JPH07143029A - 符号分割多重通信受信装置 - Google Patents
符号分割多重通信受信装置Info
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- JPH07143029A JPH07143029A JP5288036A JP28803693A JPH07143029A JP H07143029 A JPH07143029 A JP H07143029A JP 5288036 A JP5288036 A JP 5288036A JP 28803693 A JP28803693 A JP 28803693A JP H07143029 A JPH07143029 A JP H07143029A
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- 238000004891 communication Methods 0.000 title claims abstract description 19
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims abstract description 27
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 6
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 3
- 238000012892 rational function Methods 0.000 abstract description 7
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 abstract description 4
- 238000001914 filtration Methods 0.000 abstract 1
- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 3
- 230000001364 causal effect Effects 0.000 description 2
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- RYXPMWYHEBGTRV-UHFFFAOYSA-N Omeprazole sodium Chemical compound [Na+].N=1C2=CC(OC)=CC=C2[N-]C=1S(=O)CC1=NC=C(C)C(OC)=C1C RYXPMWYHEBGTRV-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 description 1
- 239000000654 additive Substances 0.000 description 1
- 230000000996 additive effect Effects 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 230000017105 transposition Effects 0.000 description 1
- 238000011144 upstream manufacturing Methods 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】
【目的】 同時に受信される通信チャネル数が多数でも
逆相関フィルタ処理による相互干渉の除去を可能とす
る。 【構成】 受信信号をＮ個の相関器１２1 〜１２N で逆
拡散し、そのＮ個の逆拡散出力をＮ×Ｎ入力ベクトルと
して正方行列Ｒ0 -1を回路１３で乗算し、その出力をＫ
Ｔ（Ｔはシンボル長遅延して加算回路１６へ供給すると
共に、Ｋ−１段の処理ユニット１７1 〜１７K-1 の直列
回路へ供給する。各処理ユニットで（−１）（Ｒ
0 -1（Ｒ1 t ＋Ｒ1 ｚ-2））を演算し、各出力はそれぞ
れ（Ｋ−１）Ｔ〜（Ｋ−Ｋ）Ｔの遅延回路１８1 〜１８
K-1 を通じて加算回路１６へ供給される。Ｎ×Ｎの有理
関数行列の逆行列演算を含む逆相関フィルタを、その伝
