JPH07235849A

JPH07235849A - ディジタルベースバンドライン等化器用自動利得制御回路

Info

Publication number: JPH07235849A
Application number: JP6296080A
Authority: JP
Inventors: Jeffrey L Sonntag; リーソンタッグジェフレイ
Original assignee: American Telephone and Telegraph Co Inc; AT&T Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1993-11-30
Filing date: 1994-11-30
Publication date: 1995-09-05
Also published as: EP0655848A3; US5377231A; KR950016110A; EP0655848A2

Abstract

(57)【要約】【目的】本発明は、ディジタル電話通信に用いられる
中断器にみられるようなディジタルベースバンドライン
等化器用の自動利得制御回路に関する。【構成】自動利得制御回路は、３元出力信号を有する
ディジタルベースバンドライン等化器用の制御電圧を発
生する。この回路は、制御電圧を発生するために電荷を
蓄積するコンデンサと、３元出力信号の振幅が基準電圧
を超えた場合にコンデンサを充電する充電回路と、３元
出力信号が非ゼロレベルにあるときに限りコンデンサを
放電する放電回路を具備している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【本件発明の分野】本発明は、ディジタル電話通信に用
いられる中継器に関し、これをさらに詳細に述べると、
Ｔ１またはＥ１中継器に見られるようなディジタルベー
スバンドライン等化器用の自動利得制御回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】電話方式において、Ｔ１およびＥ１は、
ディジタル伝送標準である。Ｔ１は、米国で用いられて
いる標準であり、欧州で用いられているこれとよく似た
標準がＥ１である。ディジタル伝送システムの重要な構
成要素として、中継器が挙げられる。中継器は、信号を
再生するために伝送路に沿って一定の間隔をおきながら
設置されている。ディジタルベースバンドライン等化器
は、Ｔ１またはＥ１システムで用いられているものと同
様に、中継器のフロントエンドに例外なく用いられてい
る。等化器は、ケーブルの長さにわたって送信される間
にひずみが生じた信号を濾波し増幅する働きをする。

【０００３】上記信号は、Ｔ１標準で１．５４４Ｍｂｉ
ｔｓ／ｓ、Ｅ１標準では２．０４Ｍｂｉｔｓ／ｓの速度
で送信される３元のディジタル信号である。３元とは、
信号が、「低」、「ゼロ」、「高」の３つの論理レベル
を有することを意味している。データは、論理０がゼロ
として送信され、かつ論理１が高電圧または低電圧とし
て送信される交互マーク反転符号（ＡＭＩ）方式を用い
て符号化される。

【０００４】上記中継器のフロントエンドで使用される
等化器は、一様でない回線状態に対応するため、等化器
の利得および周波数応答を変更する自動利得制御（ＡＧ
Ｃ）回路を具備している。ＡＧＣ回路は、等化器の出力
信号の振幅を一定に保つためのものである。しかし、従
来のＡＧＣ回路は、出力信号の振幅が信号のデータ密度
の関数として変化する傾向がある。たとえば、データ信
号に多数のゼロが連続して現れた場合、正しい振幅のデ
ータストリームが受信されていても、従来のＡＧＣ回路
には利得の増大が必要であるように見える。このため、
回路の利得が、中継器で受信されるデータの内容、つま
りデータ密度に依存する傾向が生じる。したがって、デ
ータ密度に関係なく、振幅が一定の出力信号を発生する
等化器が必要とされている。

【０００５】

【本件発明の概要】本発明は、ディジタルベースバンド
ライン等化器の制御電圧を発生する自動利得制御（ＡＧ
Ｃ）回路である。制御電圧は、等化器の利得および周波
数応答（等化）を制御する。制御回路は、制御電圧を発
生するために電荷を蓄積するコンデンサ、コンデンサを
充電する充電回路、およびコンデンサを放電する放電回
路を具備している。

【０００６】充電回路は、等化器の３元出力信号の振幅
が基準電圧を超えた場合にコンデンサを充電するよう構
成されている。また、放電回路は、３元出力信号が非ゼ
ロレベルにある場合に限り、コンデンサを放電するよう
構成されている。つまり、３元出力信号にデータがない
場合には、コンデンサが放電されることはない。これに
より、出力信号にデータが存在しない間の利得は、ほぼ
一定に保たれる。

