1 ,R2 の1/4であるので、基準シンボルA,Bの相互の開始位相を180度ずらせばよい。 For example, in FIG. 2, the length of the guard period G1, G2 is a 1/4 of the effective symbol period R1, R2, reference symbol A, the mutual starting phase of B may be shifted 180 degrees.

【0035】いま、図3に示すように、OFDMシンボルのN本のサブキャリアのキャリア番号kを周波数順に−N/2〜0〜(N/2)−1とする。 [0035] Now, as shown in FIG. 3, -N carrier number k of the N sub-carriers of the OFDM symbols in order of frequency / 2~0~ (N / 2) is -1. また、有効シンボル期間の長さを1とした場合におけるガード期間の長さをxとする。 Further, the length of the guard period in case of the 1 the length of the effective symbol period and x. そうすると、k番目のサブキャリアにおけるガード期間分の位相差Δθk は下記(1)式によって表わされる。 Then, the phase difference Δθk guard period in the k-th subcarrier is expressed by the following equation (1).

【0036】 Δθk =x・k・2π …(1) k番目のキャリアにおける基準シンボルA,Bの位相を夫々θ1k,θ2kとすると、2つの基準シンボルA,Bを連続させるためには、下記(2)式を満足する必要がある。 [0036] Δθk = x · k · 2π ... (1) k-th reference symbol A in the carrier, the phase s husband θ1k of B, when the Shita2k, 2 two reference symbols A, in order to continuously B is the following ( it is necessary to satisfy the 2).

【0037】θ1k=θ2k−Δθk =θ2k−x・k・2π …(2) なお、基準シンボルA,Bの振幅は等しくする。 [0037] θ1k = θ2k-Δθk = θ2k-x · k · 2π ... (2) It should be noted that reference symbol A, the amplitude of B is equal.

【0038】例えば、図4では、有効シンボル期間の波数が1のサブキャリアについて示してある。 [0038] For example, in FIG. 4, the wave number of the effective symbol period is shown for one subcarrier. 即ち、k= In other words, k =
1である。 1. また、ガード期間の間隔は有効シンボル期間の1/4に設定されている。 The interval of the guard period is set to 1/4 of the effective symbol period. 従って、これらの条件を上記(2)式に代入すると、下記(3)式が得られる。 Therefore, when these conditions are substituted into equation (2), the following equation (3) is obtained.

【0039】θ1k=θ2k−1/4・1・2π =θ2k−π/2 …(3) この(3)式から明らかなように、この場合には、基準シンボルBの位相を基準シンボルAよりも90度だけ進めればよい(図4参照)。 The θ1k = θ2k-1/4 · 1 · 2π = θ2k-π / 2 ... (3) As is apparent from the equation (3), in this case, the phase of the reference symbol B than the reference symbol A also it Susumere by 90 degrees (see FIG. 4).

【0040】次に、本実施例のOFDM伝送方法の作用について説明する。 [0040] Next, the operation of the OFDM transmission method of the present embodiment.

【0041】1OFDMシンボルはN本のサブキャリアを有している。 [0041] 1OFDM symbol has an N number of sub-carriers. 各サブキャリアは例えば0シンボルデータ、所定の基準データ又は情報シンボルデータによって変調される。 Each subcarrier for example 0 symbol data is modulated by a predetermined reference data or information symbol data. M個のOFDMシンボルによって伝送フレームを構成する。 Configuring a transmission frame by M OFDM symbols. 0シンボルデータで変調されたOFD 0 OFD which is modulated by the symbol data
Mシンボル(ヌルシンボル)は伝送フレームの先頭の時間スロットにおいて伝送される。 M symbols (null symbol) is transmitted at the beginning of the time slot of the transmission frame. 各時間スロットはガード期間及び有効シンボル期間によって構成されており、 Each time slot is composed of a guard period and an effective symbol period,
ガード期間の波形は有効シンボル期間の後半の波形が複写されたものである。 Waveform of the guard time period is one second half of the waveform of the effective symbol period is copied.

【0042】次の2番目の時間スロットでは、サブキャリアが所定の基準データによって変調された基準シンボルAが伝送される。 [0042] In the following second time slot, subcarrier reference symbol A which is modulated by a predetermined reference data is transmitted. 次の3番目の時間スロットにおいては、基準シンボルBが伝送される。 In the next third time slot, the reference symbol B is transmitted. 基準シンボルBの位相は基準シンボルAの位相に対して上記(3)式を満足する。 Reference symbol B phase satisfies the equation (3) with respect to the phase of the reference symbol A. これにより、各サブキャリア毎に、基準シンボルAのガード期間G1 及び有効シンボル期間R1 の波形に連続して基準シンボルBのガード期間G2 及び有効シンボル期間R2 の波形が伝送される。 Thus, for each subcarrier, the waveform of the guard time G2 and effective symbol period R2 of the reference symbol B in succession the waveform of the guard time G1 and effective symbol period R1 of the reference symbol A is transmitted. 即ち、基準シンボルBのガード期間が等価的にガード期間G1 +有効シンボル期間R1 +ガード期間G2 だけ長くなったことに相当する。 That is, the guard period of the reference symbol B is equivalently corresponds to that longer by guard period G1 + effective symbol period R1 + guard period G2. 4乃至M番目の時間スロットでは、情報シンボルデータによって変調された情報シンボルが伝送される。 In 4 to M-th time slot, information symbols modulated by the information symbol data are transmitted.

【0043】いま、マルチパス干渉波の遅延時間がガード期間よりも長いものとする。 [0043] Now, the delay time of the multipath interference wave is assumed longer than the guard period. しかし、この場合でも、 However, even in this case,
遅延時間がガード期間G1 +有効シンボル期間R1 +ガード期間G2 よりも短い場合には、基準シンボルBの有効シンボル期間R2 におけるマルチパス干渉波は、有効シンボル期間R2 と同一波形となる。 If the delay time is shorter than the guard period G1 + effective symbol period R1 + guard period G2 is multipath interference wave in the effective symbol period R2 of the reference symbol B is effective symbol period R2 of the same waveform. 従って、この場合の受信波は、基準シンボルBと同一周波数で位相及び振幅が変化したものとなる。 Therefore, the reception wave in this case is that the phase and amplitude changes in the reference symbol B and the same frequency. 基準シンボルBの位相及び振幅は既知であるので、復調信号を変化分だけ補正することによって、マルチパスの影響を受けない基準データを再生することができる。 The phase and amplitude of the reference symbol B is known, by correcting only the variation of the demodulated signal can be reproduced reference data that is not affected by multipath.

【0044】次に、復調した基準データを用いて、情報シンボルの復調シンボルを各サブキャリア毎に等化する。 Next, using the reference data demodulated, the demodulated symbols of the information symbol equalization for each sub-carrier. 基準信号がマルチパスの影響を受けていないので、 Since the reference signal is not affected by the multi-path,
復調シンボルの劣化を抑制することができる。 It is possible to suppress the deterioration of the demodulated symbols.

