JPH0650953B2 - Synchronous motor controller - Google Patents

Synchronous motor controller

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JPH0650953B2
JPH0650953B2 JP58081001A JP8100183A JPH0650953B2 JP H0650953 B2 JPH0650953 B2 JP H0650953B2 JP 58081001 A JP58081001 A JP 58081001A JP 8100183 A JP8100183 A JP 8100183A JP H0650953 B2 JPH0650953 B2 JP H0650953B2
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邦夫 宮下
康之 杉浦
文男 田島
茂樹 森永
常博 遠藤
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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02PCONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022Synchronous motors
    • H02P25/03Synchronous motors with brushless excitation

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明は、同期電動機の制御装置に係り、当該電動機の
電流位相を検出することなく、その速度制御を行うよう
にした同期電動機の制御装置に関するものである。
Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a synchronous motor control device, and more particularly to a synchronous motor control device that performs speed control thereof without detecting a current phase of the motor. It is a thing.

〔発明の背景〕[Background of the Invention]

近年、可変周波,可変電圧出力機能を有するインバータ
装置の普及とともに、同期電動機の高性能な可変駆動装
置が開発されつつある。
In recent years, with the spread of inverter devices having variable frequency and variable voltage output functions, high-performance variable drive devices for synchronous motors are being developed.

そのなかで、同期電動機の回転子位相を検出し、それに
見合つた正弦波電流を供給する駆動装置が、小形モータ
を中心に開発されている。
Among them, a driving device for detecting a rotor phase of a synchronous motor and supplying a sinusoidal current corresponding to the rotor phase has been developed mainly for a small motor.

しかして、同期電動機の交流理論に基づくベクトル図
は、第1図に示すとおりである。
Then, the vector diagram based on the AC theory of the synchronous motor is as shown in FIG.

ここで、回転子磁束による誘起電圧Eと電流Iとの位
相角γは零としてある。
Here, the phase angle γ between the induced voltage E o due to the rotor magnetic flux and the current I is zero.

このときのモータトルクTは次式で示される。The motor torque T at this time is expressed by the following equation.

ここで、Kは定数,ωは回転速度である。 Here, K is a constant and ω is a rotation speed.

なお、第1図で、Eは端子電圧、IXは、リアクタン
ス分のインピーダンス電圧、δは負荷角である。
In FIG. 1, E t is the terminal voltage, IX is the impedance voltage of the reactance, and δ is the load angle.

上記の(1)式で、位相角γを常に一定とすると、トルク
の制御は、電流の大きさにより、一義的に行うことがで
きる。
In the above formula (1), if the phase angle γ is always constant, torque control can be uniquely performed depending on the magnitude of the current.

しかしながら、この電流を測定する電流検出器を必要と
し、安価なものができ難い欠点を有するものである。
However, it has a drawback that a current detector for measuring this current is required, and it is difficult to manufacture an inexpensive one.

〔発明の目的〕[Object of the Invention]

本発明は、電流位相を検出する必要がない、すなわち電
流検出器を不要として、電動機を高効率で運転すること
のできる、同期電動機の制御装置の提供を、その目的と
するものである。
An object of the present invention is to provide a control device for a synchronous motor, which does not need to detect the current phase, that is, which can operate the electric motor with high efficiency without using a current detector.

〔発明の概要〕[Outline of Invention]

