JPH07143029A - 符号分割多重通信受信装置 - Google Patents
符号分割多重通信受信装置Info
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- JPH07143029A JPH07143029A JP5288036A JP28803693A JPH07143029A JP H07143029 A JPH07143029 A JP H07143029A JP 5288036 A JP5288036 A JP 5288036A JP 28803693 A JP28803693 A JP 28803693A JP H07143029 A JPH07143029 A JP H07143029A
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- RYXPMWYHEBGTRV-UHFFFAOYSA-N Omeprazole sodium Chemical compound [Na+].N=1C2=CC(OC)=CC=C2[N-]C=1S(=O)CC1=NC=C(C)C(OC)=C1C RYXPMWYHEBGTRV-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 同時に受信される通信チャネル数が多数でも
逆相関フィルタ処理による相互干渉の除去を可能とす
る。 【構成】 受信信号をN個の相関器121 〜12N で逆
拡散し、そのN個の逆拡散出力をN×N入力ベクトルと
して正方行列R0 -1を回路13で乗算し、その出力をK
T(Tはシンボル長遅延して加算回路16へ供給すると
共に、K−1段の処理ユニット171 〜17K-1 の直列
回路へ供給する。各処理ユニットで(−1)(R
0 -1(R1 t +R1 z-2))を演算し、各出力はそれぞ
れ(K−1)T〜(K−K)Tの遅延回路181 〜18
K-1 を通じて加算回路16へ供給される。N×Nの有理
関数行列の逆行列演算を含む逆相関フィルタを、その伝
達関数の展開により、有理関数行列の逆行列演算を含ま
ない形で近似している。
逆相関フィルタ処理による相互干渉の除去を可能とす
る。 【構成】 受信信号をN個の相関器121 〜12N で逆
拡散し、そのN個の逆拡散出力をN×N入力ベクトルと
して正方行列R0 -1を回路13で乗算し、その出力をK
T(Tはシンボル長遅延して加算回路16へ供給すると
共に、K−1段の処理ユニット171 〜17K-1 の直列
回路へ供給する。各処理ユニットで(−1)(R
0 -1(R1 t +R1 z-2))を演算し、各出力はそれぞ
れ(K−1)T〜(K−K)Tの遅延回路181 〜18
K-1 を通じて加算回路16へ供給される。N×Nの有理
関数行列の逆行列演算を含む逆相関フィルタを、その伝
達関数の展開により、有理関数行列の逆行列演算を含ま
ない形で近似している。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は例えば移動通信に適用
され、スペクトラム拡散通信を用いた符号分割多重通信
装置に関し、特に複数の逆拡散器で受信信号を異なる拡
散系列により逆拡散し、これら逆拡散器の出力を入力ベ
クトルとして逆相関フィルタ処理して互いに干渉除去さ
れた複数の逆拡散出力を得る装置に係わる。
され、スペクトラム拡散通信を用いた符号分割多重通信
装置に関し、特に複数の逆拡散器で受信信号を異なる拡
散系列により逆拡散し、これら逆拡散器の出力を入力ベ
クトルとして逆相関フィルタ処理して互いに干渉除去さ
れた複数の逆拡散出力を得る装置に係わる。
【0002】
【従来の技術】移動通信システムにおいて、スペクトラ
ム拡散通信を用いた符号分割多重通信方式(CDMA)
は、現在運用されている周波数分割多重(FDMA)方
式や時分割多重(TDMA)方式に基づくシステムと比
較して、スペクトラム利用率を大幅に改善する可能性が
あることが種々の文献(例えば、K.S.Gilhou
sen,I.M.Jacobs,R.Padovan
i,A.Viterbi,L.A.Weaver,J
r.and C.E.Wheatley III ,“On
the Capacity of a Cellul