達関数の展開により、有理関数行列の逆行列演算を含ま
ない形で近似している。
逆相関フィルタ処理による相互干渉の除去を可能とす
る。 【構成】 受信信号をＮ個の相関器１２1 〜１２N で逆
拡散し、そのＮ個の逆拡散出力をＮ×Ｎ入力ベクトルと
して正方行列Ｒ0 -1を回路１３で乗算し、その出力をＫ
Ｔ（Ｔはシンボル長遅延して加算回路１６へ供給すると
共に、Ｋ−１段の処理ユニット１７1 〜１７K-1 の直列
回路へ供給する。各処理ユニットで（−１）（Ｒ
0 -1（Ｒ1 t ＋Ｒ1 ｚ-2））を演算し、各出力はそれぞ
れ（Ｋ−１）Ｔ〜（Ｋ−Ｋ）Ｔの遅延回路１８1 〜１８
K-1 を通じて加算回路１６へ供給される。Ｎ×Ｎの有理
関数行列の逆行列演算を含む逆相関フィルタを、その伝
達関数の展開により、有理関数行列の逆行列演算を含ま
ない形で近似している。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は例えば移動通信に適用
され、スペクトラム拡散通信を用いた符号分割多重通信
装置に関し、特に複数の逆拡散器で受信信号を異なる拡
散系列により逆拡散し、これら逆拡散器の出力を入力ベ
クトルとして逆相関フィルタ処理して互いに干渉除去さ
れた複数の逆拡散出力を得る装置に係わる。
され、スペクトラム拡散通信を用いた符号分割多重通信
装置に関し、特に複数の逆拡散器で受信信号を異なる拡
散系列により逆拡散し、これら逆拡散器の出力を入力ベ
クトルとして逆相関フィルタ処理して互いに干渉除去さ
れた複数の逆拡散出力を得る装置に係わる。
【０００２】
【従来の技術】移動通信システムにおいて、スペクトラ
ム拡散通信を用いた符号分割多重通信方式（ＣＤＭＡ）
は、現在運用されている周波数分割多重（ＦＤＭＡ）方
式や時分割多重（ＴＤＭＡ）方式に基づくシステムと比
較して、スペクトラム利用率を大幅に改善する可能性が
あることが種々の文献（例えば、Ｋ．Ｓ．Ｇｉｌｈｏｕ
ｓｅｎ，Ｉ．Ｍ．Ｊａｃｏｂｓ，Ｒ．Ｐａｄｏｖａｎ
ｉ，Ａ．Ｖｉｔｅｒｂｉ，Ｌ．Ａ．Ｗｅａｖｅｒ，Ｊ
ｒ．ａｎｄ Ｃ．Ｅ．Ｗｈｅａｔｌｅｙ III ，“Ｏｎ
ｔｈｅ Ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｆ ａ Ｃｅｌｌｕｌ
ａｒ ＣＤＭＡ Ｓｙｓｔｅｍ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ
ｓ．ＶＴ，Ｖｏｌ．ＶＴ−４０，ｐｐ．３０３−３１
２，１９９１）に示されており、実用化のための検討が
さかんになりつつある。
ム拡散通信を用いた符号分割多重通信方式（ＣＤＭＡ）
は、現在運用されている周波数分割多重（ＦＤＭＡ）方
式や時分割多重（ＴＤＭＡ）方式に基づくシステムと比
較して、スペクトラム利用率を大幅に改善する可能性が
あることが種々の文献（例えば、Ｋ．Ｓ．Ｇｉｌｈｏｕ
ｓｅｎ，Ｉ．Ｍ．Ｊａｃｏｂｓ，Ｒ．Ｐａｄｏｖａｎ
ｉ，Ａ．Ｖｉｔｅｒｂｉ，Ｌ．Ａ．Ｗｅａｖｅｒ，Ｊ
ｒ．ａｎｄ Ｃ．Ｅ．Ｗｈｅａｔｌｅｙ III ，“Ｏｎ
ｔｈｅ Ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｆ ａ Ｃｅｌｌｕｌ
ａｒ ＣＤＭＡ Ｓｙｓｔｅｍ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎ
ｓ．ＶＴ，Ｖｏｌ．ＶＴ−４０，ｐｐ．３０３−３１
２，１９９１）に示されており、実用化のための検討が
さかんになりつつある。
【０００３】ところで、移動通信システムにＣＤＭＡ方
式を適用する場合の問題点は、移動局の所在位置によっ
て基地局が受信する受信波の電力が大きく異なる遠近問
題が生じることにある。ＣＤＭＡ方式では、同一の周波
数帯域を複数の通信者が共有するので、通信品質を劣化
させるのは他の通信者からの通信電波による干渉妨害に
なる。例えば、基地局の近くの移動局と、遠くの移動局
とが同時にその基地局との通信を行う場合、その基地局
では近くの移動局からの信号電力は大きく受信されるの
に対して、遠くの移動局からの信号電力は小さく受信さ
れることになる。このことは、遠くの移動局と基地局間
の通信が、近くの移動局からの信号による干渉を受けて