本発明に係る同期電動機の制御装置の構成は、点弧角が
調整されるインバータ回路により電圧を制御する同期電
動機において、その回転子に磁極検出手段と速度検出手
段とを設けるとともに、前記速度検出手段からの速度検
出値と速度指令値とに基づきトルク指令値を出力する速
度調整手段と、前記速度調整手段からのトルク指令値に
基づいて負荷角を、また速度検出手段からの速度検出値
と速度調整手段からのトルク指令値とに基づいて電圧指
令値をそれぞれ演算する演算手段と、前記負荷角と磁極
検出手段からの回転子の位相検出角との加算値に基づい
て正弦波を発生せしめる正弦波演算手段と、前記演算手
段により演算された電圧指令値と正弦波演算手段からの
正弦波演算値とを入力して乗算する乗算手段と、前記乗
算手段からの乗算値を入力してインバータ回路の点弧角
を調整する点弧角調整手段とを設け、前記電圧指令値と
正弦波演算値との乗算値によりインバータ回路の点弧角
を調整して電圧を制御せしめるよう構成したことを特徴
とするものである。
The synchronous motor control device according to the present invention is configured such that, in a synchronous motor in which a voltage is controlled by an inverter circuit whose firing angle is adjusted, the rotor is provided with magnetic pole detection means and speed detection means, and the speed detection is performed. Speed adjusting means for outputting a torque command value based on the speed detected value and the speed command value from the means, a load angle based on the torque command value from the speed adjusting means, and a speed detected value from the speed detecting means. A sine wave is generated based on the sum of the calculation means for calculating the voltage command value based on the torque command value from the speed adjusting means and the sum of the load angle and the phase detection angle of the rotor from the magnetic pole detection means. Sine wave calculation means, multiplication means for inputting and multiplying the voltage command value calculated by the calculation means and the sine wave calculation value from the sine wave calculation means, and multiplication from the multiplication means Is provided to adjust the firing angle of the inverter circuit, and the firing angle of the inverter circuit is adjusted by the multiplication value of the voltage command value and the sine wave operation value to control the voltage. It is characterized by being configured as described above.

なお詳しくは、下記に基づいて構成したものである。In more detail, it is configured based on the following.

すなわち、本発明は、同期電動機の電流位相を検出する
ことなく、その電動機の速度制御を行うようにしたもの
であり、さきの第1図で、端子電圧Eと誘起電圧E
との負荷角δを所定の値とし、端子電圧Eの大きさ
を、速度指令と実際の回転速度の差、すなわち速度偏差
により変化させるようにしたものである。
That is, the present invention is designed to control the speed of the synchronous motor without detecting the current phase of the synchronous motor. In FIG. 1, the terminal voltage E t and the induced voltage E o are shown.
A predetermined value load angle δ with the magnitude of the terminal voltage E t, the difference between the actual speed and the speed command, that is, those to be changed by the speed deviation.

さきの第1図に示すように、位相角γ=0で、かつ電動
機の電流によるインピーダンス電圧が、リアクタンス分
IXのみであれば、Ecosδ=Eとなり、トルクは
次式で決まる。
As shown in FIG. 1 above, when the phase angle γ = 0 and the impedance voltage due to the electric current of the electric motor is only the reactance component IX, E t cos δ = E o , and the torque is determined by the following equation.

次に、トルクTを変化させるときに、位相角γを零と
し、負荷角δおよび端子電圧Eを変化させて制御する
ようにする。その様子を示すものが第2図である。
Next, when changing the torque T, the phase angle γ is set to zero, and the load angle δ and the terminal voltage E t are changed and controlled. FIG. 2 shows such a situation.

同図(1)の正トルクの場合、負荷角δは進み方向、すな
わち、誘起電圧Eより端子電圧Eを進ませ、逆に、
同図(2)の負トルクの場合は、いずれも送らせる
(δ,Et1、δ,Et2、δ,Et3、δ
t4)。
In the case of the positive torque shown in FIG. 1A, the load angle δ is in the advancing direction, that is, the terminal voltage E t is advanced from the induced voltage E o , and conversely,
In the case of the negative torque of (2) in the figure, all are sent (δ 1 , E t1 , δ 2 , E t2 , δ 3 , E t3 , δ 4 ,
E t4 ).

このときの負荷角δは次式で求まる。The load angle δ at this time is obtained by the following equation.

いま、電流を速度調整部(ASR)からのトルク指令値
をTとし、制御すべき負荷角δを計算すると、次式
となる。
Now, assuming that the torque command value from the speed adjusting unit (ASR) is T c and the load angle δ c to be controlled is calculated, the following equation is obtained.

=ωK,X=ωLだから ここで、Kは、電動機の誘起電圧定数、Lは電動機の
リアクアンスである。
Since E o = ωK e , X = ωL Here, K e is the induced voltage constant of the electric motor, and L is the re-equance of the electric motor.