ar CDMA System”,IEEE Tran
s.VT,Vol.VT−40,pp.303−31
2,1991)に示されており、実用化のための検討が
さかんになりつつある。
ム拡散通信を用いた符号分割多重通信方式(CDMA)
は、現在運用されている周波数分割多重(FDMA)方
式や時分割多重(TDMA)方式に基づくシステムと比
較して、スペクトラム利用率を大幅に改善する可能性が
あることが種々の文献(例えば、K.S.Gilhou
sen,I.M.Jacobs,R.Padovan
i,A.Viterbi,L.A.Weaver,J
r.and C.E.Wheatley III ,“On
the Capacity of a Cellul
ar CDMA System”,IEEE Tran
s.VT,Vol.VT−40,pp.303−31
2,1991)に示されており、実用化のための検討が
さかんになりつつある。
【0003】ところで、移動通信システムにCDMA方
式を適用する場合の問題点は、移動局の所在位置によっ
て基地局が受信する受信波の電力が大きく異なる遠近問
題が生じることにある。CDMA方式では、同一の周波
数帯域を複数の通信者が共有するので、通信品質を劣化
させるのは他の通信者からの通信電波による干渉妨害に
なる。例えば、基地局の近くの移動局と、遠くの移動局
とが同時にその基地局との通信を行う場合、その基地局
では近くの移動局からの信号電力は大きく受信されるの
に対して、遠くの移動局からの信号電力は小さく受信さ
れることになる。このことは、遠くの移動局と基地局間
の通信が、近くの移動局からの信号による干渉を受けて
大きく特性劣化することを意味する。セルラー構成の移
動通信システムでは、隣接ゾーンとの境界付近の移動局
は隣接ゾーンからの干渉妨害も受けることになるから、
このような遠近問題に起因する通信品質の劣化は上り
(移動局から基地局)と、下り(基地局から移動局)と
の両者の通信で発生することになる。
式を適用する場合の問題点は、移動局の所在位置によっ
て基地局が受信する受信波の電力が大きく異なる遠近問
題が生じることにある。CDMA方式では、同一の周波
数帯域を複数の通信者が共有するので、通信品質を劣化
させるのは他の通信者からの通信電波による干渉妨害に
なる。例えば、基地局の近くの移動局と、遠くの移動局
とが同時にその基地局との通信を行う場合、その基地局
では近くの移動局からの信号電力は大きく受信されるの
に対して、遠くの移動局からの信号電力は小さく受信さ
れることになる。このことは、遠くの移動局と基地局間
の通信が、近くの移動局からの信号による干渉を受けて
大きく特性劣化することを意味する。セルラー構成の移
動通信システムでは、隣接ゾーンとの境界付近の移動局
は隣接ゾーンからの干渉妨害も受けることになるから、
このような遠近問題に起因する通信品質の劣化は上り
(移動局から基地局)と、下り(基地局から移動局)と
の両者の通信で発生することになる。
【0004】この遠近問題を解決するための技術とし
て、従来から送信電力制御が検討されてきた。送信電力
制御では、受信局(上りでは基地局、下りでは移動局)
が受信する信号電力、又はその受信電力から定まる信号
電力対干渉電力比が、移動局の所在位置によらず一定に
なるように制御するもので、これによってサービスエリ
ア内で均一の通信品質が得られることになる。所定の通
信品質で通信を行える場所率の、送信電力制御による改
善効果は文献:W.C.Y.Lee,“Overvie
w of Cellular CDMA”,IEEE
Trans.VT,Vol.VT−40,pp.291
−302,1991によって解析されている。
て、従来から送信電力制御が検討されてきた。送信電力
制御では、受信局(上りでは基地局、下りでは移動局)
が受信する信号電力、又はその受信電力から定まる信号
電力対干渉電力比が、移動局の所在位置によらず一定に
なるように制御するもので、これによってサービスエリ
ア内で均一の通信品質が得られることになる。所定の通
信品質で通信を行える場所率の、送信電力制御による改
善効果は文献:W.C.Y.Lee,“Overvie
w of Cellular CDMA”,IEEE
Trans.VT,Vol.VT−40,pp.291