【0045】このように、本実施例においては、連続した2つの時間スロットにおいて基準シンボルを伝送すると共に、これらの基準シンボルの位相及び振幅を調整することにより、2つの基準シンボルが連続するように設定しており、等価的にガード期間を十分に延長することができる。 [0045] Thus, in the present embodiment, the transmit reference symbols in two consecutive time slots, by adjusting the phase and amplitude of these reference symbol, as two reference symbols are consecutive set and can be sufficiently extended equivalently guard period. このため、基準シンボルについてはマルチパスの影響を受けない復調が可能であり、マルチパスによる復調シンボルの劣化を抑制することができる。 Therefore, the reference symbol is capable of demodulation which is not affected by multipath, it is possible to suppress degradation of the demodulated symbols due to multipath.

【0046】なお、基準シンボルAのガード期間として基準シンボルBのガード期間G2 及び有効シンボル期間R2 を用いることができるので、前ゴーストにも対応することができるという利点もある。 [0046] Incidentally, it is possible to use a guard period G2 and effective symbol period R2 of the reference symbol B as a guard period of the reference symbols A, there is an advantage that it is possible to cope with before ghost.

【0047】図5は本発明に係るOFDM送信装置の一実施例を示すブロック図である。 [0047] FIG. 5 is a block diagram showing an embodiment of an OFDM transmission apparatus according to the present invention.

【0048】入力端子1を介して入力された2ビットの情報データはS/P変換回路2に与えられる。 The information data of 2 bits inputted through the input terminal 1 is supplied to S / P conversion circuit 2. S/P変換回路2はシリアルデータをパラレルデータに変換してシンボルマッピング回路3に与える。 S / P conversion circuit 2 is supplied to the symbol mapping circuit 3 converts the serial data into parallel data. シンボルマッピング回路3は、例えばPSK変調又はQAM変調等によって、情報データを情報シンボルデータ(Iデータ,Qデータ)に変換する。 Symbol mapping circuit 3, for example by PSK modulation or QAM modulation, etc., and converts the information data information symbol data (I data, Q data). シンボルマッピング回路3からの情報シンボルデータはマルチプレクス回路4に与えられる。 Information symbol data from the symbol mapping circuit 3 is given to the multiplex circuit 4.

【0049】マルチプレクス回路4にはROM5,6, [0049] The multiplex circuit 4 ROM5,6,
7の出力も与えられるようになっている。 7 Output of is also adapted to be given. ROM5, ROM5,
6,7には夫々0シンボルデータ、基準データA及び基準データBが格納されている。 Respectively 0 symbol data to 6,7, the reference data A and the reference data B is stored. なお、基準データA,B The reference data A, B
はこれらの基準データA,Bに基づいて作成されたOF OF created based these reference data A, to B
DMシンボル(基準シンボルA,B)の波形が連続するように、値が設定されている。 DM symbols (reference symbol A, B) as the waveform of successive values ​​are set. マルチプレクス回路4はシンボルマッピング回路3の出力及びROM5乃至7の出力を伝送フレームの各時間スロットに対応して選択してインターリーブ回路8に出力する。 Multiplex circuit 4 outputs the interleave circuit 8 and selected corresponding to each time slot of the transmission frame output of the output and ROM5 to 7 symbol mapping circuit 3. インターリーブ回路8は、入力されたデータをインターリーブさせてIF Interleave circuit 8, IF by interleaving the input data
FT回路9に出力する。 And outputs it to the FT circuit 9.

【0050】IFFT回路9は入力されたN個のデータを用いてIFFT処理することにより、OFDM被変調波(OFDMシンボル)を作成してガード期間付加回路 The IFFT circuit 9 by IFFT processing by using the N data input, OFDM modulated wave (OFDM symbols) by creating a guard period adding circuit
10に出力する。 And outputs it to the 10.

【0051】ガード期間付加回路10はマルチパスの影響を低減するために、OFDM被変調波にガード期間を付加し、I軸,Q軸の信号を夫々D/A変換器11,12に出力する。 The guard period adding circuit 10 in order to reduce the effects of multipath, adds a guard period to an OFDM modulated wave, and outputs the I-axis, the signal of the Q-axis respectively D / A converter 11 and 12 . D/A変換器11,12は入力されたディジタル信号をアナログ信号に変換してローパスフィルタ(以下、 D / A converter 11 and 12 low-pass filter converts the digital signal input to an analog signal (hereinafter,
LPFという)13,14に出力する。 And outputs it to the LPF hereinafter) 13, 14. LPF13,14は夫々入力信号出力の高調波成分を除去して直交変調回路15の乗算器18,19に出力する。 LPF13,14 outputs to the multiplier 18, 19 of quadrature modulation circuit 15 to remove harmonic components of the respective input signal output.

【0052】直交変調回路15は、局部発振器16、移相器 [0052] Orthogonal modulation circuit 15, a local oscillator 16, a phase shifter
17、乗算器18、19及び加算器20によって構成されている。 17 is constituted by multipliers 18, 19 and an adder 20. 局部発振器16は所定周波数のキャリアを発生して移相器17に出力すると共に、乗算器18に同相軸キャリアとして出力する。 The local oscillator 16 outputs to the phase shifter 17 generates a carrier of a predetermined frequency, and outputs to the multiplier 18 as in-phase axis carrier. 移相器17は局部発振器16の発振出力を9 Phase shifter 17 the oscillation output of the local oscillator 16 9
0度移相させて直交軸キャリアを作成して乗算器19に出力する。 0 to degree phase shift and outputs to the multiplier 19 to create the orthogonal axes carrier. 乗算器18はLPF13の出力と同相軸キャリアとの乗算によって同相軸変調出力を得て加算器20に出力する。 The multiplier 18 outputs to the adder 20 to obtain the in-phase axis modulation output by multiplying the output phase with shaft carrier LPF 13. 乗算器19はLPF14の出力と直交軸キャリアとの乗算によって直交軸変調出力を得て加算器20に出力する。 The multiplier 19 outputs to the adder 20 to obtain a quadrature axis modulation output by the multiplication of the orthogonal axis carrier and the output of the LPF 14.
加算器20は乗算器18,19の出力を加算して、直交変調出力を周波数変換回路21に出力する。 The adder 20 adds the output of the multiplier 18 and 19, and outputs the quadrature-modulated output to the frequency conversion circuit 21.

【0053】周波数変換回路21はバンドパスフィルタ(以下、BPFという)22、増幅器23、乗算器24、局部発振器25及びBPF26によって構成されている。 [0053] Frequency conversion circuit 21 is a band pass filter (hereinafter, BPF hereinafter) 22, an amplifier 23, a multiplier 24, is constituted by a local oscillator 25 and BPF 26. 直交変調出力はBPF22に与えられ、BPF22は直交変調出力を帯域制限して増幅器23を介して乗算器24に与える。 Quadrature modulated output is supplied to BPF 22, BPF 22 is supplied to the multiplier 24 via the amplifier 23 and band-limiting the quadrature modulated output. 局部発振器22は中間周波数帯に周波数変換するための所定周波数の局部発振出力を乗算器24に与える。 The local oscillator 22 provides a local oscillation output having a predetermined frequency for frequency conversion to an intermediate frequency band to the multiplier 24. 乗算器24は増幅器23の出力と局部発振出力との乗算によってOFD The multiplier 24 OFD by multiplication of the output and the local oscillation output of the amplifier 23
M被変調波の直交変調出力を高周波数帯に変換してBP BP and converts M quadrature modulated output of the modulated wave to a high frequency band
F26に出力する。 And outputs it to the F26. BPF26は乗算器24の出力を帯域制限してRF信号として出力する。 BPF26 ​​to output as an RF signal by band-limiting the output of the multiplier 24.

