JPH0661757A - 差動受信機 - Google Patents
差動受信機Info
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- JPH0661757A JPH0661757A JP4169652A JP16965292A JPH0661757A JP H0661757 A JPH0661757 A JP H0661757A JP 4169652 A JP4169652 A JP 4169652A JP 16965292 A JP16965292 A JP 16965292A JP H0661757 A JPH0661757 A JP H0661757A
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- JP
- Japan
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- transistor
- transistors
- differential receiver
- coupled
- voltage
- Prior art date
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/22—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
- H03K5/24—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude
- H03K5/2472—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude using field effect transistors
- H03K5/2481—Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude using field effect transistors with at least one differential stage
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0175—Coupling arrangements; Interface arrangements
- H03K19/0185—Coupling arrangements; Interface arrangements using field effect transistors only
- H03K19/018507—Interface arrangements
- H03K19/018521—Interface arrangements of complementary type, e.g. CMOS
- H03K19/018528—Interface arrangements of complementary type, e.g. CMOS with at least one differential stage
Abstract
(57)【要約】
【目的】 電源電圧よりも高い入力電圧を許容しうるよ
うにする。 【構成】 ゲートが入力電圧を受けにように接続された
第1トランジスタQ3であって、この第1トランジスタが
あるノード3にも結合されている当該第1トランジスタ
Q3と、この第1トランジスタを予め定めた電圧電源に結
合する第2トランジスタQ1と、第1トランジスタを出力
端VOUTに結合する第3トランジスタQ2と、ゲートが基準
電圧入力ラインVREFに接続された第4トランジスタQ4で
あって、この第4トランジスタが前記のノード3にも結
合されている当該第4トランジスタQ4と、ゲートが第2
トランジスタのゲートに接続されている第5トランジス
タQ5であって、この第5トランジスタが前記のノード3
を接地結合するようにした当該第5トランジスタQ5とを
具える。
うにする。 【構成】 ゲートが入力電圧を受けにように接続された
第1トランジスタQ3であって、この第1トランジスタが
あるノード3にも結合されている当該第1トランジスタ
Q3と、この第1トランジスタを予め定めた電圧電源に結
合する第2トランジスタQ1と、第1トランジスタを出力
端VOUTに結合する第3トランジスタQ2と、ゲートが基準
電圧入力ラインVREFに接続された第4トランジスタQ4で
あって、この第4トランジスタが前記のノード3にも結
合されている当該第4トランジスタQ4と、ゲートが第2
トランジスタのゲートに接続されている第5トランジス
タQ5であって、この第5トランジスタが前記のノード3
を接地結合するようにした当該第5トランジスタQ5とを
具える。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、一般に、通常5ボルト
よりも低い電圧で動作するも、5ボルトの電源電圧を許
容しうる回路を構成する方法に関するものである。本発
明は又、一般に5ボルトの電源電圧により給電される装
置からの入力論理信号を許容しうる差動受信機にも関す
るもので、特に、5ボルトまでの電圧レベルを有する論
理回路を、例えば3.3 Vのような低電圧が給電される論