−302,1991によって解析されている。
【0005】しかし、送信電力制御後の場所率は、さま
ざまな要因で発生する制御誤差の影響を大きく受ける。
例えば、文献:E.Kudoh and T.Mats
umoto,“Effect of Transmit
ter Power Control Imperfe
ctions on Capacity in DS/
CDMA Cdllular Mobile Radi
os”,Proc.of IEEE ICC‘92,C
icago,pp.310.1.1−6,1992に
は、1dBの制御誤差があると、相対周波数利用効率は
29%(上り)、31%(下り)に低下することが示さ
れている。
ざまな要因で発生する制御誤差の影響を大きく受ける。
例えば、文献:E.Kudoh and T.Mats
umoto,“Effect of Transmit
ter Power Control Imperfe
ctions on Capacity in DS/
CDMA Cdllular Mobile Radi
os”,Proc.of IEEE ICC‘92,C
icago,pp.310.1.1−6,1992に
は、1dBの制御誤差があると、相対周波数利用効率は
29%(上り)、31%(下り)に低下することが示さ
れている。
【0006】一方最近、米国プリンストン大学のRux
andra LupasとSergio Verdu
は、加法性のガウス雑音を受ける2値非同期CDMAシ
ステムに対して、受信信号電力に差があっても各通信者
からの受信信号から送信信号を推定できる線形フィルタ
のクラスを明らかにした。このクラスの逆相関フィルタ
の処理量は、同時通信者数Nに比例して増大する程度に
留まり、著しくは増大しない。このことは、文献:R.
Lupas and S.Verdu,“Near−F
ar Resistace of Multiuser
Detectors in Asynchronou
s Channels”,IEEE Trans.CO
M,Vol.COM−38,pp.496−508,1
990(文献1)に示されている。この文献1でこのフ
ィルタは逆相関フィルタ(Decorrelator
Filter)と呼ばれている。
andra LupasとSergio Verdu
は、加法性のガウス雑音を受ける2値非同期CDMAシ
ステムに対して、受信信号電力に差があっても各通信者
からの受信信号から送信信号を推定できる線形フィルタ
のクラスを明らかにした。このクラスの逆相関フィルタ
の処理量は、同時通信者数Nに比例して増大する程度に
留まり、著しくは増大しない。このことは、文献:R.
Lupas and S.Verdu,“Near−F
ar Resistace of Multiuser
Detectors in Asynchronou
s Channels”,IEEE Trans.CO
M,Vol.COM−38,pp.496−508,1
990(文献1)に示されている。この文献1でこのフ
ィルタは逆相関フィルタ(Decorrelator
Filter)と呼ばれている。
【0007】このような特性を持った逆相関フィルタを
移動通信環境に適するように改良する試みが特願平4−
66331、及び特願平4−32798に示されてい
る。従って、これらを用いることで上記の遠近問題に起
因するCDMAシステムの問題点は解決できるように考
えられる。しかし、逆相関フィルタを構成するために
は、通信者数をNとして、N×Nの有理関数行列(1情
報シンボル長時間Tの遅延演算子zを変数とする)の逆
行列演算が必要になる。有理関数行列の逆行列演算に適
用できる、シンボリック処理アルゴリズムが最近開発さ
れつつあるが、N=10程度が限界で実用的ではない。
移動通信環境に適するように改良する試みが特願平4−
66331、及び特願平4−32798に示されてい
る。従って、これらを用いることで上記の遠近問題に起
因するCDMAシステムの問題点は解決できるように考
えられる。しかし、逆相関フィルタを構成するために
は、通信者数をNとして、N×Nの有理関数行列(1情
報シンボル長時間Tの遅延演算子zを変数とする)の逆
行列演算が必要になる。有理関数行列の逆行列演算に適
用できる、シンボリック処理アルゴリズムが最近開発さ