【０００７】充電回路は、３元出力信号を監視し、かつ
３元出力信号の（正または負の）振幅が正または負の基
準電圧を超えた場合に、トリップ信号を発生する比較器
を２器具備している。トリップ信号は、コンデンサに充
電電流を供給する電流源を制御し、コンデンサは、３元
出力信号の振幅が基準電圧の振幅を超えた場合に限り、
充電される。

【０００８】放電回路は、３元出力信号をスライスして
ひずみのない３元ディジタル信号に変換する比較器を２
器具備している。電流源は、３元出力信号にデータ（１
または−１）が存在する場合にのみ、コンデンサに放電
電流を供給する。また、放電回路中のフリップフロップ
により、制御電圧へのデータ密度の影響がさらに減少す
る。つまり、フリップフロップは、入力信号から再構成
されたクロック信号と同期化されて、放電電流源に対す
る一定のオン期間を発生する。その結果、制御回路は、
正確な制御電圧を等化器のＡＧＣ回路に供給することに
なる。このため、ＡＧＣ回路の利得は、比較的雑音に影
響されず、またデータ密度にも左右されなくなる。本発
明の前記ならびに他の特徴および利益は、添付図面に示
す本発明の実施例に関する次の詳細な説明を読むと、明
らかになるであろう。

【０００９】

【実施例の詳細な記述】本発明の好適な実施態様を、同
一参照番号が同一要素を示す図面を例にとって説明す
る。さらに、各参照番号の左端の数字は、その番号が最
初に現れた図の番号を表している。特定の部品番号なら
びに構成が説明されているが、これは、あくまでも説明
のためのものである。本発明の精神および範囲から逸脱
しない限り、他の部品および構成の利用が可能なこと
は、当業者によって理解されるであろう。

【００１０】図１は、Ｔ１またはＥ１中継器に用いられ
るような代表的なディジタルベースバンドライン等化器
を示すブロック図である。等化器１０２は、入力信号１
０１を受信して、３元の出力信号１０３を発生する。入
力信号１０１は、長い電話ケーブルを介した伝送によっ
て、例のごとくひずみを伴う。等化器１０２は、出力信
号１０３を発信するにあたって信号のひずみを等化す
る。「等化」は、増幅および／または補償することを意
味している。

【００１１】一様でない回線状態には、種々の等化が必
要である。たとえば、回線長が長ければ、それだけディ
ジタル信号に対する低域フィルタの影響が大きくなる。
したがって、信号が回線長の長い回線から受信される
と、等化器は、高周波数で大幅な増幅を実行しなければ
ならない。回線長が短ければ、高周波減衰度が減少する
ため、等化器による高周波の強化がそれだけ少なくな
る。以下に述べるように、本発明による等化器は、利得
および周波数応答（すなわち、各極および／またはゼロ
の配置）を一様でない回線状態に適したものにする。

【００１２】自動利得制御（ＡＧＣ）回路１０４は、等
化器１０２の等化を制御する。ＡＧＣ回路１０４は、出
力信号１０３の振幅を監視し、かつ出力信号１０３の振
幅の関数として制御電圧Ｖ_AGC を発生する。発生した制
御電圧Ｖ_AGC は、等化器１０２の制御入力１０５に用い
られる。

【００１３】等化器１０２は、複数の増幅器ステージを
有しており、一つまたはそれ以上の増幅器ステージに関
する等化（利得特性対周波数特性）を変更する際に制御
電圧Ｖ_AGC が用いられる。これは、当業者にとって明ら
かな若干の方法によって実施可能である。解説を行うた
め、次に単一の増幅ステージについて説明する。たとえ
ば、反転増幅器の構成では、可変コンダクタンス素子
（たとえば、ＭＯＳＦＥＴ）とコンデンサを並列に配列
して増幅器の加算接続点への入力にすることができる。
また、ＤＣ利得とゼロの周波数は、制御電圧Ｖ_AGC の関
数として可変コンダクタンス素子のコンダクタンスを変
化させることによって変更できる。図に示された実施例
では、Ｖ_AGC の増大に対し、等化器１０２が利得を減少
させて小さい出力信号１０３を発生する。

【００１４】図２は、従来のＡＧＣ回路１０４を示して
いる。ＡＧＣ回路１０４は、比較回路２０２、スイッチ
２１０、充電電流源２１２、放電電流源２１４、および
コンデンサ２１６を具備している。さらに、比較回路２
０２は、比較器２０４ならびに２０６、およびＯＲゲー
ト２０８を具備している。