理回路に結合しうるCMOS差動増幅器に関するものであ
る。
よりも低い電圧で動作するも、5ボルトの電源電圧を許
容しうる回路を構成する方法に関するものである。本発
明は又、一般に5ボルトの電源電圧により給電される装
置からの入力論理信号を許容しうる差動受信機にも関す
るもので、特に、5ボルトまでの電圧レベルを有する論
理回路を、例えば3.3 Vのような低電圧が給電される論
理回路に結合しうるCMOS差動増幅器に関するものであ
る。
【0002】
【従来の技術】相補型金属酸化物半導体(CMOS)装置は逐
次小型化されている為、益々幅狭となっている給電ライ
ンにまたがる電圧差の悪影響を低減させるために電源電
圧を対応して減少させている。しかし、公称5 ボルトか
ら3.3 ボルトへのこの電圧の低減化はすべての製造業者
が同時に行なっているものではない。この電圧の低減化
は他の半導体装置と接続する必要のあるすべての半導体
装置に行なわているものでもない。従って、3.3 ボルト
で動作するように設計した超大規模集積(VLSI)チップを
5ボルトで動作する他のチップとインタフェースしうる
ようにする必要がある。
次小型化されている為、益々幅狭となっている給電ライ
ンにまたがる電圧差の悪影響を低減させるために電源電
圧を対応して減少させている。しかし、公称5 ボルトか
ら3.3 ボルトへのこの電圧の低減化はすべての製造業者
が同時に行なっているものではない。この電圧の低減化
は他の半導体装置と接続する必要のあるすべての半導体
装置に行なわているものでもない。従って、3.3 ボルト
で動作するように設計した超大規模集積(VLSI)チップを
5ボルトで動作する他のチップとインタフェースしうる
ようにする必要がある。
【0003】このインタフェースを適切に行なうには、
3.3 ボルトの動作用に設計した素子に加わるストレスを
回避する特別な回路又は装置の技術を必要とする。或い
は又、装置がより高い電圧を許容しうるようにするのに
追加の製造工程を必要とする為に製造費が増大する。
又、設計を変更することにより、バッファ回路が占める
チップ面積を大きくする必要も生じる。代表的なCMOS受
信機段は、規定の電圧レベル( 一般にTTL のばあい、論
理値0に対する最大電圧レベル(V0max) は0.8ボルト
で、論理値1に対する最小電圧レベル(V1max) は2.0 ボ
ルトである) で動作するように設計された単なる比例イ
ンバータである。このような代表的なCMOS受信機を図1
に示す。しかし、標準システムでの最大入力電圧は5ボ
ルト電源電圧とする。5ボルトが図1の受信機段に印加
されると、トランジスタQ2 は5ボルトのゲート−ソー
ス電圧及びゲート-ドレイン電圧を有する。通常3.3 ボ
ルトで動作するように設計された装置の場合、これらの
接合にまたがる5 ボルトの電圧により装置を直ちに破壊
するおそれがある。従って、CMOS受信機段の場合、通常
3.3 ボルトの電源電圧で動作しうるも、5ボルトの電源
電圧を許容しうるよにする必要がある。
3.3 ボルトの動作用に設計した素子に加わるストレスを
回避する特別な回路又は装置の技術を必要とする。或い
は又、装置がより高い電圧を許容しうるようにするのに
追加の製造工程を必要とする為に製造費が増大する。
又、設計を変更することにより、バッファ回路が占める
チップ面積を大きくする必要も生じる。代表的なCMOS受
信機段は、規定の電圧レベル( 一般にTTL のばあい、論
理値0に対する最大電圧レベル(V0max) は0.8ボルト
で、論理値1に対する最小電圧レベル(V1max) は2.0 ボ
ルトである) で動作するように設計された単なる比例イ
ンバータである。このような代表的なCMOS受信機を図1
に示す。しかし、標準システムでの最大入力電圧は5ボ
ルト電源電圧とする。5ボルトが図1の受信機段に印加
されると、トランジスタQ2 は5ボルトのゲート−ソー
ス電圧及びゲート-ドレイン電圧を有する。通常3.3 ボ
ルトで動作するように設計された装置の場合、これらの
接合にまたがる5 ボルトの電圧により装置を直ちに破壊
するおそれがある。従って、CMOS受信機段の場合、通常
3.3 ボルトの電源電圧で動作しうるも、5ボルトの電源
電圧を許容しうるよにする必要がある。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、デー
タ入力信号を受けるトランジスタにまたがる最大電圧差
を制限する一対の相補型入力トランジスタを提供せんと
するにある。本発明の他の目的は、過渡的応答を早め、
受信機の入力段を保護するトランジスタ群を提供せんと
するにある。本発明の更に他の目的は、基準電圧を受
け、回路中の電流負荷を平衡化させるトランジスタ対を
提供せんとするにある。
タ入力信号を受けるトランジスタにまたがる最大電圧差
を制限する一対の相補型入力トランジスタを提供せんと
するにある。本発明の他の目的は、過渡的応答を早め、
受信機の入力段を保護するトランジスタ群を提供せんと
するにある。本発明の更に他の目的は、基準電圧を受
け、回路中の電流負荷を平衡化させるトランジスタ対を
提供せんとするにある。
【0005】
【課題を解決するための手段】本発明差動受信機は、a.