一方、端子電圧Eは、次式で求まる。On the other hand, the terminal voltage Et is calculated by the following equation.

=Ecosδ+IXsinδ ………(5) いま、回転速度の測定値をωfとすると、制御すべき電
圧Etcは、次式で求まる。
E t = E o cos δ + IX sin δ (5) Now, assuming that the measured value of the rotation speed is ωf, the voltage E tc to be controlled is obtained by the following equation.

tc=ωf×(Kecosδ+Tc×L×sinδ) ………(6) しかして、下記に記載のごとく、電動機運転状態におけ
る誘起電圧の位相θを磁極検出器から測定し、一方、速
度指令ωcと速度検出器からの検出器ωfからトルク指令
値Tcが得られる。そして、先に検出した位相θの上に
電流が重畳するように求められたトルク指令値Tcから
(4)式を用いて負荷角δを求め、さらに(6)式を用
いて制御すべき電圧を求めることにより、常に位相角γ
=0とした制御を行うことができる。すなわち、誘起電
圧の位相θが測定されてわかっているので、ここで必要
な位相としては負荷角δのみであり、電流位相の検出を
必要としない。
E tc = ω f × (K e cos δ + T c × L × sin δ) (6) Then, as described below, the phase θ of the induced voltage in the motor operating state is measured from the magnetic pole detector, while A torque command value T c is obtained from the speed command ω c and the detector ω f from the speed detector. Then, the load angle δ should be obtained from the torque command value T c obtained so that the current is superposed on the previously detected phase θ by using the equation (4), and the control should be performed by using the equation (6). By calculating the voltage, the phase angle γ
It is possible to perform control with = 0. That is, since the phase θ of the induced voltage is known by measurement, the only required phase here is the load angle δ, and detection of the current phase is not necessary.

〔発明の実施例〕Example of Invention

本発明に係る同期電動機の制御装置の一実施例を、第
3,4図により説明する。
An embodiment of the control device for the synchronous motor according to the present invention will be described with reference to FIGS.

ここで、第3図は、本発明の一実施例に係る同期電動機
の制御装置の構成ブロツク図、第4図は、その動作の応
用を示すベクトル図である。
Here, FIG. 3 is a block diagram of the configuration of a control device for a synchronous motor according to an embodiment of the present invention, and FIG. 4 is a vector diagram showing an application of the operation.

図で、1は交流電源、2は整流器、3は平滑コンデンサ
で、4は、3相のPWM(パルス幅変調)出力電圧を発
生し、電圧の位相と大きさを変える機能を有するインバ
ータ回路、5は同期電動機(以下、電動機という。)、
6は、電動機5に直結して磁極の位置を検出する磁極検
出手段に係る磁極検出器、7は、速度を検出する速度検
出手段に係る速度発電機である。
In the figure, 1 is an AC power supply, 2 is a rectifier, 3 is a smoothing capacitor, 4 is an inverter circuit having a function of generating a three-phase PWM (pulse width modulation) output voltage and changing the phase and magnitude of the voltage, 5 is a synchronous motor (hereinafter referred to as an electric motor),
Reference numeral 6 denotes a magnetic pole detector that is directly connected to the electric motor 5 and that detects a magnetic pole position, and 7 is a speed generator that detects speed.