大きく特性劣化することを意味する。セルラー構成の移
動通信システムでは、隣接ゾーンとの境界付近の移動局
は隣接ゾーンからの干渉妨害も受けることになるから、
このような遠近問題に起因する通信品質の劣化は上り
（移動局から基地局）と、下り（基地局から移動局）と
の両者の通信で発生することになる。
式を適用する場合の問題点は、移動局の所在位置によっ
て基地局が受信する受信波の電力が大きく異なる遠近問
題が生じることにある。ＣＤＭＡ方式では、同一の周波
数帯域を複数の通信者が共有するので、通信品質を劣化
させるのは他の通信者からの通信電波による干渉妨害に
なる。例えば、基地局の近くの移動局と、遠くの移動局
とが同時にその基地局との通信を行う場合、その基地局
では近くの移動局からの信号電力は大きく受信されるの
に対して、遠くの移動局からの信号電力は小さく受信さ
れることになる。このことは、遠くの移動局と基地局間
の通信が、近くの移動局からの信号による干渉を受けて
大きく特性劣化することを意味する。セルラー構成の移
動通信システムでは、隣接ゾーンとの境界付近の移動局
は隣接ゾーンからの干渉妨害も受けることになるから、
このような遠近問題に起因する通信品質の劣化は上り
（移動局から基地局）と、下り（基地局から移動局）と
の両者の通信で発生することになる。
【０００４】この遠近問題を解決するための技術とし
て、従来から送信電力制御が検討されてきた。送信電力
制御では、受信局（上りでは基地局、下りでは移動局）
が受信する信号電力、又はその受信電力から定まる信号
電力対干渉電力比が、移動局の所在位置によらず一定に
なるように制御するもので、これによってサービスエリ
ア内で均一の通信品質が得られることになる。所定の通
信品質で通信を行える場所率の、送信電力制御による改
善効果は文献：Ｗ．Ｃ．Ｙ．Ｌｅｅ，“Ｏｖｅｒｖｉｅ
ｗ ｏｆ Ｃｅｌｌｕｌａｒ ＣＤＭＡ”，ＩＥＥＥ
Ｔｒａｎｓ．ＶＴ，Ｖｏｌ．ＶＴ−４０，ｐｐ．２９１
−３０２，１９９１によって解析されている。
て、従来から送信電力制御が検討されてきた。送信電力
制御では、受信局（上りでは基地局、下りでは移動局）
が受信する信号電力、又はその受信電力から定まる信号
電力対干渉電力比が、移動局の所在位置によらず一定に
なるように制御するもので、これによってサービスエリ
ア内で均一の通信品質が得られることになる。所定の通
信品質で通信を行える場所率の、送信電力制御による改
善効果は文献：Ｗ．Ｃ．Ｙ．Ｌｅｅ，“Ｏｖｅｒｖｉｅ
ｗ ｏｆ Ｃｅｌｌｕｌａｒ ＣＤＭＡ”，ＩＥＥＥ
Ｔｒａｎｓ．ＶＴ，Ｖｏｌ．ＶＴ−４０，ｐｐ．２９１
−３０２，１９９１によって解析されている。
【０００５】しかし、送信電力制御後の場所率は、さま
ざまな要因で発生する制御誤差の影響を大きく受ける。
例えば、文献：Ｅ．Ｋｕｄｏｈ ａｎｄ Ｔ．Ｍａｔｓ
ｕｍｏｔｏ，“Ｅｆｆｅｃｔ ｏｆ Ｔｒａｎｓｍｉｔ
ｔｅｒ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｍｐｅｒｆｅ
ｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃａｐａｃｉｔｙ ｉｎ ＤＳ／
ＣＤＭＡ Ｃｄｌｌｕｌａｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉ
ｏｓ”，Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＩＥＥＥ ＩＣＣ‘９２，Ｃ
ｉｃａｇｏ，ｐｐ．３１０．１．１−６，１９９２に
は、１ｄＢの制御誤差があると、相対周波数利用効率は
２９％（上り）、３１％（下り）に低下することが示さ
れている。
ざまな要因で発生する制御誤差の影響を大きく受ける。
例えば、文献：Ｅ．Ｋｕｄｏｈ ａｎｄ Ｔ．Ｍａｔｓ
ｕｍｏｔｏ，“Ｅｆｆｅｃｔ ｏｆ Ｔｒａｎｓｍｉｔ
ｔｅｒ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｍｐｅｒｆｅ
ｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃａｐａｃｉｔｙ ｉｎ ＤＳ／
ＣＤＭＡ Ｃｄｌｌｕｌａｒ Ｍｏｂｉｌｅ Ｒａｄｉ