データ入力端に並列に結合された第1及び第2トラン
ジスタと、b. 基準電圧入力ラインに並列に結合された
第3及び第4トランジスタと、c. 第1、第2、第3及
び第4トランジスタを接地結合する第5トランジスタ
と、d. 第1トランジスタを電源電圧点に結合する第6
トランジスタと、e. 第1及び第2トランジスタをデー
タ出力端に結合する第7及び第8トランジスタとを具
え、差動受信機がデータ入力の電圧変化を許容しうるよ
うにしたことを特徴とする。本発明によれば、異なる電
源電圧の論理装置を結合しうるようになる。
データ入力端に並列に結合された第1及び第2トラン
ジスタと、b. 基準電圧入力ラインに並列に結合された
第3及び第4トランジスタと、c. 第1、第2、第3及
び第4トランジスタを接地結合する第5トランジスタ
と、d. 第1トランジスタを電源電圧点に結合する第6
トランジスタと、e. 第1及び第2トランジスタをデー
タ出力端に結合する第7及び第8トランジスタとを具
え、差動受信機がデータ入力の電圧変化を許容しうるよ
うにしたことを特徴とする。本発明によれば、異なる電
源電圧の論理装置を結合しうるようになる。
【0006】
【実施例】本発明による受信機段を図2に示す。本例で
は、論理入力信号VIN がトランジスタQ3に印加され、基
準電圧VREF (約(V0max + V1max )/2 すなわちTTL の場
合約1.4 ボルト) がトランジスタQ4に印加される。3.3
ボルトにより給電される装置の場合、基準電圧は通常1.
6 〜1.7 ボルトである。ECL ( エミッタ結合論理)装置
の場合、VREFは約−0.9 ボルトである。図1,2に及び
3に示すトランジスタはすべてエンハンスメントモード
装置である。この回路の場合、ノード3における電圧が
VIN 及びVREFのうち高い方を追従し、これによりトラン
ジスタQ3の両端間の電圧差を制限するという利点が得ら
れる。しかし、トランジスタQ1はノード1及びノード3
における最大高レベルを(3.3V-Vtp) に制限することを
確かめた。ここに VtpはPMOS装置のしきい値電圧であ
る。更に重要なことに、トランジスタQ1はノード1及び
ノード3がVIN を遅延させるように過渡応答を制限し、
その結果論理値0から論理値1への入力の過渡中に過大
電圧が生じる。トランジスタQ5は単に自己バイアスされ
た電流シンクとして作用する。
は、論理入力信号VIN がトランジスタQ3に印加され、基
準電圧VREF (約(V0max + V1max )/2 すなわちTTL の場
合約1.4 ボルト) がトランジスタQ4に印加される。3.3
ボルトにより給電される装置の場合、基準電圧は通常1.