【００１５】ＡＧＣ回路１０４は、以下のように動作す
る。出力信号１０３は、比較器２０４により、正の基準
電圧と比較され、比較器２０６により、負の基準電圧と
比較される。出力信号１０３が正の基準電圧を超える
と、比較器２０４は高レベル信号を出力する。上記の通
り、出力信号１０３は、正、負、およびゼロの電圧レベ
ルを有する３元ディジタル信号である。

【００１６】出力信号１０３の振幅が正の基準電圧を超
えると、比較器２０４は、トリップ信号を出力する。同
様に、出力信号１０３の振幅が負の基準電圧を超える
と、比較器２０６は、トリップ信号を出力する。つま
り、出力信号１０３の負の振幅が負の基準信号を上回っ
た場合に、比較器２０６は、引きはずしを行う。ＯＲゲ
ート２０８は、比較器２０４ならびに２０６からの信号
の論理和を実行する。比較器２０４と比較器２０６のい
ずれか一つがトリップ信号を出力した場合、ＯＲゲート
２０８は、スイッチ２１０を閉にする信号を出力する。

【００１７】スイッチ２１０が閉になると、充電電流源
２１２は、充電電流Ｉ_c をコンデンサ２１６に供給する
が、コンデンサ２１６を充電すると、Ｖ_AGC の振幅が増
大する。この状態のとき、比較回路２０２は、出力信号
１０３が大きすぎるため出力信号１０３の振幅が所望の
範囲内に入るように等化器の調整が必要であることを等
化器１０２に知らせている。この調整は、単に、ＤＣ利
得の調整にとどまらず、上記の通り、ゼロの周波数も変
更される。このように、等化器１０２は、感知された回
線状態の変化に対する等化に適している。

【００１８】出力信号１０３の振幅が所望の範囲内にあ
るときは、比較器２０４と２０６のいずれも高レベル信
号を出力しない。この場合、スイッチ２１０は、開状態
のままであり、充電電流Ｉ_c はコンデンサ２１６を充電
しない。その結果、Ｖ_AGC は増大しないことになる。

【００１９】放電電流源２１４は、ＡＧＣ回路１０４が
出力信号１０３の振幅の変化に反応できる状態を保てる
ように、一定のブリード、すなわち放電電流Ｉ_d をコン
デンサ２１６に供給する。放電機構がなければ、コンデ
ンサ２１６が電荷を保持することから、その後の信号振
幅の増大に反応しなくなる。

【００２０】Ｔ１またはＥ１中継器を用いた場合、出力
信号１０３は、たとえば、１５または１６サイクル連続
してゼロの水準にとどまることがある。つまり、出力信
号１０３が、全体の時間の９０％もの間ゼロを発生して
いるようなデータ密度になることもあり得る。放電電流
Ｉ_d によりコンデンサ２１６が連続的に放電され、かつ
出力信号１０３にゼロが存在するときに充電電流Ｉ_c が
流れない場合、Ｖ_AGCは、ゆっくりと降下していく。こ
の降下に対して、等化器１０２による等化は増大する。
ただし、この増大は、出力信号１０３の振幅によるもの
ではなく、データ密度（すなわち、出力信号１０３にお
いて連続して発生するゼロの個数）の結果によるもので
ある。これは、望ましい効果とは言えない。機能的に正
しい等化器は、信号に含まれるデータの関数として変化
する信号ではなく、一定の振幅を伴った信号を発生しな
ければならない。また、放電電流源２１４によって発生
する放電電流Ｉ_d の振幅を減少させることによって、デ
ータ密度に対するＡＧＣ回路の感度を低下させることは
可能である。しかし、この方法には、２つの問題点があ
る。まず第一に、集積回路内では、極めて小さい電流を
発生させ、かつそれを正確に保持するのが困難である。
第二に、放電電流Ｉ_d が非常に小さい場合、出力信号１
０３中の雑音が利得の急激な低下を引き起こしやすい。
このような影響が見られる理由について、以下に説明す
る。