また、10は、速度指令値ωと速度発電機7からの出
力である速度検出値ωとを付き合せて速度偏差をと
り、トルク指令値Tを計算する速度調整手段に係る速
度調整部(ASR部)、11は、速度検出値ωに基づ
いて負荷角指令値δおよび、トルク指令値Tと速度
検出値ωとに基づいて電圧指令値etcとを演算する演
算手段に係る演算部、12は、磁極検出器6の出力であ
る位相検出角θと負荷角指令値δとの加算値δを計
算する加算器、13は、加算器12の出力である加算値
δを基にして3相の正弦波信号S,S,Sを計
算,発生せしめる正弦波演算手段に係る正弦波演算部、
14〜16は、正弦波信号S〜Sを電圧指令値etc
に乗算し、3相の電圧指令値e,e,eを演算す
る乗算部、17〜19は、点弧角調整器である。
Further, reference numeral 10 is a speed adjustment relating to a speed adjusting means for calculating a torque command value T c by taking a speed deviation by associating the speed command value ω c and a speed detection value ω f which is an output from the speed generator 7. part (ASR unit) 11, the load angle command value based on the speed detection value omega f [delta] c and, computation for calculating the voltage command value e tc based on the torque command value T c and the speed detection value omega f The arithmetic unit according to the means, 12 is an adder for calculating the added value δ o of the phase detection angle θ which is the output of the magnetic pole detector 6 and the load angle command value δ c, and 13 is the output of the adder 12. A sine wave calculation unit relating to a sine wave calculation means for calculating and generating three-phase sine wave signals S a , S b , and S c based on the added value δ o ,
14-16, a sine wave signal S a to S c voltage command value e tc
Multiplying unit for multiplying the voltage command values of three phases e a, e b, it calculates the e c, the 17-19 is a firing angle regulator.

以上の構成により、乗算部14〜16から、パルス幅の
デユーテイ幅を決める電圧指令値e〜eを点弧角調
整器17〜19に入力し、点弧角を調整して電圧を制御
せしめるようにしたものである。
With the above arrangement, the multiplication unit 14 to 16, the voltage command value e a to e c that determines the Deyutei width of the pulse width input to the firing angle regulator 17-19, control the voltage by adjusting the firing angle It was designed so that it could be done.

以上によつて、電動機5の電圧を回転子に同期させて正
弦波的に変えることができるものである。
As described above, the voltage of the electric motor 5 can be changed sinusoidally in synchronization with the rotor.

また、速度調整部10の出力に応じて、電動機5の電圧
の大きさと位相とを変化させて、電流と誘起電圧の位相
角γを、常に一定の値に保つことができ、安定な運転が
可能となる。
In addition, the magnitude and phase of the voltage of the electric motor 5 can be changed according to the output of the speed adjusting unit 10 to keep the phase angle γ of the current and the induced voltage at a constant value at all times, and stable operation can be achieved. It will be possible.

その反面、演算部11で演算する内容は、電動機の機器
定数を用いているため、演算誤差が生じ、場合によつて
は、誘起電圧の位相角γが一定でないという現象が生じ
る。
On the other hand, since the content calculated by the calculation unit 11 uses the device constant of the electric motor, a calculation error occurs, and in some cases, the phase angle γ of the induced voltage is not constant.

しかし、この場合でも、全体としての速度制御系は成り
立ち、多少の効率低下が生じるだけのものである。
However, even in this case, the speed control system as a whole is established and the efficiency is only slightly decreased.

以上の本実施例によるものの効果は、電流位相を検出す
ることなく、電流位相を一定に保つ制御ができることで
ある。
The effect of the present embodiment described above is that the current phase can be controlled to be kept constant without detecting the current phase.

これは、電流検出器を不要とすることで装置の低価格化
に貢献することが大きいものである。
This largely contributes to cost reduction of the device by eliminating the need for a current detector.

また、他の効果としては、誘起電圧Eが回転数ととも
に上昇し、電源電圧を越えた場合でも、スムーズに高速
運転が実現できることである。この関係を第4図により
説明する。
Another effect is that even if the induced voltage E o increases with the number of revolutions and exceeds the power supply voltage, smooth high-speed operation can be realized. This relationship will be described with reference to FIG.

端子電圧Et1とEt2とは、大きさが同じで、位相が
δ,δというように異なるものである。
The terminal voltages E t1 and E t2 have the same magnitude but different phases such as δ 1 and δ 2 .

これに対し、誘起電圧は、Eo1とEo2というように、回
転数の増加に比例して大きくなつている。
On the other hand, the induced voltage increases in proportion to the increase in the rotational speed, such as E o1 and E o2 .