6 〜1.7 ボルトである。ECL ( エミッタ結合論理)装置
の場合、VREFは約−0.9 ボルトである。図1,2に及び
3に示すトランジスタはすべてエンハンスメントモード
装置である。この回路の場合、ノード3における電圧が
VIN 及びVREFのうち高い方を追従し、これによりトラン
ジスタQ3の両端間の電圧差を制限するという利点が得ら
れる。しかし、トランジスタQ1はノード1及びノード3
における最大高レベルを(3.3V-Vtp) に制限することを
確かめた。ここに VtpはPMOS装置のしきい値電圧であ
る。更に重要なことに、トランジスタQ1はノード1及び
ノード3がVIN を遅延させるように過渡応答を制限し、
その結果論理値0から論理値1への入力の過渡中に過大
電圧が生じる。トランジスタQ5は単に自己バイアスされ
た電流シンクとして作用する。
【0007】図3に示す受信機段はトランジスタQ6,Q7
及びQ8を設けることにより上述した問題を解決してい
る。論理入力信号VIN はトランジスタQ3及びQ6の並列回
路に与えられる。トランジスタQ6は、論理入力信号VIN
が論理値0から論理値1への高レベルへの電圧遷移中に
ノード3を充電する電流源として作用する。トランジス
タQ6のゲート幅はトランジスタQ3のゲート幅に比べて狭
く好ましくはトランジスタQ3のゲート幅の約10%とす
る。トランジスタQ6のゲートは入力ランプを追従するの
に充分高速にノード3を充電するように充分に大きい。
この動作により、特にVIN を生じる論理装置が3.3 ボル
トよりも大きい電圧、例えば5ボルトで動作した場合に
トランジスタQ3にまたがって過大な電圧差が生じるのを
防止する。トランジスタQ6のドレインは3.3 ボルトの電
源に直接接続されており、論理値0から論理値1への遷
移時にノード3を迅速に3.3 ボルトに引込む。
及びQ8を設けることにより上述した問題を解決してい
る。論理入力信号VIN はトランジスタQ3及びQ6の並列回
路に与えられる。トランジスタQ6は、論理入力信号VIN
が論理値0から論理値1への高レベルへの電圧遷移中に
ノード3を充電する電流源として作用する。トランジス
タQ6のゲート幅はトランジスタQ3のゲート幅に比べて狭
く好ましくはトランジスタQ3のゲート幅の約10%とす
る。トランジスタQ6のゲートは入力ランプを追従するの
に充分高速にノード3を充電するように充分に大きい。
この動作により、特にVIN を生じる論理装置が3.3 ボル
トよりも大きい電圧、例えば5ボルトで動作した場合に
トランジスタQ3にまたがって過大な電圧差が生じるのを
防止する。トランジスタQ6のドレインは3.3 ボルトの電
源に直接接続されており、論理値0から論理値1への遷
移時にノード3を迅速に3.3 ボルトに引込む。
【0008】ノード1はトランジスタQ3を経て充電で
き、トランジスタQ1により制限されない。トランジスタ
Q7はトランジスタQ6の効果を平衡化させる。換言すれば
以下の通りである。まず最初トランジスタQ6及びQ7の効
果を無視すると、トランジスタQ3及びQ4は通常差動増幅
器として作用する。VIN 及びVREFが高レベルにあると、
トランジスタQ3及びQ4は同じ電流を流す。ここでトラン
ジスタQ6が設けられているとすると、差動増幅器中の電
流負荷を平衡化させるのにトランジスタQ7が必要とな
る。トランジスタQ6及びQ7を加えることにより、通常の
動作領域(VIN≦3.3V) における増幅特性に及ぼす影響が
無視しうるようになる。しかし VIN>3.3Vになると、ノ
ード3における高電圧の結果ノード1を高電圧とし、こ
れによりトランジスタQ8の効果が無ければトランジスタ
Q2のバイアス効果を不適切なものとする。通常、 VIN>
VREFである場合には、トランジスタQ4は遮断し、トラン
ジスタQ2が出力を高レベルに引上げる。この場合、トラ
ンジスタQ4が正しくターン・オフされるが、トランジス
タQ2も遮断する傾向にある。しかし、この傾向はトラン
ジスタQ8により阻止される。VIN が低レベル (<0.8V)
にあると、トランジスタQ8は出力が低レベルとなるのを
阻止しない。VIN が高レベル (>2.0V) にあると、トラ
ンジスタQ8がトランジスタQ2を機能的に援助し、VIN が
極めて高いレベル(>3.3V) にある場合に、トランジス
タQ8が出力ノードを完全駆動状態にする。すなわち、VI
N >3.3Vの場合に受信機はその常規動作域外で動作して
いるものとみなされ、この場合トランジスタQ8が差動増
幅作用を無効にする。この場合、トランジスタQ8が3.3
ボルトの電源をノード2に、従って出力端VOUTに接続す
る。本発明は上述した実施例に限定されず、幾多の変更
を加えうること勿論である。
き、トランジスタQ1により制限されない。トランジスタ
Q7はトランジスタQ6の効果を平衡化させる。換言すれば
以下の通りである。まず最初トランジスタQ6及びQ7の効
果を無視すると、トランジスタQ3及びQ4は通常差動増幅