【００２１】放電電流Ｉ_d に対する充電電流Ｉ_c の比率
によって、出力信号１０３が正または負の基準電圧を超
える時間率が定まる。その比率が極めて高い（すなわ
ち、充電電流Ｉ_c が放電電流Ｉ_d よりはるかに大きい）
場合、出力信号１０３が正または負の基準電圧を超える
のは、低い率の時間に限られる。出力信号１０３が比較
的ひずみのない正弦波信号であれば、負および正のピー
ク電圧は、それぞれ正および負の基準電圧レベルに近く
なる。しかし、多量の雑音があった場合、重畳している
雑音を伴った出力信号１０３のピークのみが基準レベル
を超えるように等化器の等化が急激に減少する。このた
め、放電電流Ｉ_d を非常に小さくした場合、等化のデー
タ密度に対する依存度は低下するが、雑音への依存度が
高まる。したがって、データ密度からも雑音からも影響
を受けることのない等化を行うことが望ましい。

【００２２】本発明では、ＡＧＣ回路１０４の代わりに
図３に示すＡＧＣ回路３００を用いることによって上記
の問題を解消している。ＡＧＣ回路３００は、ＡＧＣ回
路１０４とよく似ているが、スイッチ３０２が放電電流
源２１４と直列に挿入接続されている。スイッチ３０２
は、コンデンサ２１６に対する放電電流Ｉ_d の印加を制
御する。また、スイッチ３０２は、比較回路３０４によ
って制御される。

【００２３】比較器３０４は、比較回路２０２とほぼ同
一であり、比較回路３０４は、比較器３０６ならびに３
０８およびＯＲゲート３１０を具備しているが、さらに
比較回路３０４は、Ｄ型フリップフロップ３１４を具備
している。比較器３０６は、出力信号１０３を高レベル
すなわち正のスライス電圧と比較する。比較器３０８
は、出力信号１０３を低レベルすなわち負のスライス電
圧と比較する。出力信号１０３の振幅が正のスライス電
圧を超えた場合、比較器３０６は、高レベル信号を出力
する。出力信号１０３の振幅が負のスライス電圧を超え
た場合（すなわち、負のスライス電圧よりもさらに負の
方向に拡大した場合）、比較器３０８は、高レベル信号
を出力する。

【００２４】比較器３０６または比較器３０８の出力が
ハイになると、ＯＲゲート３１０は、フリップフロップ
３１４の入力Ｄにおいて高レベル信号を発生する。フリ
ップフロップ３１４の出力Ｑは、スイッチ３０２を制御
する。また、出力Ｑは、フリップフロップ３１４のクロ
ック入力上のクロック信号３１２によって制御されるこ
とから、入力Ｄ信号に従う。クロック信号３１２は入力
信号１０１から再構成されたものであり、当業者にとっ
て明らかなように、中継器で利用可能である。

【００２５】フリップフロップ３１４の出力Ｑが「高」
のとき、スイッチ３０２は閉となり、電流源２１４から
の放電電流Ｉ_d によってコンデンサ２１６が放電する。
正のスライス電圧の値が選択されると、出力信号１０３
の論理「高」を検出する。同様に、負のスライス電圧が
選択されると、比較器３０８が出力信号１０３の論理ロ
ーを検出する。このようにスライス電圧の選択によっ
て、比較器３０４が出力信号１０３中の非ゼロデータを
検出することが可能になる。したがって、スイッチ３０
２が閉の状態になり、出力信号１０３に非ゼロデータが
存在する場合に限り、放電電流Ｉ_d がコンデンサ２１６
に印加される。

【００２６】Ｔ１またはＥ１などの中継器にＡＧＣ回路
３００を使用する場合、比較器３０６および３０８はす
でに中継器内に存在している。前記両比較器は、ディジ
タル信号の再構成に用いられるスライシング回路内にあ
る。

【００２７】本発明の変更態様によれば、フリップフロ
ップ３１４を取り外してＯＲゲート３１０の出力をスイ
ッチ３０２の制御に用いることもできる。しかし、この
方法を用いた場合、入力信号１０１のデータ密度に対す
るＡＧＣ回路３００の感度が高くなる。フリップフロッ
プ３１４は、制御電圧Ｖ_AGC へのデータ密度の影響を小
さくする働きをする。フリップフロップ３１４は、クロ
ック信号３１２と同期化されて放電電流源２１４に対す
る一定のオン期間を発生する。