【0054】なお、入力端子27を介してタイミング回路 [0054] It should be noted that the timing circuit via the input terminal 27
28にクロックが供給されるようになっている。 The clock is designed to be supplied to 28. タイミング回路28は、入力されたクロックに基づいて、所定周波数のクロックを発生すると共に、各種タイミング信号を発生して各回路に供給する。 The timing circuit 28 based on the input clock, as well as generating a clock of a predetermined frequency and supplies the generated various timing signals to each circuit.

【0055】次に、このように構成された実施例の動作について説明する。 Next, a description in this way the operation of the embodiment constructed.

【0056】入力端子1を介して入力された情報データはS/P変換器2によってパラレルデータに変換された後、シンボルマッピング回路3によってIデータ及びQ [0056] Information data inputted through the input terminal 1 is converted into parallel data by the S / P converter 2, I data and Q by the symbol mapping circuit 3
データから成る情報シンボルデータに変換される。 It is converted into the information symbol data consisting of data. シンボルマッピング回路3からの情報シンボルデータはマルチプレクス回路4に供給される。 Information symbol data from the symbol mapping circuit 3 is supplied to the multiplex circuit 4. マルチプレクス回路4 Multiplex circuit 4
にはROM5,6,7から夫々0シンボルデータ、基準データA及び基準データBも入力されており、マルチプレクス回路4は、図1の伝送フレームの各時間スロットに対応させて情報シンボルデータ、0シンボルデータ及び基準データA,Bを切換えてインターリーブ回路8に与える。 The respective 0 symbol data from ROM5,6,7, also the reference data A and the reference data B is input, multiplex circuit 4 so as to correspond to each time slot of the transmission frame of Figure 1 information symbol data, 0 symbol data and the reference data a, switches the B gives the interleave circuit 8. インターリーブ回路8は入力されたデータをインターリーブした後IFFT回路9に出力する。 Interleave circuit 8 outputs the IFFT circuit 9 after interleaving the input data.

【0057】なお、入力端子27にはクロックが入力されており、タイミング回路28はこのクロックに基づいて所定周波数のクロック及び各種タイミング信号を発生して各回路に供給している。 [0057] Incidentally, the input terminal 27 and the clock is inputted, the timing circuit 28 is supplied to each circuit generates a clock and various timing signals of a predetermined frequency based on the clock.

【0058】IFFT回路9は、入力されたN個のシンボルを用いてIFFT演算を行う。 [0058] IFFT circuit 9 performs an IFFT operation using the input N symbols. これにより、N個のシンボルに対するOFDM変調が行われて、OFDM被変調波の実部Re及び虚部Imがガード期間付加回路10 Thus, are OFDM modulated performed for N symbols, the real part of the OFDM modulated wave Re and imaginary part Im guard period adding circuit 10
に出力される。 It is output to.

【0059】マルチプレクス回路4がROM5を選択することにより、IFFT回路9からはヌルシンボルが出力される。 [0059] By multiplexing circuit 4 selects the ROM 5, a null symbol is output from the IFFT circuit 9. また、マルチプレクス回路4がROM6,7 In addition, the multiplex circuit 4 is ROM6,7
を選択することにより、夫々基準シンボルA,BがIF By selecting, respectively reference symbols A, B are IF
FT回路9から出力される。 Is output from the FT circuit 9. 同様に、マルチプレクス回路4がシンボルマッピング回路3の出力を選択することにより、情報シンボルが得られる。 Similarly, by multiplexing circuit 4 selects the output of the symbol mapping circuit 3, the information symbols are obtained. マルチプレクス回路4が図1の伝送フレームの時間スロットに対応して選択を行うことにより、IFFT回路9からは図1に示す伝送フレームが出力される。 Multiplex circuit 4 by performing the selected corresponding to the time slots of the transmission frame of Figure 1, from the IFFT circuit 9 outputs the transmission frame shown in FIG.

【0060】ガード期間付加回路10は入力されたOFD [0060] OFD guard period adding circuit 10 is entered
M被変調波の実部Re及び虚部Imに夫々マルチパスの影響を低減するためのガード期間を付加して、D/A変換器11,12に出力する。 By adding a guard period to reduce the effects of each multipath real part Re and imaginary part Im of the M modulated wave, and outputs it to the D / A converter 11, 12. 基準データA,Bは、サブキャリア周波数及びガード期間の長さに基づいて設定されており、基準シンボルAのガード期間及び有効シンボル期間の波形に連続して基準シンボルBのガード期間及び有功シンボル期間の波形が続く。 Reference data A, B is set based on the length of the sub-carrier frequency and the guard period, the guard period and Merit symbol periods of the reference symbol B in succession the waveform of the guard period and the effective symbol period of the reference symbol A followed by the waveform.

【0061】D/A変換器11,12は入力された信号をアナログ信号に変換して夫々LPF13,14に与え、LPF [0061] D / A converter 11 and 12 provided by converting the input signal into an analog signal respectively LPF13,14, LPF
13,14はOFDMシンボルを帯域制限して夫々直交変調回路15の乗算器18、19に出力する。 13 and 14 and outputs it to the multiplier 18, 19 of the respective quadrature modulation circuit 15 and band-limiting the OFDM symbol. 局部発振器16は所定周波数のキャリアを発生しており、移相器17はこのキャリアを90度移相させる。 The local oscillator 16 is to generate a carrier of predetermined frequency, the phase shifter 17 of the carrier is 90 degree phase shift. 局部発振器16からの発振出力は同相軸キャリアとして乗算器18に供給され、乗算器18 Oscillation output from the local oscillator 16 is supplied to a multiplier 18 as in-phase axis carrier, multiplier 18
は同相軸キャリアとLPF13の出力との乗算によって同相軸変調出力を得て加算器20に出力する。 And outputs to the adder 20 to obtain the in-phase axis modulation output by multiplying the output of the in-phase axis carrier and LPF 13. 乗算器19は移相器17からの直交軸キャリアとLPF14の出力との乗算によって直交軸変調出力を得て加算器20に出力する。 The multiplier 19 outputs to the adder 20 to obtain a quadrature axis modulation output by multiplying the output of the quadrature shaft carrier and LPF14 from the phase shifter 17. 乗算器18、19の出力は加算器20によって加算されて直交変調出力が得られる。 The output of the multiplier 18 and 19 quadrature modulation output can be obtained is added by the adder 20.

【0062】直交変調回路15の直交変調出力は、周波数変換回路21のBPF22によって帯域制限された後、増幅器23によって増幅されて乗算器24に与えられる。 [0062] Orthogonal modulation output of the quadrature modulation circuit 15, after being band-limited by BPF22 frequency conversion circuit 21 is supplied to the multiplier 24 is amplified by the amplifier 23. 乗算器 Multiplier
24には局部発振器25から局部発振出力が与えられており、乗算器24は直交変調出力を高周波数(RF)帯の信号に周波数変換する。 The 24 is the local oscillator output is supplied from the local oscillator 25, multiplier 24 converts the frequency quadrature modulated output to a high frequency (RF) band signal. 乗算器24の出力はBPF26によって帯域制限されてRF信号として出力される。 The output of the multiplier 24 is output as an RF signal is band-limited by the BPF 26.