器として作用する。VIN 及びVREFが高レベルにあると、
トランジスタQ3及びQ4は同じ電流を流す。ここでトラン
ジスタQ6が設けられているとすると、差動増幅器中の電
流負荷を平衡化させるのにトランジスタQ7が必要とな
る。トランジスタQ6及びQ7を加えることにより、通常の
動作領域(VIN≦3.3V) における増幅特性に及ぼす影響が
無視しうるようになる。しかし VIN>3.3Vになると、ノ
ード3における高電圧の結果ノード1を高電圧とし、こ
れによりトランジスタQ8の効果が無ければトランジスタ
Q2のバイアス効果を不適切なものとする。通常、 VIN>
VREFである場合には、トランジスタQ4は遮断し、トラン
ジスタQ2が出力を高レベルに引上げる。この場合、トラ
ンジスタQ4が正しくターン・オフされるが、トランジス
タQ2も遮断する傾向にある。しかし、この傾向はトラン
ジスタQ8により阻止される。VIN が低レベル (<0.8V)
にあると、トランジスタQ8は出力が低レベルとなるのを
阻止しない。VIN が高レベル (>2.0V) にあると、トラ
ンジスタQ8がトランジスタQ2を機能的に援助し、VIN が
極めて高いレベル(>3.3V) にある場合に、トランジス
タQ8が出力ノードを完全駆動状態にする。すなわち、VI
N >3.3Vの場合に受信機はその常規動作域外で動作して
いるものとみなされ、この場合トランジスタQ8が差動増
幅作用を無効にする。この場合、トランジスタQ8が3.3
ボルトの電源をノード2に、従って出力端VOUTに接続す
る。本発明は上述した実施例に限定されず、幾多の変更
を加えうること勿論である。
【図1】従来の受信機段を示す回路図である。
【図2】本発明のCMOS受信機段の一例を示す回路であ
る。
る。
【図3】本発明のCMOS受信機段の好適例を示す回路であ
る。
る。
1〜3 ノード Q1〜Q8 トランジスタ
Claims (10)
- 【請求項1】 a. データ入力端に並列に結合された第
1及び第2トランジスタと、 b. 基準電圧入力ラインに並列に結合された第3及び第
4トランジスタと、 c. 第1、第2、第3及び第4トランジスタを接地結合
する第5トランジスタと、 d. 第1トランジスタを電源電圧点に結合する第6トラ
ンジスタと、 e. 第1及び第2トランジスタをデータ出力端に結合す
る第7及び第8トランジスタとを具え、差動受信機がデ
ータ入力の電圧変化を許容しうるようにしたことを特徴
とする差動受信機。 - 【請求項2】 請求項1に記載の差動受信機において、
トランジスタを電界効果トランジスタとしたことを特徴
とする差動受信機。 - 【請求項3】 請求項1に記載の差動受信機において、
第6及び第7トランジスタをPチャネル電界効果トラン
ジスタとし、残りの他のトランジスタをNチャネル電界
効果トランジスタとしたことを特徴とする差動受信機。 - 【請求項4】 請求項2に記載の差動受信機において、
第2トランジスタのゲート幅を第1トランジスタのゲー
ト幅に比べて狭くしたことを特徴とする差動受信機。 - 【請求項5】 a. 第1及び第2トランジスタの並列対
に入力論理信号を与える工程と、 b. 第3及び第4トランジスタの並列対に基準電圧を与
える工程と、 c. 第5トランジスタを経て第1,第2,第3及び第4
トランジスタを接地結合する工程と、 d. 第6トランジスタにより第1トランジスタをバイア
ス電圧源に結合する工程と、 e. 第7及び第8トランジスタにより第1及び第2トラ
ンジスタをデータ出力端に結合する工程とを具えること
を特徴とする、異なるいかなる供給電圧をも差動受信機
に与えうるようにする方法。 - 【請求項6】 a. バイアス用電源と、 b. 基準電圧源と、 c. 入力論理信号が供給されうる第1トランジスタと、 d. 第1トランジスタと並列の第2トランジスタであっ
て、この第2トランジスタのドレインがバイアス用電源
に結合されている当該第2トランジスタと、 e. 第1トランジスタと並列の第3トランジスタであっ
て、この第3トランジスタのドレインがバイアス用電源
に結合され、この第3トランジスタのソースが出力ノー
ドに結合されている当該第3トランジスタと、 f. 第1トランジスタのドレインをバイアス用電源に結
合する第4トランジスタと、 g. 基準電圧源に結合された第5トランジスタであっ
て、この第5トランジスタのドレインが出力ノードに結
合されている当該第5トランジスタと、 h. 第5トランジスタと並列の第6トランジスタであっ
て、この第6トランジスタのドレインがバイアス用電源
に結合されている当該第6トランジスタと、 i. 第1、第2、第5及び第6トランジスタのソースを
接地結合する第7トランジスタと、 j. 第1トランジスタのドレインに結合されたゲート
と、バイアス用電源に結合されたドレインと、出力ノー
ドに結合されたソースとを有する第8トランジスタとを
具えたことを特徴とする差動受信機。 - 【請求項7】 請求項6に記載の差動受信機において、