れつつあるが、N=10程度が限界で実用的ではない。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】この発明によれば通信
者数、つまり同時に受信されるチャネル数Nが大きくて
も、逆相関フィルタ処理を行って、受信電力の差にかか
わらず、正しく受信信号を得ることができる符号分割多
重通信受信装置を提供することにある。
者数、つまり同時に受信されるチャネル数Nが大きくて
も、逆相関フィルタ処理を行って、受信電力の差にかか
わらず、正しく受信信号を得ることができる符号分割多
重通信受信装置を提供することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】以下にこの発明の原理を
示す。逆相関フィルタの伝達関数行列(同時通信者数N
とすると、N×Nの有理関数行列)は次式で表わされ、 G(z)=(R1 t z+R0 +R1 z-1)-1 (1) これは次式のように展開できる。
示す。逆相関フィルタの伝達関数行列(同時通信者数N
とすると、N×Nの有理関数行列)は次式で表わされ、 G(z)=(R1 t z+R0 +R1 z-1)-1 (1) これは次式のように展開できる。
【0010】 G(z)={Σ(−1)k zk (R0 -1(R1 t +R1 z-2))k }R0 -1 (2) 但し、Σはk=0から∞まで、R0 ,R1 ∈CNxN は部
分相関行列であり、R 0 は正則、R1 は非正則であり、
tは転置を表す(詳細は文献1参照)。この式は、展開
項としてzの正のべき乗の項を含む。zは1情報シンボ
ル長時間Tの(未来への)時間進みを表すから、この式
は、逆相関フィルタが現時点での出力を出すために未来
の入力を知る必要がある非因果システムであることを意
味する。しかし、時間進み、または遅れに対して現在の
入力の影響はR0 のべき乗の速さで低下する。従って、
現在の入力の影響が±Kシンボルで完全に無くなると仮
定しても、Kを十分に大きくとればこの近似の影響は小
さいと予想される(Kをtruncation len
gthという)。そこで、Kシンボルの固定遅延を与え
た伝達関数行列z-KG(z)を次式のように近似する。
分相関行列であり、R 0 は正則、R1 は非正則であり、
tは転置を表す(詳細は文献1参照)。この式は、展開
項としてzの正のべき乗の項を含む。zは1情報シンボ
ル長時間Tの(未来への)時間進みを表すから、この式
は、逆相関フィルタが現時点での出力を出すために未来
の入力を知る必要がある非因果システムであることを意
味する。しかし、時間進み、または遅れに対して現在の
入力の影響はR0 のべき乗の速さで低下する。従って、
現在の入力の影響が±Kシンボルで完全に無くなると仮
定しても、Kを十分に大きくとればこの近似の影響は小
さいと予想される(Kをtruncation len
gthという)。そこで、Kシンボルの固定遅延を与え
た伝達関数行列z-KG(z)を次式のように近似する。
【0011】 Σはk=0からKまで、この式は、展開項としてzの正
のべき乗の項を含まず、近似システムが因果システムで
あることを意味する。
のべき乗の項を含まず、近似システムが因果システムで
あることを意味する。
【0012】従ってこの発明では入力信号ベクトルをこ
れと等しい次元の正方行列R0 -1と乗算手段で乗算し、
その乗算出力に対し、Σ(−1)k z-(K-k)(R
0 -1(R1 t +R1 z-2))k の演算がなされる。なお
Kは±5程度あればよいと経験的に推定される。
れと等しい次元の正方行列R0 -1と乗算手段で乗算し、
その乗算出力に対し、Σ(−1)k z-(K-k)(R
0 -1(R1 t +R1 z-2))k の演算がなされる。なお
Kは±5程度あればよいと経験的に推定される。
【0013】
【実施例】図1にこの発明の実施例を示す。入力端子1
1よりの受信信号はN個のマッチドフィルタ、スライデ
ィング相関器などの相関検出器121 〜12N で互いに
異なる符号系列で逆拡散される。これらN個の相関検出
器121 〜12N の出力はN×Nのベクトルとして乗算
回路13でN×Nの正方行列R0 -1と乗算される。その
乗算出力は積和演算部14でΣ(−1)k z-(K-k)(R