【0063】このように、本実施例においては、伝送フレームを構成する場合に、2番目の時間スロットで基準シンボルAを伝送し、次いで3番目の時間スロットで基準シンボルBを伝送するようにしている。 [0063] Thus, in this embodiment, when configuring a transmission frame, and transmits the reference symbol A in the second time slot, then so as to transmit the reference symbol B in the third time slot there. 基準シンボルA,Bの各サブキャリアを変調する基準データA,B Reference symbol A, reference data A modulating each subcarrier B, B
は、各サブキャリア周波数及びガード期間付加回路10によるガード期間の長さに基づいて設定されており、基準シンボルA,Bは各サブキャリア毎に波形が連続する。 It is set based on the length of each sub-carrier frequency and a guard period by a guard period adding circuit 10, a reference symbol A, B waveform is continuous for each subcarrier.

【0064】図6は本発明に係るOFDM受信装置の一実施例を示すブロック図である。 [0064] FIG. 6 is a block diagram showing an embodiment of an OFDM receiving apparatus according to the present invention.

【0065】入力端子31にはN本のサブキャリアを有するOFDM被変調波(OFDMシンボル)が伝送フレーム単位で入力される。 [0065] OFDM modulated wave having N number of subcarriers (OFDM symbols) is input in the transmission frame to the input terminal 31. 伝送フレームの先頭の時間スロットではヌルシンボルが伝送され、2番目の時間スロットでは基準シンボルAが伝送され、3番目の時間スロットでは基準シンボルBが伝送される。 At the beginning of a time slot of the transmission frame null symbols are transmitted, in the second time slot are transmitted reference symbol A is a reference symbol B is transmitted in the third time slot. 4乃至M番目の時間スロットにおいて情報シンボルが伝送されるようになっている。 4 to the information symbols in the M-th time slot is adapted to be transmitted. また、基準シンボルA,Bは連続した波形となっている。 Further, reference symbol A, the B has a continuous waveform. これらのOFDMシンボルは、所定のキャリア周波数で直交変調された後にRF帯に周波数変換されて入力されるようになっている。 These OFDM symbols are input are frequency converted into RF band after being orthogonally modulated with a predetermined carrier frequency.

【0066】このRF帯のOFDMシンボルはBPF32 [0066] OFDM symbol of the RF band BPF32
に供給される。 It is supplied to. BPF32は帯域外の雑音を除去して増幅器33に出力する。 BPF32 to output to the amplifier 33 to remove noise outside the band. 増幅器33はBPF32の出力を増幅して乗算器34に出力する。 Amplifier 33 outputs to the multiplier 34 amplifies the output of the BPF 32. 局部発振器35はRF帯の信号を周波数変換するための局部発振出力を乗算器34に出力する。 The local oscillator 35 outputs a local oscillation output to a frequency converting a signal in the RF band to the multiplier 34. 乗算器34は増幅器33の出力と局部発振出力との乗算によってOFDM被変調波を所定の周波数に周波数変換してBPF36に出力する。 The multiplier 34 outputs the BPF36 to frequency convert the OFDM modulated wave to a predetermined frequency by multiplying the output and the local oscillation output of the amplifier 33. BPF36はOFDMシンボルの高調波成分を除去して利得可変増幅器37に出力する。 BPF36 is output to the variable gain amplifier 37 to remove harmonic components of the OFDM symbol.

【0067】利得可変増幅器37は後述するエンベロープ検出回路50に制御されて、BPF36の出力を一定振幅に変換して直交検波回路38に出力する。 [0067] variable gain amplifier 37 is controlled by the envelope detection circuit 50 to be described later, and outputs the quadrature detection circuit 38 is converted to a constant amplitude output of the BPF 36. 直交検波回路38は乗算器39,40、局部発振器41及び移相器42によって構成されている。 Quadrature detection circuit 38 to the multiplier 39 and 40 are constituted by a local oscillator 41 and the phase shifter 42. 局部発振器41は後述するキャリア再生回路 Carrier recovery circuit the local oscillator 41 to be described later
43に制御されて、所定周波数の再生キャリアを発生して乗算器39及び移相器42に出力するようになっている。 43 is controlled to, and outputs to the multiplier 39 and the phase shifter 42 generates a reproduced carrier of a predetermined frequency. 局部発振器41の出力は同相軸キャリアとして乗算器39に供給される。 The output of the local oscillator 41 is supplied to the multiplier 39 as in-phase axis carrier. 移相器42は局部発振出力を90度移相して直交軸キャリアを再生して乗算器40に与える。 The phase shifter 42 gives the multiplier 40 to reproduce an orthogonal axis carrier and the local oscillator output 90-degree phase. 乗算器39は可変利得増幅器37の出力に同相軸キャリアを乗算して同相軸検波出力を得、乗算器40は可変利得増幅器37の出力に直交軸キャリアを乗算して直交軸検波出力を得る。 The multiplier 39 to obtain a phase axis detection output by multiplying the in-phase axis carrier to an output of the variable gain amplifier 37, the multiplier 40 to obtain the orthogonal axis detection output by multiplying the orthogonal axis carrier to an output of the variable gain amplifier 37. 乗算器39,40の出力は夫々LPF44,45に与えられる。 The output of the multiplier 39 and 40 is given to each LPF44,45.

【0068】LPF44,45は夫々乗算器39,40の直交検波出力であるベースバンドのOFDM被変調波の実部R [0068] LPF44,45 the real part R of the OFDM modulated wave in the baseband is an orthogonal detection output of each multiplier 39 and 40
e及び虚部Imの帯域を制限してA/D変換器46,47に出力する。 By limiting the bandwidth of e and an imaginary part Im outputted to the A / D converter 46, 47. A/D変換器46,47は夫々LPF44,45の出力をディジタル信号に変換してガード期間除去回路48に出力する。 A / D converter 46, 47 converts the output of the respective LPF44,45 into a digital signal and outputs it to the guard period removing circuit 48. ガード期間除去回路48はガード期間の信号を除去してFFT回路49に出力する。 Guard period removing circuit 48 outputs the FFT circuit 49 to remove the signal of the guard period. FFT回路49は、ガード期間除去回路48からのOFDM被変調波をFFT処理することによりOFDM復調を行って、N本のサブキャリアから0シンボルデータ、基準データA,B及び情報シンボルデータのI,Qデータを得る。 FFT circuit 49 performs OFDM demodulation by the FFT processing an OFDM modulated wave from the guard period removing circuit 48, 0 symbol data from the N number of subcarrier, reference data A, B and information symbol data I, get the Q data. FFT回路49 FFT circuit 49
からのIデータ及びQデータは等化回路55に出力されると共に、キャリア再生回路43にも出力される。 I data and Q data from is outputted to the equalization circuit 55, it is output to the carrier reproducing circuit 43.