ｏｓ”，Ｐｒｏｃ．ｏｆ ＩＥＥＥ ＩＣＣ‘９２，Ｃ
ｉｃａｇｏ，ｐｐ．３１０．１．１−６，１９９２に
は、１ｄＢの制御誤差があると、相対周波数利用効率は
２９％（上り）、３１％（下り）に低下することが示さ
れている。
【０００６】一方最近、米国プリンストン大学のＲｕｘ
ａｎｄｒａ ＬｕｐａｓとＳｅｒｇｉｏ Ｖｅｒｄｕ
は、加法性のガウス雑音を受ける２値非同期ＣＤＭＡシ
ステムに対して、受信信号電力に差があっても各通信者
からの受信信号から送信信号を推定できる線形フィルタ
のクラスを明らかにした。このクラスの逆相関フィルタ
の処理量は、同時通信者数Ｎに比例して増大する程度に
留まり、著しくは増大しない。このことは、文献：Ｒ．
Ｌｕｐａｓ ａｎｄ Ｓ．Ｖｅｒｄｕ，“Ｎｅａｒ−Ｆ
ａｒ Ｒｅｓｉｓｔａｃｅ ｏｆ Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ
Ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ ｉｎ Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕ
ｓ Ｃｈａｎｎｅｌｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ＣＯ
Ｍ，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−３８，ｐｐ．４９６−５０８，１
９９０（文献１）に示されている。この文献１でこのフ
ィルタは逆相関フィルタ（Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ
Ｆｉｌｔｅｒ）と呼ばれている。
ａｎｄｒａ ＬｕｐａｓとＳｅｒｇｉｏ Ｖｅｒｄｕ
は、加法性のガウス雑音を受ける２値非同期ＣＤＭＡシ
ステムに対して、受信信号電力に差があっても各通信者
からの受信信号から送信信号を推定できる線形フィルタ
のクラスを明らかにした。このクラスの逆相関フィルタ
の処理量は、同時通信者数Ｎに比例して増大する程度に
留まり、著しくは増大しない。このことは、文献：Ｒ．
Ｌｕｐａｓ ａｎｄ Ｓ．Ｖｅｒｄｕ，“Ｎｅａｒ−Ｆ
ａｒ Ｒｅｓｉｓｔａｃｅ ｏｆ Ｍｕｌｔｉｕｓｅｒ
Ｄｅｔｅｃｔｏｒｓ ｉｎ Ａｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕ
ｓ Ｃｈａｎｎｅｌｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ＣＯ
Ｍ，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−３８，ｐｐ．４９６−５０８，１
９９０（文献１）に示されている。この文献１でこのフ
ィルタは逆相関フィルタ（Ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ
Ｆｉｌｔｅｒ）と呼ばれている。
【０００７】このような特性を持った逆相関フィルタを
移動通信環境に適するように改良する試みが特願平４−
６６３３１、及び特願平４−３２７９８に示されてい
る。従って、これらを用いることで上記の遠近問題に起
因するＣＤＭＡシステムの問題点は解決できるように考
えられる。しかし、逆相関フィルタを構成するために
は、通信者数をＮとして、Ｎ×Ｎの有理関数行列（１情
報シンボル長時間Ｔの遅延演算子ｚを変数とする）の逆
行列演算が必要になる。有理関数行列の逆行列演算に適
用できる、シンボリック処理アルゴリズムが最近開発さ
れつつあるが、Ｎ＝１０程度が限界で実用的ではない。
移動通信環境に適するように改良する試みが特願平４−
６６３３１、及び特願平４−３２７９８に示されてい
る。従って、これらを用いることで上記の遠近問題に起
因するＣＤＭＡシステムの問題点は解決できるように考
えられる。しかし、逆相関フィルタを構成するために
は、通信者数をＮとして、Ｎ×Ｎの有理関数行列（１情
報シンボル長時間Ｔの遅延演算子ｚを変数とする）の逆
行列演算が必要になる。有理関数行列の逆行列演算に適
用できる、シンボリック処理アルゴリズムが最近開発さ