これは、回転速度ωがωでは電流位相角γに係りγ1
=0で、それ以上の回転速度ωでは、電動機の端子電
圧Eが電源電圧以上にならないことから、さきの第3
図の構成で、実際に変化するのは、負荷角δのみであ
り、この結果、電流位相角γが自然と誘起電圧Eの位
相より進み、高速運転ができることになるものである。
This is related to the current phase angle γ when the rotation speed ω 1 is γ 1
In = 0, the more the rotation speed omega 2, since the terminal voltage E t of the motor does not become more than the power supply voltage, the former third
In the configuration shown in the figure, only the load angle δ o actually changes, and as a result, the current phase angle γ naturally advances from the phase of the induced voltage E o , which enables high-speed operation.

しかして、第3図に示した実施例では、電動機の電圧を
発生させるときに、電源電圧の大きさを測定していない
が、電源電圧を測定し、上記電圧の大きさを決めると、
さらに精度良く制御できるものである。
In the embodiment shown in FIG. 3, the magnitude of the power supply voltage is not measured when the voltage of the motor is generated. However, if the power supply voltage is measured and the magnitude of the voltage is determined,
It can be controlled more accurately.

なお、特開昭51−4516号公報には、サイリスタイ
ンバータにより駆動される無整流子電動機において、
(1)速度発電機からの速度信号と、(2)分配器からの分配
信号と、(3)転流角を調整する調整器の信号とにより所
定の演算を行う演算装置を設け、この演算装置の出力信
号によりサイリスタの制御を行う技術が開示されてお
り、その効果は、分配器に機械的な調整機構を必要とせ
ずに転流角を調整できるというものである。
Incidentally, Japanese Patent Laid-Open Publication No. 51-4516 discloses a non-commutator motor driven by a thyristor inverter.
(1) A speed signal from the speed generator, (2) a distribution signal from the distributor, and (3) a signal from a regulator that adjusts the commutation angle is provided with a calculation device that performs a predetermined calculation. A technique of controlling a thyristor by an output signal of the device is disclosed, and its effect is that the commutation angle can be adjusted without requiring a mechanical adjusting mechanism in the distributor.

しかし、特開昭51−4516号公報に記載の無整流子
電動機において、前記(3)として示す転流角を調整する
調整器は、(1)と(2)に対し独立して調整されており、こ
のことは、同号記載の技術において、転流角を調整する
機能は、(1)および(2)に対して独立した操作、例えば手
動による調整で行わなければならない。
However, in the commutatorless motor described in Japanese Patent Laid-Open No. 51-4516, the adjuster for adjusting the commutation angle shown as (3) above is adjusted independently for (1) and (2). However, this means that in the technique described in the same issue, the function of adjusting the commutation angle must be performed by an independent operation for (1) and (2), for example, manual adjustment.

また、特開昭51−4516号公報に記載の無整流子電
動機において、転流角のみの制御では、速度およびトル
クに対応して電流と誘起電圧の位相差を零にすることは
不可能である。
Further, in the commutatorless motor described in JP-A-51-4516, it is impossible to make the phase difference between the current and the induced voltage zero corresponding to the speed and the torque by controlling only the commutation angle. is there.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

本発明によるときは、点弧角を加味した正弦波電圧指令
(負荷角と大きさの両方)の調整機能を持つため、電流
検出器を不要とし、速度検出値および位相検出角を基
に、演算によりインバータ回路の点弧角が自動的に調整
されるため、回転数に合わせて一々調整することなく電
流と誘起電圧の位相差を零にでき、電動機を高効率で運
転することのできる同期電動機の制御装置が得られ、実
用的効果の点で優れた発明ということができる。
According to the present invention, since it has a function of adjusting the sine wave voltage command (both the load angle and the magnitude) in consideration of the firing angle, a current detector is not required, and based on the speed detection value and the phase detection angle, Since the firing angle of the inverter circuit is automatically adjusted by calculation, the phase difference between the current and the induced voltage can be reduced to zero without any adjustment according to the rotation speed, and the motor can be operated with high efficiency. An electric motor control device is obtained, and it can be said that the invention is excellent in terms of practical effects.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第1図は、同期電動機のベクトル図、第2図は、本発明
に係るものの制御原理説明図、第3図は、本発明の一実
施例に係る同期電動機の制御装置の構成ブロツク図、第
4図は、その動作の応用を示すベクトル図である。 1……交流電源、2……整流器、3……平滑コンデン
サ、4……インバータ回路、5……同期電動機、6……
磁極検出器、7……速度発電機、10……速度調整部、
11……演算部、12……加算器、13……正弦波演算
部、14〜16……乗算部、17〜19……点弧角調整
器。
FIG. 1 is a vector diagram of a synchronous motor, FIG. 2 is an explanatory diagram of a control principle of the present invention, and FIG. 3 is a block diagram of a configuration of a control device for a synchronous motor according to an embodiment of the present invention. FIG. 4 is a vector diagram showing an application of the operation. 1 ... AC power supply, 2 ... Rectifier, 3 ... Smoothing capacitor, 4 ... Inverter circuit, 5 ... Synchronous motor, 6 ...
Magnetic pole detector, 7 ... Speed generator, 10 ... Speed adjusting unit,
11 ... Calculation unit, 12 ... Adder, 13 ... Sine wave calculation unit, 14-16 ... Multiplication unit, 17-19 ... Firing angle adjuster.