【0069】キャリア再生回路43は復調されたIデータ及びQデータが与えられ、キャリアを再生して直交検波回路38の局部発振器41に出力する。 [0069] The carrier recovery circuit 43 is supplied with the I data and Q data which are demodulated, and outputs the reproduced carrier to the local oscillator 41 of the orthogonal detection circuit 38. これにより、局部発振器41の発振出力に基づいてキャリア同期が得られるようになっている。 Thus, so that the carrier synchronization is obtained based on the oscillation output of the local oscillator 41. また、A/D変換器46,47の出力は、 The output of the A / D converter 46 and 47,
同期再生回路51にも入力される。 To synchronous reproduction circuit 51 is input. 同期再生回路51はA/ Synchronous reproduction circuit 51 is A /
D変換器46,47の出力からヌルシンボルを検出することによりフレーム同期及びシンボル同期のための信号を再生してタイミング回路52に出力する。 It reproduces the signal for frame synchronization and symbol synchronization and outputs the timing circuit 52 by detecting a null symbol from the output of the D converters 46 and 47. タイミング回路52 The timing circuit 52
は入力された信号に基づいて、所定周波数のクロック及び各回路へのタイミング信号を発生するようになっている。 It is based on the input signal, and generates a timing signal to the clock and the circuit of a predetermined frequency. また、A/D変換器46,47の出力はエンベロープ検出回路50にも与えられる。 The output of the A / D converter 46 and 47 is also applied to the envelope detection circuit 50. エンベロープ検出回路50はA Envelope detection circuit 50 is A
/D変換器46,47の出力のエンベロープを検出して可変利得増幅器37の利得を調整して一定振幅が得られるようにしている。 / Detect the envelope of the output of the D converters 46 and 47 to adjust the gain of the variable gain amplifier 37 so that a constant amplitude is obtained.

【0070】等化回路55は基準データ検出回路56、誤差検出回路57、ROM58、複素乗算器59、メモリ60及び平均回路61によって構成されている。 [0070] equalizing circuit 55 reference data detecting circuit 56, the error detection circuit 57, ROM 58, a complex multiplier 59, is constituted by the memory 60 and the averaging circuit 61. FFT回路49の復調出力は基準データ検出回路56に入力される。 Demodulated output of the FFT circuit 49 is input to the reference data detection circuit 56. 基準データ検出回路56は復調シンボルから基準データBを検出して誤差検出回路57に出力する。 Reference data detecting circuit 56 outputs the error detection circuit 57 detects the reference data B from the demodulated symbols. 誤差検出回路57にはROM ROM is in error detection circuit 57
58に格納されているデータも与えられる。 Stored in 58 data is also provided that. ROM58には送信側の基準データBと同一データが格納されており、 Are stored reference data B and the same data on the transmitting side in the ROM 58,
誤差検出回路57はマルチパス及び雑音によって発生した各サブキャリアの振幅及び位相のずれによる復調基準データBの振幅及び位相誤差を検出して平均回路61に出力する。 Error detecting circuit 57 detects and outputs the amplitude and phase errors of the multi-path and demodulation reference data B due to the deviation of the amplitude and phase of each subcarrier generated by the noise averaging circuit 61. 平均回路61は数フレームに亘って誤差検出回路57 Error detecting circuit 57 the averaging circuit 61 over several frames
の出力を平均化することにより、雑音による誤差分を除去してS/Nを改善し、マルチパスによる誤差を誤差信号としてメモリ60に出力する。 By averaging the output of, improving the S / N by removing errors caused by noise, and outputs an error due to multipath in the memory 60 as an error signal. メモリ60は誤差信号を各サブキャリア毎に記憶し、記憶した誤差信号を複素乗算器59に出力する。 Memory 60 stores the error signals for each subcarrier, outputs the stored error signal to the complex multiplier 59. 複素乗算器59はFFT回路49からの復調シンボルとメモリ60からの誤差信号とを複素乗算することにより、マルチパスによる誤差を補正してデインターリーブ回路62に出力する。 By complex multiplier 59 for complex multiplying the error signal from the demodulated symbols and memory 60 from the FFT circuit 49, and outputs the error due to multipath deinterleave circuit 62 to correct.

【0071】デインターリーブ回路62は等化された復調シンボルをデインターリーブしてデマルチプレクス回路 [0071] de-interleave circuit 62 is demultiplexed circuit deinterleaves the equalized demodulated symbols
63に出力する。 And outputs it to the 63. デマルチプレクス回路63は入力された復調シンボルをデマルチプレクスして、情報シンボルデータをシンボルデマッピング回路64に出力する。 Demultiplexing circuit 63 demultiplexes the inputted demodulated symbols, and outputs the information symbol data in the symbol demapping circuit 64. シンボルデマッピング回路64は情報シンボルデータを復調して情報データをP/S変換器65に出力し、P/S変換器65は入力されたパラレルデータを2ビットのシリアルデータに変換して出力するようになっている。 Symbol demapping circuit 64 outputs the information data by demodulating the information symbol data in the P / S converter 65, the P / S converter 65 converts the parallel data input of the 2-bit serial data It has become way.

【0072】次に、このように構成された実施例の動作について説明する。 Next, description thus the operation of the embodiment constructed.

【0073】入力端子31を介して入力されたRF信号はBPF32によって帯域外の雑音が除去され、増幅器33によって増幅された後乗算器34に供給される。 [0073] RF signal inputted through the input terminal 31 is removed out-of-band noise by BPF 32, it is supplied to a multiplier 34 after being amplified by the amplifier 33. 乗算器34は局部発振器35からの局部発振出力との乗算によって、R Multiplier 34 by multiplying the local oscillation output from the local oscillator 35, R
F帯の信号を所定周波数に周波数変換してBPF36に出力する。 The signal F band frequency-converted into a predetermined frequency and outputs it to the BPF 36. 乗算器34の出力はBPF36によって高調波成分が除去された後、可変利得増幅器37によって一定振幅に制御されて直交検波回路38の乗算器39,40に与えられる。 After harmonic components output by BPF36 multiplier 34 has been removed, it is supplied to the multiplier 39 and 40 of the quadrature detection circuit 38 is controlled to a constant amplitude by a variable gain amplifier 37.

【0074】乗算器39は局部発振器41からの同相軸再生キャリアとの乗算によって同相軸検波出力を得てLPF [0074] The multiplier 39 obtains a phase axis detection output by multiplying the in-phase axis reproduced carrier from the local oscillator 41 LPF
44に出力し、乗算器40は移相器42からの直交軸再生キャリアとの乗算によって直交軸検波出力を得てLPF45に出力する。 Outputs 44, the multiplier 40 outputs the LPF45 obtain orthogonal axes detection output by multiplying the orthogonal axes reproduced carrier from the phase shifter 42. こうして、直交検波回路38からベースバンドのOFDM被変調波が得られる。 Thus, OFDM modulated wave of the baseband are obtained from the quadrature detection circuit 38.

【0075】直交検波回路38からの同相検波軸出力及び直交検波軸出力は、夫々LPF44、45によって帯域制限された後、A/D変換器46,47によってディジタル信号に変換される。 [0075] phase detection axis output and quadrature detection axis output from the quadrature detection circuit 38, after being band-limited by respective LPF44,45, is converted into a digital signal by the A / D converter 46, 47. ディジタル信号に変換されたOFDM被変調波は、ガード期間除去回路48によってガード期間の信号が除去されて、有効シンボル期間の信号のみがFF OFDM modulated wave which has been converted into digital signals are eliminated signal of the guard period by a guard period removing circuit 48, only the signal of the effective symbol period FF
T回路49に与えられる。 It is given to the T circuit 49. FFT回路49はOFDM被変調波をFFT処理することにより、N個の復調シンボルを得る。 FFT circuit 49 by FFT processing OFDM modulated wave to obtain N number of demodulated symbols. 復調シンボルは等化回路55に与えられる。 Demodulation symbols are given to the equalization circuit 55.