0 -1(R1 t +R1 z-2))k の(Σはk=0から∞)
演算がなされる。
1よりの受信信号はN個のマッチドフィルタ、スライデ
ィング相関器などの相関検出器121 〜12N で互いに
異なる符号系列で逆拡散される。これらN個の相関検出
器121 〜12N の出力はN×Nのベクトルとして乗算
回路13でN×Nの正方行列R0 -1と乗算される。その
乗算出力は積和演算部14でΣ(−1)k z-(K-k)(R
0 -1(R1 t +R1 z-2))k の(Σはk=0から∞)
演算がなされる。
【0014】他方での例では、乗算回路13の出力は遅
延回路15でKT(Tはシンボル時間長)だけ遅延され
て加算回路16へ供給されると共に縦続接続されたK−
1段の基本処理ユニット171 〜17K-1 へ供給され
る。これら基本処理ユニット171 〜17K-1 はそれぞ
れ(−1)(R0 -1(R1 t +R1 z-2))を演算する
ものであり、その各出力はそれぞれ遅延量が(K−1)
T〜(K−K)Tの遅延回路181 〜18K-1 を通じて
加算回路16へ供給される。なお遅延回路18K- 1 は遅
延量がゼロであるから実際には省略され、基本処理ユニ
ット17K-1 の出力が直接加算回路16へ供給される。
加算回路16の出力が相互の干渉が除されたN列の出力
として出力端子19へ供給される。
延回路15でKT(Tはシンボル時間長)だけ遅延され
て加算回路16へ供給されると共に縦続接続されたK−
1段の基本処理ユニット171 〜17K-1 へ供給され
る。これら基本処理ユニット171 〜17K-1 はそれぞ
れ(−1)(R0 -1(R1 t +R1 z-2))を演算する
ものであり、その各出力はそれぞれ遅延量が(K−1)
T〜(K−K)Tの遅延回路181 〜18K-1 を通じて
加算回路16へ供給される。なお遅延回路18K- 1 は遅
延量がゼロであるから実際には省略され、基本処理ユニ
ット17K-1 の出力が直接加算回路16へ供給される。
加算回路16の出力が相互の干渉が除されたN列の出力
として出力端子19へ供給される。
【0015】各基本処理ユニット171 〜17K-1 は同
一構成であって、例えば図2に示すように構成される。
即ち入力信号は乗算器21で−1が掛算され、その掛算
出力は正方行列乗算回路22でR1 t が乗算されて加算
回路23へ、供給されると共に、T遅延の遅延回路2
4,25を順次通じて正方行列乗算回路26へ供給され
てR1 が乗算される。乗算回路26の出力は加算回路2
3へ供給され、その加算出力に正方行列乗算回路27で
R0 -1が乗算されて出力となる。
一構成であって、例えば図2に示すように構成される。
即ち入力信号は乗算器21で−1が掛算され、その掛算
出力は正方行列乗算回路22でR1 t が乗算されて加算
回路23へ、供給されると共に、T遅延の遅延回路2
4,25を順次通じて正方行列乗算回路26へ供給され
てR1 が乗算される。乗算回路26の出力は加算回路2
3へ供給され、その加算出力に正方行列乗算回路27で
R0 -1が乗算されて出力となる。
【0016】逆相関フィルタ処理は図1に示した場合に
限らず例えば図3に示すように処理してもよい。即ち図
1中の乗算回路13の出力を1シンボル遅延回路15を
通じて加算回路16へ供給すると共に遅延回路18
i (i=2,4,…(K−1))でiシンボル遅延し、
また乗算回路31i (i=1,3,…(K−1))で−
1を乗算し、これら乗算回路31i の出力をそれぞれ遅
延回路18i でiシンボル遅延し、これら遅延回路18
i (i=1,2,3,…(K−1))の出力をそれぞれ
i段の基本処理ユニットを通して加算回路16へ供給す
る。
限らず例えば図3に示すように処理してもよい。即ち図
1中の乗算回路13の出力を1シンボル遅延回路15を
通じて加算回路16へ供給すると共に遅延回路18
i (i=2,4,…(K−1))でiシンボル遅延し、
また乗算回路31i (i=1,3,…(K−1))で−
1を乗算し、これら乗算回路31i の出力をそれぞれ遅
延回路18i でiシンボル遅延し、これら遅延回路18
i (i=1,2,3,…(K−1))の出力をそれぞれ
i段の基本処理ユニットを通して加算回路16へ供給す
る。
【0017】