フロントページの続き (72)発明者 森永 茂樹 茨城県日立市幸町3丁目1番1号 株式会 社日立製作所日立研究所内 (72)発明者 遠藤 常博 茨城県日立市幸町3丁目1番1号 株式会 社日立製作所日立研究所内 (56)参考文献 特開 昭51−4516(JP,A) 特開 昭59−148589(JP,A)Front page continuation (72) Inventor Shigeki Morinaga 3-1-1, Saiwaicho, Hitachi, Ibaraki Hitachi Ltd. Hitachi Research Laboratory (72) Inventor Tonehiro Endo 3-1-1, Saiwaicho, Hitachi, Ibaraki Issue: Hitachi, Ltd., Hitachi Research Laboratory (56) References JP-A-51-4516 (JP, A) JP-A-59-148589 (JP, A)

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】点弧角が調整されるインバータ回路により
電圧を制御する同期電動機において、 その回転子に磁極検出手段と速度検出手段とを設けると
ともに、 前記速度検出手段からの速度検出値と速度指令値とに基
づきトルク指令値を出力する速度調整手段と、 前記速度調整手段からのトルク指令値に基づいて負荷角
を、また速度検出手段からの速度検出値と速度調整手段
からのトルク指令値とに基づいて電圧指令値をそれぞれ
演算する演算手段と、 前記負荷角と磁極検出手段からの回転子の位相検出角と
の加算値に基づいて正弦波を発生せしめる正弦波演算手
段と、 前記演算手段により演算された電圧指令値と正弦波演算
手段からの正弦波演算値とを入力して乗算する乗算手段
と、 前記乗算手段からの乗算値を入力してインバータ回路の
点弧角を調整する点弧角調整手段とを設け、 前記電圧指令値と正弦波演算値との乗算値によりインバ
ータ回路の点弧角を調整して電圧を制御せしめるよう構
成したことを特徴とする同期電動機の制御装置。
1. A synchronous motor in which a voltage is controlled by an inverter circuit whose firing angle is adjusted, wherein a rotor is provided with magnetic pole detection means and speed detection means, and a speed detection value and speed from the speed detection means. A speed adjusting means for outputting a torque command value based on the command value; a load angle based on the torque command value from the speed adjusting means; and a speed detection value from the speed detecting means and a torque command value from the speed adjusting means. And a sine wave calculating means for generating a sine wave based on the added value of the load angle and the phase detection angle of the rotor from the magnetic pole detection means, Means for inputting and multiplying the voltage command value calculated by the means and the sine wave operation value from the sine wave operation means, and an inverter circuit for inputting the multiplication value from the multiplication means A firing angle adjusting means for adjusting the firing angle is provided, and the firing angle of the inverter circuit is adjusted by the multiplication value of the voltage command value and the sine wave operation value to control the voltage. Control device for synchronous motor.
JP58081001A 1983-05-11 1983-05-11 Synchronous motor controller Expired - Lifetime JPH0650953B2 (en)

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