【0076】なお、A/D変換器46,47の出力は、同期再生回路51にも入力されており、同期再生回路51によってフレーム同期及びシンボル同期のための信号が再生される。 [0076] The output of the A / D converter 46 and 47 is also input to the synchronous reproduction circuit 51, the signal for frame synchronization and symbol synchronization are reproduced by the synchronous reproduction circuit 51. 同期再生回路51の出力はタイミング回路52に供給され、タイミング回路52は所定周波数のクロック及び各回路へのタイミング信号を生成する。 The output of the synchronous reproduction circuit 51 is supplied to a timing circuit 52, timing circuit 52 generates a timing signal to the clock and the circuit of a predetermined frequency. また、FFT回路 In addition, FFT circuit
49の出力はキャリア再生回路43にも与えられており、キャリア再生回路43の出力に基づいて局部発振器41が局部発振出力を出力することによりキャリア同期が得られる。 The output of 49 is also supplied to the carrier reproduction circuit 43, carrier synchronization is obtained by the local oscillator 41 based on the output of the carrier reproduction circuit 43 outputs a local oscillation output.

【0077】FFT回路49からの復調シンボルは等化回路55の複素乗算器59及び基準データ検出回路56に与えられる。 [0077] demodulated symbols from the FFT circuit 49 is supplied to the complex multiplier 59 and the reference data detection circuit 56 of the equalization circuit 55. 基準データ検出回路56によって復調シンボルのうちの基準データBが検出されて誤差検出回路57に供給される。 The reference data detection circuit 56 is a reference data B of the demodulated symbols is supplied is detected in the error detection circuit 57. 一方、誤差検出回路57にはROM58に予め格納されている基準データBのデータも入力される。 On the other hand, data of the reference data B stored in advance in the ROM58 in the error detection circuit 57 is also input. 誤差検出回路57は復調シンボルのうちの基準データBについて、 Error detecting circuit 57 for the reference data B of the demodulated symbol,
マルチパスの影響による振幅及び位相のずれを示す誤差信号(複素信号)を検出して平均回路61に出力する。 Multipath error signal (complex signal) indicating a deviation in amplitude and phase due to the influence of the detection to the output to the averaging circuit 61. 平均回路61によって誤差信号は数フレームに亘って平均化され、これにより誤差信号のS/Nが改善されてメモリ The error signal by the averaging circuit 61 is averaged over several frames, thereby being improved error signal S / N is the memory
60に供給される。 It is supplied to the 60.

【0078】メモリ60は各サブキャリア毎の誤差信号を格納すると共に、複素乗算器59に出力する。 [0078] Memory 60 stores the error signal for each subcarrier, and outputs to the complex multiplier 59. 複素乗算器 Complex multiplier
59はFFT回路49の出力と誤差信号とを複素乗算する。 59 complex multiplies the output and the error signal of the FFT circuit 49.
これにより、復調シンボルはマルチパスによる誤差分だけ位相が回転すると共に振幅が補正され、マルチパスの影響を受けていない復調シンボルがデインターリーブ回路62に出力される。 Thus, the demodulation symbol amplitude is corrected with the phase by an error due to multipath is rotated, demodulated symbol that is not affected by multipath is outputted to the deinterleave circuit 62.

【0079】送信側において、基準シンボルA,Bは連続した波形となっているので、基準シンボルBについては等価的にガード期間が長くなっており、基準データB [0079] In the transmitting side, the reference symbol A, since B has a continuous waveform, equivalently guard period for the reference symbol B has become longer, the reference data B
については略確実にマルチパスの影響を受けない復調データを得ることができる。 For it is possible to obtain demodulated data which is not affected by the substantially reliably multipath.

【0080】等化回路55からの復調シンボルは、デインターリーブ回路62によってデインターリーブ処理され、 [0080] demodulating symbols from the equalization circuit 55 is deinterleaved by deinterleave circuit 62,
デマルチプレクス回路63によってデマルチプレクスされて、情報シンボルデータがシンボルデマッピング回路64 The demultiplexer 63 is demultiplexed information symbol data symbols demapping circuit 64
に入力される。 It is input to. 情報シンボルデータは、シンボルデマッピング回路64によって復調され、P/S変換器65によって2ビットのシリアルデータに変換されて情報データとして出力される。 Information symbol data is demodulated by the symbol demapping circuit 64, are converted by the P / S converter 65 into 2-bit serial data is output as information data.

【0081】このように、本実施例においては、ガード期間が等価的に長くなった基準データBを等化回路によって等化しており、基準データBについては略確実な等化を可能であることから、復調シンボルのマルチパスによる影響を抑制することができる。 [0081] Thus, in the present embodiment, which equalizes the reference data B guard period becomes equivalently longer by the equalizer, we will reference data B can be substantially reliable equalization from, it is possible to suppress the effect of multipath demodulation symbol.

【0082】図7は本発明の他の実施例を示すブロック図である。 [0082] FIG. 7 is a block diagram showing another embodiment of the present invention. 本実施例は等化回路のみが図6の実施例と異なる。 This embodiment only equalization circuit is different from the embodiment of FIG. 図7において図6と同一の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。 The same elements as those of FIG. 6 in FIG. 7 will not be described are denoted by the same reference numerals.

【0083】FFT回路からの復調シンボルは複素乗算器59に与えられると共に、基準データ検出回路70にも与えられる。 [0083] demodulated symbols from the FFT circuit with given to the complex multiplier 59 is also supplied to the reference data detection circuit 70. 基準データ検出回路70は復調シンボルから基準データA,Bを検出して誤差検出回路73及びパワー検出回路71に出力する。 Reference data detecting circuit 70 outputs the error detection circuit 73 and the power detecting circuit 71 detects the reference data A, B from the demodulated symbols. 本実施例においては、基準データBを格納するROM58の外に、基準データAと同一データを格納するROM74も設けられている。 In the present embodiment, out of the ROM58 for storing reference data B, ROM 74 is also provided to store the same data and the reference data A. 誤差検出回路 Error detection circuit
73にはこれらのROM58,74からの基準データA,Bが与えられるようになっている。 Reference data A from these ROM58,74, and B are adapted to be applied to the 73.

【0084】パワー検出回路71は基準データ検出回路70 [0084] Power detecting circuit 71 is a reference data detection circuit 70
によって検出された基準データA,Bの全サブキャリアのパワーを検出して合計を求める。 Detected by the reference data A, the sum is by detecting the power of all subcarriers of B. これにより、パワー検出回路71は、基準データA,Bが例えばインパルス雑音により劣化していないかを検出する。 Thus, the power detection circuit 71, the reference data A, and B to detect whether or not degraded by, for example, impulse noise. パワー検出回路 Power detection circuit
71の出力は基準データ選択回路72に供給される。 The output of 71 is fed to the reference data selection circuit 72. 基準データ選択回路72は、パワーの検出結果を所定の基準値と比較することにより、基準データA,Bのうちいずれの基準データを用いて等化を行ったほうがよいかを判断し、一方の基準データを選択するための選択信号を誤差検出回路73に出力する。 Reference data selection circuit 72, by comparing the detection result of the power with a predetermined reference value, the reference data A, it is determined whether the better performing equalization using any standard data of B, the one and it outputs a selection signal for selecting the reference data to the error detection circuit 73. 例えば、基準データ選択回路72 For example, the reference data selecting circuit 72
は、2つの基準データのいずれも妨害を受けていない場合には基準データBを選択し、2つの基準データの一方が妨害を受けている場合には妨害を受けていない基準データを選択し、2つの基準データのいずれも妨害を受けている場合には、いずれの基準データも選択しない。 , Any of the two reference data selects the reference data B and if not disturbed, when one of the two reference data are disturbed selects the reference data is not disturbed, even when undergoing interference either of the two reference data, do not select any of the reference data.