れつつあるが、Ｎ＝１０程度が限界で実用的ではない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】この発明によれば通信
者数、つまり同時に受信されるチャネル数Ｎが大きくて
も、逆相関フィルタ処理を行って、受信電力の差にかか
わらず、正しく受信信号を得ることができる符号分割多
重通信受信装置を提供することにある。
者数、つまり同時に受信されるチャネル数Ｎが大きくて
も、逆相関フィルタ処理を行って、受信電力の差にかか
わらず、正しく受信信号を得ることができる符号分割多
重通信受信装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】以下にこの発明の原理を
示す。逆相関フィルタの伝達関数行列（同時通信者数Ｎ
とすると、Ｎ×Ｎの有理関数行列）は次式で表わされ、 Ｇ（ｚ）＝（Ｒ1 t ｚ＋Ｒ0 ＋Ｒ1 ｚ-1）-1 （１） これは次式のように展開できる。
示す。逆相関フィルタの伝達関数行列（同時通信者数Ｎ
とすると、Ｎ×Ｎの有理関数行列）は次式で表わされ、 Ｇ（ｚ）＝（Ｒ1 t ｚ＋Ｒ0 ＋Ｒ1 ｚ-1）-1 （１） これは次式のように展開できる。
【００１０】 Ｇ（ｚ）＝｛Σ（−１）k ｚk （Ｒ0 -1（Ｒ1 t ＋Ｒ1 ｚ-2））k ｝Ｒ0 -1 （２） 但し、Σはｋ＝０から∞まで、Ｒ0 ，Ｒ1 ∈ＣNxN は部
分相関行列であり、Ｒ 0 は正則、Ｒ1 は非正則であり、
ｔは転置を表す（詳細は文献１参照）。この式は、展開
項としてｚの正のべき乗の項を含む。ｚは１情報シンボ
ル長時間Ｔの（未来への）時間進みを表すから、この式
は、逆相関フィルタが現時点での出力を出すために未来
の入力を知る必要がある非因果システムであることを意
味する。しかし、時間進み、または遅れに対して現在の
入力の影響はＲ0 のべき乗の速さで低下する。従って、
現在の入力の影響が±Ｋシンボルで完全に無くなると仮
定しても、Ｋを十分に大きくとればこの近似の影響は小
さいと予想される（Ｋをｔｒｕｎｃａｔｉｏｎ ｌｅｎ
ｇｔｈという）。そこで、Ｋシンボルの固定遅延を与え
た伝達関数行列ｚ-KＧ（ｚ）を次式のように近似する。
分相関行列であり、Ｒ 0 は正則、Ｒ1 は非正則であり、
ｔは転置を表す（詳細は文献１参照）。この式は、展開
項としてｚの正のべき乗の項を含む。ｚは１情報シンボ
ル長時間Ｔの（未来への）時間進みを表すから、この式
は、逆相関フィルタが現時点での出力を出すために未来
の入力を知る必要がある非因果システムであることを意
味する。しかし、時間進み、または遅れに対して現在の
入力の影響はＲ0 のべき乗の速さで低下する。従って、
現在の入力の影響が±Ｋシンボルで完全に無くなると仮
定しても、Ｋを十分に大きくとればこの近似の影響は小
さいと予想される（Ｋをｔｒｕｎｃａｔｉｏｎ ｌｅｎ
ｇｔｈという）。そこで、Ｋシンボルの固定遅延を与え
た伝達関数行列ｚ-KＧ（ｚ）を次式のように近似する。
【００１１】 Σはｋ＝０からＫまで、この式は、展開項としてｚの正
のべき乗の項を含まず、近似システムが因果システムで
あることを意味する。
のべき乗の項を含まず、近似システムが因果システムで
あることを意味する。
【００１２】従ってこの発明では入力信号ベクトルをこ
れと等しい次元の正方行列Ｒ0 -1と乗算手段で乗算し、
その乗算出力に対し、Σ（−１）k ｚ-(K-k)（Ｒ
0 -1（Ｒ1 t ＋Ｒ1 ｚ-2））k の演算がなされる。なお
Ｋは±５程度あればよいと経験的に推定される。
れと等しい次元の正方行列Ｒ0 -1と乗算手段で乗算し、
その乗算出力に対し、Σ（−１）k ｚ-(K-k)（Ｒ
0 -1（Ｒ1 t ＋Ｒ1 ｚ-2））k の演算がなされる。なお
Ｋは±５程度あればよいと経験的に推定される。
【００１３】
【実施例】図１にこの発明の実施例を示す。入力端子１
１よりの受信信号はＮ個のマッチドフィルタ、スライデ
ィング相関器などの相関検出器１２1 〜１２N で互いに
異なる符号系列で逆拡散される。これらＮ個の相関検出
器１２1 〜１２N の出力はＮ×Ｎのベクトルとして乗算
回路１３でＮ×Ｎの正方行列Ｒ0 -1と乗算される。その
乗算出力は積和演算部１４でΣ（−１）k ｚ-(K-k)（Ｒ