第4及び第8トランジスタをPチャネル電界効果トラン
ジスタとし、残りの他のトランジスタをNチャネル電界
効果トランジスタとしたことを特徴とする差動受信機。 - 【請求項8】 請求項6に記載の差動受信機において、
第2トランジスタのゲート幅を第1トランジスタのゲー
ト幅に比べて狭くしたことを特徴とする差動受信機。 - 【請求項9】 請求項6に記載の差動受信機において、
第6トランジスタのゲート幅を第5トランジスタのゲー
ト幅に比べて狭くしたことを特徴とする差動受信機。 - 【請求項10】 a. ゲートが入力電圧を受けにように
接続された第1トランジスタであって、この第1トラン
ジスタがあるノードにも結合されている当該第1トラン
ジスタと、 b. この第1トランジスタを予め定めた電圧電源に結合
する第2トランジスタと、 c. 第1トランジスタを出力端に結合する第3トランジ
スタと、 d. ゲートが基準電圧入力ラインに接続された第4トラ
ンジスタであって、この第4トランジスタが前記のノー
ドにも結合されている当該第4トランジスタと、 e. ゲートが第2トランジスタのゲートに接続されてい
る第5トランジスタであって、この第5トランジスタが
前記のノードを接地結合するようにした当該第5トラン
ジスタとを具え、予め定めた前記の電圧電源の電圧より
も高い入力電圧を許容しうるよにしたことを特徴とする
差動受信機。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US07/724407 | 1991-06-28 | ||
US07/724,407 US5172016A (en) | 1991-06-28 | 1991-06-28 | Five-volt tolerant differential receiver |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0661757A true JPH0661757A (ja) | 1994-03-04 |
JP2516302B2 JP2516302B2 (ja) | 1996-07-24 |
Family
ID=24910316
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4169652A Expired - Lifetime JP2516302B2 (ja) | 1991-06-28 | 1992-06-26 | 差動受信機 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5172016A (ja) |
JP (1) | JP2516302B2 (ja) |
CA (1) | CA2072266A1 (ja) |
DE (1) | DE4221082C2 (ja) |
FR (1) | FR2681991B1 (ja) |
GB (1) | GB2258964B (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2007081694A (ja) * | 2005-09-13 | 2007-03-29 | Sony Corp | 差動増幅回路、レシーバ回路、発振回路及びドライバ回路 |
Families Citing this family (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5281869A (en) * | 1992-07-01 | 1994-01-25 | Digital Equipment Corporation | Reduced-voltage NMOS output driver |
US5387826A (en) * | 1993-02-10 | 1995-02-07 | National Semiconductor Corporation | Overvoltage protection against charge leakage in an output driver |
DE69310162T2 (de) * | 1993-06-15 | 1997-09-25 | Alcatel Bell Nv | Pegelumsetzungsschaltung |
US5414382A (en) * | 1993-09-30 | 1995-05-09 | International Business Machines Corporation | Impedance buffer for driving capacitive loads |
US5493235A (en) * | 1994-09-14 | 1996-02-20 | Unitrode Corporation | Programmable and stable threshold CMOS inverter |
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