【0085】誤差検出回路73は選択信号によって指定された基準データをROM58,74から読出し、基準データ検出回路70からの基準データとの誤差を求めて平均回路 [0085] Error detection circuit 73 reads the reference data designated by a selection signal from ROM58,74, averaging circuit seeking error between the reference data from the reference data detection circuit 70
71に出力するようになっている。 And outputs it to the 71. なお、基準データ選択回路72によっていずれの基準データも選択されない場合には、誤差検出回路73は前回の誤差検出結果を出力する。 In the case where not selected any of the reference data by reference data selection circuit 72, the error detection circuit 73 outputs the previous error detection result.

【0086】次に、このように構成された実施例の動作について説明する。 [0086] Next, description thus the operation of the embodiment constructed.

【0087】図6の実施例においては、遅延時間がガード期間を越えるマルチパスが存在する場合においても基準データを等化するために、基準データBを誤差検出に用いている。 [0087] In the embodiment of Figure 6, in order to equalize the reference data even when the multipath delay time exceeds the guard period exists, and using the reference data B to the error detection. しかし、マルチパスの遅延時間がガード期間以内である場合には、基準データAを用いても同様の効果を得ることができる。 However, if the multipath delay time is within the guard period can be used the reference data A obtain the same effect. また、マルチパスの遅延時間がガード期間を越えた場合に基準データAを用いても、 Also, the delay time of multipath by using the reference data A when exceeding the guard interval,
ある程度の等化は可能である。 It is possible to some extent of equalization. この理由から、本実施例においては、基準データBが劣化を受けた場合、例えば、基準データBがインパルス雑音等によって妨害を受けた場合に、基準データBに代えて基準データAを用いて等化を行うことを可能にしたものである。 For this reason, in the present embodiment, when the reference data B is subjected to degradation, for example, when the reference data B is disturbed by an impulse noise or the like, or the like by using the reference data A in place of the reference data B it is obtained by allowing to perform reduction.

【0088】基準データ検出回路70は、復調シンボルから基準データA及び基準データBを検出する。 [0088] reference data detecting circuit 70 detects the reference data A and the reference data B from the demodulated symbols. パワー検出回路71は、基準データA,Bについて、全サブキャリアのパワーの合計を求める。 Power detecting circuit 71, the reference data A, the B, obtains the sum of power of all subcarriers. パワー検出回路71のパワー検出結果は、基準データ選択回路72に入力されて、所定の基準値と比較される。 Power detection result of the power detection circuit 71 is input to the reference data selection circuit 72, is compared with a predetermined reference value.

【0089】いま、基準データBのパワー検出結果が基準値よりも大きいものとする。 [0089] Now, the power detection result of the reference data B is made larger than the reference value. この場合には、基準データ選択回路72からは基準データBを選択するための選択信号が誤差検出回路73に出力され、誤差検出回路73は、 In this case, the selection signal for selecting the reference data B is output to the error detection circuit 73 from the reference data selection circuit 72, the error detection circuit 73,
ROM58から読出したデータと基準データ検出回路70が検出した基準データBとの誤差を求める。 Read data and the reference data detection circuit 70 from the ROM58 is obtaining an error between the reference data B detected. 即ち、この場合には、図6の実施例と同様の動作となる。 That is, in this case, the same operation as the embodiment of FIG.

【0090】一方、基準データBのパワー検出結果が基準値よりも小さく、基準データAのパワー検出結果が基準値よりも大きい場合には、基準データ選択回路72は基準データAを選択するための選択信号を出力する。 [0090] On the other hand, power detection result of the reference data B is smaller than the reference value, when the power detection result of the reference data A is greater than the reference value, the reference data selection circuit 72 for selecting the reference data A and it outputs the selected signal. これにより、誤差検出回路73はROM74のデータを読出して、基準データ検出回路70が検出した基準データAとの誤差を求める。 Thus, the error detection circuit 73 reads out the data of the ROM 74, the reference data detecting circuit 70 obtaining an error between the reference data A detected.

【0091】他の作用は図6の実施例と同様である。 [0091] Other operations are the same as the embodiment of FIG.

【0092】このように、本実施例においては、基準データBがインパルス雑音等によって妨害を受けた場合に、基準データAを用いて等化を行うようになっており、インパルス雑音等による誤差信号の誤検出によって等化性能が劣化することを防止している。 [0092] Thus, in the present embodiment, the reference in the case where data B is disturbed by an impulse noise or the like, being adapted to perform equalization using the reference data A, the error signal due to impulse noise, etc. equalization performance is prevented from deteriorating due to false detection.

【0093】なお、上記各実施例においては、基準シンボルを2シンボル連続して伝送する例を示したが、基準シンボルを3シンボル以上連続して伝送してもよいことは明らかである。 [0093] In the above embodiments, an example of transmitting the reference symbol 2 symbols continuously, it is clear that it may be continuously transmitted reference symbol 3 symbols or more.

【0094】 [0094]

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、O According to the present invention as described above, according to the present invention, O
FDMの伝送フレーム中に2シンボル以上連続して基準シンボルを伝送することにより、等化後の復調シンボルの劣化及び基準シンボルが妨害を受けた場合の悪影響を抑制することができるという効果を有する。 By transmitting the FDM consecutive reference symbol or two symbols in a transmission frame, degradation and the reference symbols of demodulated symbols after equalization has the effect that it is possible to suppress the adverse effect in a case where the affected.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】本発明に係るOFDM伝送方法の一実施例を示す説明図。 Explanatory view showing an embodiment of an OFDM transmission method according to the invention; FIG.

【図2】実施例を説明するための説明図。 FIG. 2 is an explanatory view for explaining an embodiment.

【図3】2つの基準シンボルを連続させる条件を説明するための説明図。 Figure 3 is an explanatory view for explaining a condition for two consecutive reference symbols.

【図4】2つの基準シンボルを連続させる条件を説明するための説明図。 Figure 4 is an explanatory view for explaining a condition for two consecutive reference symbols.

【図5】本発明に係るOFDM送信装置の一実施例を示すブロック図。 Block diagram showing an embodiment of an OFDM transmission apparatus according to the present invention; FIG.

【図6】本発明に係るOFDM受信装置の一実施例を示すブロック図。 Block diagram showing an embodiment of an OFDM receiving apparatus according to the present invention; FIG.

【図7】本発明の他の実施例を示すブロック図。 FIG. 7 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.

【図8】従来のOFDM伝送方法を説明するための説明図。 Figure 8 is an explanatory diagram for explaining a conventional OFDM transmission method.

【図9】ガード期間を説明するための説明図。 FIG. 9 is an explanatory diagram for explaining the guard period.

【図10】等化を説明するための説明図。 Figure 10 is an explanatory diagram for explaining equalization.