【００２８】ＡＧＣ回路３００では、充電電流Ｉ_c と放
電電流Ｉ_d との比によって、データ密度または雑音に対
する回線の感度が定まる。つまり、この両者間でデータ
密度と雑音による影響の大きさの交換条件が成り立つ。
本発明の好適な実施例によれば、上記比率が比較的低く
（２対１または３対１）設定されている。このため、Ａ
ＧＣ回路３００を使用すると、等化器１０２の等化は、
雑音による影響をあまり受けないうえに出力信号１０３
のデータ密度が利得に影響しないという結果が得られ
る。

【００２９】ただし、等化器１０２の回路およびＡＧＣ
回路３００には、問題点が一つ考えられる。入力信号１
０１の振幅が極端に低いレベルに急降下した場合、ＡＧ
Ｃ回路３００は、等化の増加を自動的に行わない。新た
に設置された中継器の始動中を除いては、通常、このよ
うな急降下は発生しないが、望ましくはこうした不測の
事態にも備えたい。これは、タイムアウト回路の付加に
よって実行可能である。このような回路では、たとえ
ば、ある一定の既定数（たとえば２０）のゼロが連続的
に受信された場合に、等化器１０２の等化が自動的に増
大する。本発明の好適な実施態様によれば、比較回路２
０２および３０４が、上記の通り具体的に示されてい
る。しかし、他の実施例においては、比較回路２０２お
よび／または比較回路３０４が、単一の比較器を用いて
実現可能である。３元データ信号は、ゼロ電圧基準を中
心にしてほぼ対称であることから、信号の正と負の両方
の動作範囲を検出する必要はない。たとえば、正の値だ
けを監視して、比較器２０４により、充電電流源２１２
を制御し、（必要に応じて、フリップフロップ３１４を
備えた）比較器３０６により放電電流源２１４を制御す
ることも可能である。

【００３０】本発明は、好適な実施態様をいくつか参照
しながら詳細に例示され説明が行われてきたが、添付し
たクレームによって定義される本発明の精神および範囲
から逸脱しない限り、形状および細部について様々な変
形例が可能であることは、当業者にとって明らかであろ
う。