【発明の効果】以上、説明したようにこの発明によれば
逆相関フィルタ処理を、式(1)の伝達関数行列を式
(3)の近似式を用いて実現している。式(3)から明
らかなように、この実現のためには有理関数行列の逆行
列演算を必要としない。式(3)の処理では部分相関行
列R0 ∈CNXN の逆行列が必要になるが、この計算はN
=1000程度まで数値的に実行可能である。従って、
従来の有理関数行列の逆行列演算を含む逆相関フィルタ
の構成では破綻してしまうような同時通信者数Nにおい
ても、逆相関フィルタが構成でき、遠近問題も影響を受
けない符号分割多重通信用受信装置が構成できる。この
発明は移動通信のみならず、固定通信における符号分割
多重通信の受信装置にも適用でき、この発明では干渉を
少なくすることができるから、それだけ多重度を上げる
ことができる。
逆相関フィルタ処理を、式(1)の伝達関数行列を式
(3)の近似式を用いて実現している。式(3)から明
らかなように、この実現のためには有理関数行列の逆行
列演算を必要としない。式(3)の処理では部分相関行
列R0 ∈CNXN の逆行列が必要になるが、この計算はN
=1000程度まで数値的に実行可能である。従って、
従来の有理関数行列の逆行列演算を含む逆相関フィルタ
の構成では破綻してしまうような同時通信者数Nにおい
ても、逆相関フィルタが構成でき、遠近問題も影響を受
けない符号分割多重通信用受信装置が構成できる。この
発明は移動通信のみならず、固定通信における符号分割
多重通信の受信装置にも適用でき、この発明では干渉を
少なくすることができるから、それだけ多重度を上げる
ことができる。
【図1】この発明の実施例を示すブロック図。
【図2】図1中の基本処理ユニットの具体例を示すブロ
ック図。
ック図。
【図3】逆相関フィルタ処理の他の構成例を示すブロッ
ク図。
ク図。
Claims (1)
- 【請求項1】 受信信号をN個(Nは2以上の整数)の
逆拡散器で互いに異なる拡散系列で逆拡散し、これらN
個の逆拡散器の出力を入力ベクトルとして逆相関フィル
タ処理して、互い干渉除去されたN個の逆拡散出力を得
る符号分割多重通信受信装置において、 複素数体CNxN を定義体とする部分相関行列R0 ,R1
から構成される逆相フィルタの伝達関数行列が G(z)=(R1 t z+R0 +R1 z-1)-1 と表わせる時、 上記入力ベクトルに対し、これと等しい次元の正方行列
R0 -1を乗算する乗算手段と、 その乗算手段の出力に対し、Σ(−1)k z-(K-k)(R
0 -1(R1 t +R1 z -2))k (Σはk=0からKま
で、Kは正整数)の処理を行なう積和演算手段と、 を具備することを特徴とする符号分割多重通信受信装
置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5288036A JPH07143029A (ja) | 1993-11-17 | 1993-11-17 | 符号分割多重通信受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5288036A JPH07143029A (ja) | 1993-11-17 | 1993-11-17 | 符号分割多重通信受信装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07143029A true JPH07143029A (ja) | 1995-06-02 |
Family
ID=17725001
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5288036A Pending JPH07143029A (ja) | 1993-11-17 | 1993-11-17 | 符号分割多重通信受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH07143029A (ja) |
-
1993
- 1993-11-17 JP JP5288036A patent/JPH07143029A/ja active Pending
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