【図11】等化を説明するための説明図。 Figure 11 is an explanatory diagram for explaining equalization.

【図12】従来例の問題点を説明するための説明図。 Figure 12 is an explanatory diagram for explaining a conventional example of a problem.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

A,B…基準シンボル A, B ... reference symbol

Claims (10)

    【特許請求の範囲】 [The claims]
  1. 【請求項1】 複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変調によって作成される伝送路特性補正用の基準シンボルを1伝送フレーム中で2基準シンボル以上連続させて伝送することを特徴とするOFDM伝送方法。 1. A OFDM, characterized in that transmitted by two consecutive reference symbols or reference symbols for channel characteristic correction created in one transmission frame by an orthogonal frequency division multiplexing modulation using a plurality of subcarriers transmission method.
  2. 【請求項2】 前記基準シンボルは、前記1伝送フレーム中の隣接する基準シンボル間で波形が連続することを特徴とする請求項1に記載のOFDM伝送方法。 Wherein said reference symbol, OFDM transmission method according to claim 1, characterized in that the waveform is continuous between adjacent reference symbols in the first transmission frame.
  3. 【請求項3】 前記基準シンボルは、ガード期間と有効シンボル期間とを有し、各サブキャリア周波数と有効シンボル期間及びガード期間の長さとに基づいて各サブキャリアの位相及び振幅を設定することにより前記1伝送フレーム中の隣接する基準シンボル間で波形を連続させることを特徴とする請求項1に記載のOFDM伝送方法。 Wherein the reference symbol, and a guard period and an effective symbol period, by setting the phase and amplitude of each subcarrier based on the length of each sub-carrier frequency and an effective symbol period and a guard period OFDM transmission method according to claim 1, characterized in that for continuous waveform between adjacent reference symbols in the first transmission frame.
  4. 【請求項4】 複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変調によって作成される伝送路特性補正用の基準シンボルを、隣接するシンボル間で波形を連続させながら、1伝送フレーム中で2基準シンボル以上連続させて伝送する手順と、 伝送された1伝送フレームのうち最後に伝送された基準シンボルを用いて等化を行う等化手順とを具備したことを特徴とするOFDM伝送方法。 The reference symbol for channel characteristic correction created by wherein orthogonal frequency division multiplexing modulation using multiple sub-carriers, while continuous waveform between adjacent symbols, the second reference symbol in one transmission frame OFDM transmission method, characterized in that provided with the equalization procedure to the procedure continuous by allowed for transmission, equalization using the last transmitted reference symbols of the first transmission frame transmitted performed more.
  5. 【請求項5】 前記等化手順に代えて、伝送された1伝送フレームのうち最も劣化が小さい基準シンボルを用いて等化を行う等化手順を用いることを特徴とする請求項4に記載のOFDM伝送方法。 5. Instead of the equalization procedure, according to claim 4, characterized by using an equalization procedure performs equalization using the most deterioration is smaller reference symbol of the first transmission frame transmitted OFDM transmission method.
  6. 【請求項6】 2以上の基準データ及び情報シンボルデータが入力され、前記基準データを連続させて伝送フレームを構成するようにデータ配列を行う配列手段と、 この配列手段からのデータによって複数のサブキャリアを直交周波数分割多重変調することにより、連続した基準シンボルと情報シンボルとによって構成される伝送フレームを作成する変調手段とを具備したことを特徴とするOFDM送信装置。 6. 2 or more reference data and information symbol data is input, a sequence unit for performing data arranged to form a transmission frame the reference data is continuously, a plurality of sub-by data from the array means by orthogonal frequency division multiplexing modulating a carrier, OFDM transmitting apparatus characterized by comprising a modulation means for generating a transmission frame composed of the reference symbols and information symbols contiguous.
  7. 【請求項7】 前記2以上の基準データは、前記連続した基準シンボルの波形が連続するように設定されていることを特徴とする請求項6に記載のOFDM送信装置。 Wherein said two or more reference data, OFDM transmission apparatus according to claim 6, characterized in that the waveform of the consecutive reference symbol is set to be continuous.
  8. 【請求項8】 2以上の基準データ及び情報シンボルデータが入力され、前記基準データを連続させて伝送フレームを構成するようにデータ配列を行う配列手段と、 この配列手段からのデータによって複数のサブキャリアを直交周波数分割多重変調することにより、連続した基準シンボルと情報シンボルとによって構成される伝送フレームを作成する変調手段と、 この変調手段の変調出力にガード期間を付加して各基準シンボルを有効シンボル期間とガード期間とによって構成するガード期間付加手段と、 前記基準シンボルの各サブキャリア周波数、前記有効シンボル期間及びガード期間に基づいて前記各基準データを設定することにより、前記連続した基準シンボルの波形を連続させる入力手段とを具備したことを特徴とするOFDM送信 8. 2 more reference data and information symbol data is input, a sequence unit for performing data arranged to form a transmission frame the reference data is continuously, a plurality of sub-by data from the array means by orthogonal frequency division multiplexing modulating a carrier, effective modulating means for creating a transmission frame composed of the reference symbols and information symbols contiguous, each reference symbol by adding a guard period to the modulated output of the modulator means a guard period adding means for configuring by the symbol period and a guard period, each sub-carrier frequency of the reference symbol, by the setting each reference data based on the effective symbol period and a guard period of the consecutive reference symbol OFDM transmission, characterized by comprising an input means for continuous wave 装置。 apparatus.
  9. 【請求項9】 2以上の基準データ及び情報シンボルデータに対する複数のサブキャリアを用いた直交周波数分割多重変調によって、情報シンボルと1伝送フレーム中に2以上連続した基準シンボルとを有する伝送フレームが作成されて伝送され、この伝送フレームを直交周波数分割多重復調して前記情報シンボルデータ及び基準データを得る復調手段と、 この復調手段の復調出力のうち最後に伝送された基準シンボルに対する復調出力を用いて前記各サブキャリアの振幅及び位相ずれを検出する検出手段と、 この検出手段の検出結果に基づいて前記情報シンボルデータの振幅及び位相ずれを補正する補正手段とを具備したことを特徴とするOFDM受信装置。 By an orthogonal frequency division multiplexing modulation using multiple subcarriers for 9. 2 or more reference data and information symbol data, the transmission frame is created with the information symbols and reference symbols consecutive 2 or more in one transmission frame transmitted is, by using the demodulating means for obtaining the information symbol data and the reference data of this transmission frame orthogonal frequency division multiplexing demodulation to the demodulation output for the last transmitted reference symbol of the demodulated output of the demodulation means OFDM receiver characterized by comprising detecting means for detecting the amplitude and phase shift of each sub-carrier, and correcting means for correcting the amplitude and phase shift of the information symbol data based on the detection result of the detecting means apparatus.
  10. 【請求項10】 前記検出手段に代えて、前記復調手段の復調出力のうち最も劣化が小さい基準シンボルに対する復調出力を用いて前記各サブキャリアの振幅及び位相ずれを検出する検出手段を備えたことを特徴とする請求項9に記載のOFDM受信装置。 10. Instead of the detecting means, further comprising detection means for detecting the amplitude and phase shift of each sub-carrier using a demodulated output for the most deteriorated is smaller reference symbol of the demodulated output of the demodulating means OFDM receiving apparatus according to claim 9, characterized in.
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