0 -1（Ｒ1 t ＋Ｒ1 ｚ-2））k の（Σはｋ＝０から∞）
演算がなされる。
１よりの受信信号はＮ個のマッチドフィルタ、スライデ
ィング相関器などの相関検出器１２1 〜１２N で互いに
異なる符号系列で逆拡散される。これらＮ個の相関検出
器１２1 〜１２N の出力はＮ×Ｎのベクトルとして乗算
回路１３でＮ×Ｎの正方行列Ｒ0 -1と乗算される。その
乗算出力は積和演算部１４でΣ（−１）k ｚ-(K-k)（Ｒ
0 -1（Ｒ1 t ＋Ｒ1 ｚ-2））k の（Σはｋ＝０から∞）
演算がなされる。
【００１４】他方での例では、乗算回路１３の出力は遅
延回路１５でＫＴ（Ｔはシンボル時間長）だけ遅延され
て加算回路１６へ供給されると共に縦続接続されたＫ−
１段の基本処理ユニット１７1 〜１７K-1 へ供給され
る。これら基本処理ユニット１７1 〜１７K-1 はそれぞ
れ（−１）（Ｒ0 -1（Ｒ1 t ＋Ｒ1 ｚ-2））を演算する
ものであり、その各出力はそれぞれ遅延量が（Ｋ−１）
Ｔ〜（Ｋ−Ｋ）Ｔの遅延回路１８1 〜１８K-1 を通じて
加算回路１６へ供給される。なお遅延回路１８K- 1 は遅
延量がゼロであるから実際には省略され、基本処理ユニ
ット１７K-1 の出力が直接加算回路１６へ供給される。
加算回路１６の出力が相互の干渉が除されたＮ列の出力
として出力端子１９へ供給される。
延回路１５でＫＴ（Ｔはシンボル時間長）だけ遅延され
て加算回路１６へ供給されると共に縦続接続されたＫ−
１段の基本処理ユニット１７1 〜１７K-1 へ供給され
る。これら基本処理ユニット１７1 〜１７K-1 はそれぞ
れ（−１）（Ｒ0 -1（Ｒ1 t ＋Ｒ1 ｚ-2））を演算する
ものであり、その各出力はそれぞれ遅延量が（Ｋ−１）
Ｔ〜（Ｋ−Ｋ）Ｔの遅延回路１８1 〜１８K-1 を通じて
加算回路１６へ供給される。なお遅延回路１８K- 1 は遅
延量がゼロであるから実際には省略され、基本処理ユニ
ット１７K-1 の出力が直接加算回路１６へ供給される。
加算回路１６の出力が相互の干渉が除されたＮ列の出力
として出力端子１９へ供給される。
【００１５】各基本処理ユニット１７1 〜１７K-1 は同
一構成であって、例えば図２に示すように構成される。
即ち入力信号は乗算器２１で−１が掛算され、その掛算
出力は正方行列乗算回路２２でＲ1 t が乗算されて加算
回路２３へ、供給されると共に、Ｔ遅延の遅延回路２
４，２５を順次通じて正方行列乗算回路２６へ供給され
てＲ1 が乗算される。乗算回路２６の出力は加算回路２
３へ供給され、その加算出力に正方行列乗算回路２７で
Ｒ0 -1が乗算されて出力となる。
一構成であって、例えば図２に示すように構成される。
即ち入力信号は乗算器２１で−１が掛算され、その掛算
出力は正方行列乗算回路２２でＲ1 t が乗算されて加算
回路２３へ、供給されると共に、Ｔ遅延の遅延回路２
４，２５を順次通じて正方行列乗算回路２６へ供給され
てＲ1 が乗算される。乗算回路２６の出力は加算回路２
３へ供給され、その加算出力に正方行列乗算回路２７で
Ｒ0 -1が乗算されて出力となる。
【００１６】逆相関フィルタ処理は図１に示した場合に
限らず例えば図３に示すように処理してもよい。即ち図
１中の乗算回路１３の出力を１シンボル遅延回路１５を
通じて加算回路１６へ供給すると共に遅延回路１８
i （ｉ＝２，４，…（Ｋ−１））でｉシンボル遅延し、
また乗算回路３１i （ｉ＝１，３，…（Ｋ−１））で−
１を乗算し、これら乗算回路３１i の出力をそれぞれ遅
延回路１８i でｉシンボル遅延し、これら遅延回路１８
i （ｉ＝１，２，３，…（Ｋ−１））の出力をそれぞれ
ｉ段の基本処理ユニットを通して加算回路１６へ供給す
る。
限らず例えば図３に示すように処理してもよい。即ち図
１中の乗算回路１３の出力を１シンボル遅延回路１５を
通じて加算回路１６へ供給すると共に遅延回路１８
i （ｉ＝２，４，…（Ｋ−１））でｉシンボル遅延し、
また乗算回路３１i （ｉ＝１，３，…（Ｋ−１））で−
１を乗算し、これら乗算回路３１i の出力をそれぞれ遅
延回路１８i でｉシンボル遅延し、これら遅延回路１８
i （ｉ＝１，２，３，…（Ｋ−１））の出力をそれぞれ
ｉ段の基本処理ユニットを通して加算回路１６へ供給す
る。
【００１７】