【図面の簡単な説明】

【図１】等化器とＡＧＣ回路を示すブロック図である。

【図２】従来のＡＧＣ回路を示す略図である。

【図３】本発明のＡＧＣ回路を示す略図である。

【符号の説明】

２０２、３０４比較回路２０４、２０６、３０６、３０８比較器２０８、３１０ＯＲゲート２１０、３０２スイッチ２１２、２１４充電電流源２１６コンデンサ３１４Ｄ型フリップフロッ
プ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】制御電圧を発生するために電荷を蓄積す
る蓄積手段と、ディジタルベースバンドライン等化器の３元出力信号の
振幅が基準電圧を超えた場合、第１電流を前記蓄積手段
に供給する充電手段と、３元の出力信号が非ゼロレベルにある場合に限り、前記
第１電流の極性と反対の極性を有する第２電流を前記蓄
積手段に供給する放電手段とからなる、前記３元の出力
信号を有するディジタルライン等化器の等化を制御する
ために前記制御電圧を発生する自動利得制御回路。
【請求項２】前記蓄積手段がコンデンサを具備するこ
とを特徴とする請求項１に記載の自動利得制御回路。
【請求項３】前記充電手段が、前記３元の出力信号を監視し、かつ前記３元出力信号の
振幅が前記基準電圧を超えた場合にトリップ信号を発生
する第１の比較器と、前記トリップ信号に対して、前記第１電流を前記コンデ
ンサに供給する第１電流源とからなることを特徴とする
請求項２に記載の自動利得制御回路。
【請求項４】前記第１比較器が、３元出力信号を高基準電圧と比較し、かつ３元出力信号
の振幅が前記高基準電圧を超えた場合に高トリップ信号
を発生するよう構成されている第１の比較器と、３元出力信号を低基準電圧と比較し、かつ３元出力信号
の振幅が前記低基準電圧を超えた場合に低トリップ信号
を発生するよう構成されている第２の比較器と、前記第１および第２比較器に接続され、かつ前記高トリ
ップ信号および第２低トリップ信号の一つに対して前記
トリップ信号を出力するよう構成されているＯＲゲート
とからなることを特徴とする請求項３に記載の自動利得
制御回路。
【請求項５】前記第１電流源が、前記充電電流を発生するよう構成されている第１電流源
と、前記トリップ信号に対して前記充電電流を前記コンデン
サに選択的に供給するため前記第１電流源に直列に接続
されている第１スイッチとからなることを特徴とする請
求項４に記載の自動利得制御回路。
【請求項６】前記放電手段が、３元出力信号を監視し、かつ３元出力信号の振幅がデー
タスライス電圧を超えた場合にデータ有り信号を発生す
る第２比較器と、前記データ有り信号に対して前記第２電流を前記コンデ
ンサに供給する第２電流源とからなることを特徴とする
請求項５に記載の自動利得制御回路。
【請求項７】前記第２比較器が、前記３元出力信号を高スライス電圧と比較し、かつ前記
３元出力信号の振幅が前記高スライス電圧を超えた場合
に高データ有り信号を発生するよう構成されている第３
比較器と、３元出力信号を低スライス電圧と比較し、かつ３元出力
信号の振幅が前記低スライス電圧を超えた場合にデータ
低信号を発生するよう構成されている第４比較器と、前記第３および第４比較器に接続され、かつ前記高スラ
イス信号および前記低スライス信号の一つに対して前記
データ有り信号を出力するよう構成されているＯＲゲー
トとからなることを特徴とする請求項６に記載の自動利
得制御回路。
【請求項８】前記第２電流源が、前記放電電流を発生するよう構成されている第２電流源
と、前記データ有り信号に対して前記第２電流を前記コンデ
ンサに選択的に供給するために前記第２電流源に直列に
接続されている第２スイッチとからなることを特徴とす
る請求項７に記載の自動利得制御回路。
【請求項９】電荷を蓄積して制御電圧を生成するよう
構成されているコンデンサと、３元出力信号を監視して、かつ前記３元出力信号の振幅
が基準電圧を超えた場合にトリップ信号を発生する第１
比較器と、前記トリップ信号に対して第１電流を前記コンデンサに
供給する充電手段と、前記３元出力信号を監視し、かつ前記３元出力信号の振
幅がデータスライス電圧を超えた場合にデータ有り信号
を発生する第２比較器と、前記データ有り信号に対して前記第１電流とは逆の極性
を有する第２電流を前記コンデンサに供給する放電手段
とからなることを特徴とする前記３元出力信号を有する
ディジタルベースバンドライン等化器用の制御電圧を生
成する装置。
【請求項１０】前記第１比較器が、前記３元出力信号を高基準電圧と比較して、かつ前記３
元出力信号の振幅が前記高基準電圧を超えた場合に高ト
リップ信号を発生するよう構成されている第１比較器
と、前記３元出力信号を低基準電圧と比較して、かつ前記３
元出力信号の振幅が前記低基準電圧を超えた場合に低ト
リップ信号を発生するよう構成されている第２比較器
と、前記第１および第２比較器に接続され、かつ前記高トリ
ップ信号および前記低トリップ信号の一つに対して前記
トリップ信号を出力するよう構成されているＯＲゲート
とからなることを特徴とする請求項９に記載の装置。
【請求項１１】前記充電手段が、前記第１電流を発生するよう構成されている第１電流源
と、前記トリップ信号に対して前記第１電流を前記コンデン
サに選択的に供給するため前記第１電流源と直列に接続
されている第１スイッチとからなることを特徴とする請
求項１０に記載の装置。
【請求項１２】前記第２比較器が、前記３元出力信号を高スライス電圧と比較して、かつ前
記３元出力信号の振幅が前記高スライス電圧を超えた場
合に高データ有り信号を発生するよう構成されている第
３比較器と、前記３元出力信号を低スライス電圧と比較して、かつ前
記３元出力信号の振幅が前記低スライス電圧を超えた場
合に低データ信号を発生するよう構成されている第４の
比較器と、前記第３および第４比較器に接続され、かつ前記高スラ
イス信号および前記低スライス信号の一つに対して前記
データ有り信号を出力するよう構成されているＯＲゲー
トとからなることを特徴とする請求項１１に記載の装
置。
【請求項１３】前記放電手段が、前記放電電流を生成するよう構成されている第２電流源
と、前記データ有り信号に対して前記第２電流を前記コンデ
ンサに選択的に供給するため前記第２電流源に直列に接
続されている第２スイッチとからなることを特徴とする
請求項１２に記載の装置。