【発明の効果】以上、説明したようにこの発明によれば
逆相関フィルタ処理を、式（１）の伝達関数行列を式
（３）の近似式を用いて実現している。式（３）から明
らかなように、この実現のためには有理関数行列の逆行
列演算を必要としない。式（３）の処理では部分相関行
列Ｒ0 ∈ＣNXN の逆行列が必要になるが、この計算はＮ
＝１０００程度まで数値的に実行可能である。従って、
従来の有理関数行列の逆行列演算を含む逆相関フィルタ
の構成では破綻してしまうような同時通信者数Ｎにおい
ても、逆相関フィルタが構成でき、遠近問題も影響を受
けない符号分割多重通信用受信装置が構成できる。この
発明は移動通信のみならず、固定通信における符号分割
多重通信の受信装置にも適用でき、この発明では干渉を
少なくすることができるから、それだけ多重度を上げる
ことができる。
逆相関フィルタ処理を、式（１）の伝達関数行列を式
（３）の近似式を用いて実現している。式（３）から明
らかなように、この実現のためには有理関数行列の逆行
列演算を必要としない。式（３）の処理では部分相関行
列Ｒ0 ∈ＣNXN の逆行列が必要になるが、この計算はＮ
＝１０００程度まで数値的に実行可能である。従って、
従来の有理関数行列の逆行列演算を含む逆相関フィルタ
の構成では破綻してしまうような同時通信者数Ｎにおい
ても、逆相関フィルタが構成でき、遠近問題も影響を受
けない符号分割多重通信用受信装置が構成できる。この
発明は移動通信のみならず、固定通信における符号分割
多重通信の受信装置にも適用でき、この発明では干渉を
少なくすることができるから、それだけ多重度を上げる
ことができる。
【図１】この発明の実施例を示すブロック図。
【図２】図１中の基本処理ユニットの具体例を示すブロ
ック図。
ック図。
【図３】逆相関フィルタ処理の他の構成例を示すブロッ
ク図。
ク図。
Claims (1)
- 【請求項１】 受信信号をＮ個（Ｎは２以上の整数）の
逆拡散器で互いに異なる拡散系列で逆拡散し、これらＮ
個の逆拡散器の出力を入力ベクトルとして逆相関フィル
タ処理して、互い干渉除去されたＮ個の逆拡散出力を得
る符号分割多重通信受信装置において、 複素数体ＣNxN を定義体とする部分相関行列Ｒ0 ，Ｒ1
から構成される逆相フィルタの伝達関数行列が Ｇ（ｚ）＝（Ｒ1 t ｚ＋Ｒ0 ＋Ｒ1 ｚ-1）-1 と表わせる時、 上記入力ベクトルに対し、これと等しい次元の正方行列
Ｒ0 -1を乗算する乗算手段と、 その乗算手段の出力に対し、Σ（−１）k ｚ-(K-k)（Ｒ
0 -1（Ｒ1 t ＋Ｒ1 ｚ -2））k （Σはｋ＝０からＫま
で、Ｋは正整数）の処理を行なう積和演算手段と、 を具備することを特徴とする符号分割多重通信受信装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5288036A JPH07143029A (ja) | 1993-11-17 | 1993-11-17 | 符号分割多重通信受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5288036A JPH07143029A (ja) | 1993-11-17 | 1993-11-17 | 符号分割多重通信受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07143029A true JPH07143029A (ja) | 1995-06-02 |
Family
ID=17725001
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5288036A Pending JPH07143029A (ja) | 1993-11-17 | 1993-11-17 | 符号分割多重通信受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07143029A (ja) |
-
1993
- 1993-11-17 JP JP5288036A patent/JPH07143029A/ja active Pending
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