JPH06326603A - Pll frequency synthesizer circuit - Google Patents
Pll frequency synthesizer circuitInfo
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- JPH06326603A JPH06326603A JP5113112A JP11311293A JPH06326603A JP H06326603 A JPH06326603 A JP H06326603A JP 5113112 A JP5113112 A JP 5113112A JP 11311293 A JP11311293 A JP 11311293A JP H06326603 A JPH06326603 A JP H06326603A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、位相比較器とロウパス
フィルターと電圧制御発振器(以下、VCOと記す。)
及びプログラマブル・カウンタとから成り、入力した基
準信号から該信号と同期した広範囲の逓倍クロック信号
を得るためのPLL周波数シンセサイザ回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a phase comparator, a low pass filter and a voltage controlled oscillator (hereinafter referred to as VCO).
And a programmable counter, and relates to a PLL frequency synthesizer circuit for obtaining a wide range multiplied clock signal synchronized with the input reference signal from the input reference signal.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来のこの種のPLL周波数シンセサイ
ザ回路としては、例えば、図2のブロック図に示すよう
なものが基本的な回路として知られている。図2の回路
では、VCO3の発振周波数fo をN分周した周波数f
v の信号と基準周波数fr の信号との位相を位相比較器
1で比較し、両信号の位相差に比例した誤差電圧を発生
させ、その誤差電圧をロウパスフィルター2に通して高
周波成分を除き、ロウパスフィルター2の出力の誤差電
圧をVCO3に供給し、それによってfv を基準周波数
fr により近付ける方向にVCO3の発振周波数fsを
制御する。この出力周波数fo の信号の一部がプログラ
マブル・Nカウンタ4で分周され、周波数fv の信号と
して前記位相比較器1に入力される。位相比較器1、ロ
ウパスフィルター2、VCO3及びプログラマブル・N
カウンタ4で帰還ループを作っている。2. Description of the Related Art As a conventional PLL frequency synthesizer circuit of this type, for example, the one shown in the block diagram of FIG. 2 is known as a basic circuit. In the circuit of Figure 2, VCO 3 frequencies f the oscillation frequency f o divided by N of
The phase of the signal of v and the signal of the reference frequency f r is compared by the phase comparator 1, an error voltage proportional to the phase difference between the two signals is generated, and the error voltage is passed through the low pass filter 2 to extract a high frequency component. Except for this, the error voltage at the output of the low-pass filter 2 is supplied to the VCO 3, and thereby the oscillation frequency f s of the VCO 3 is controlled so that f v approaches the reference frequency f r . Part of the signal of the output frequency f o is divided by the programmable · N counter 4 is input to the phase comparator 1 as a signal of the frequency f v. Phase comparator 1, low pass filter 2, VCO 3 and programmable N
The feedback loop is made with the counter 4.
【0003】このループが完全にロックすると、fr =
fo /Nすなわちfo =N・fr となって基準周波数f
r の信号と同期した逓倍(N倍)クロック信号が得られ
る。このようなPLL周波数シンセサイザは、トランシ
ーバ、通信機、ラジオ、TV、計測器、電子楽器等の多
分野に応用されている。いずれの応用分野においてもク
ロック信号を広範囲の周波数にわたって得ようとする場
合、一つのVCOの発振周波数範囲は限られているの
で、複数のVCOを用いて各々異った周波数範囲を分担
させ、必要に応じてそれらのVCOを切り換えていた。When this loop is completely locked, f r =
f o / N ie f o = N · f r and turned to the reference frequency f
A multiplied (N times) clock signal synchronized with the r signal is obtained. Such a PLL frequency synthesizer is applied to various fields such as transceivers, communication devices, radios, TVs, measuring instruments, and electronic musical instruments. In any application field, when trying to obtain a clock signal over a wide range of frequencies, one VCO has a limited oscillating frequency range. The VCOs were switched according to the above.
【0004】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来のPLL周波数シンセサイザ回路では、得よう
とする出力の周波数範囲を広くしようとすればするほど
必要なVCOの数が多くなり、回路の小型化が困難にな
るという問題点があった。However, in such a conventional PLL frequency synthesizer circuit, the larger the frequency range of the output to be obtained, the larger the number of VCOs required and the smaller the circuit size. There was a problem that it became difficult to make it.
【0005】そこで本発明は、単一のVCOを使用しな
がら、従来、単一のVCOでは得られなかった広範囲の
周波数の出力を得、なおかつ小型化も促進されるPLL
周波数シンセサイザ回路を提供することを目的とする。Therefore, the present invention, while using a single VCO, obtains an output in a wide range of frequencies which has not been obtained by the conventional single VCO, and further promotes miniaturization.
It is an object to provide a frequency synthesizer circuit.
【0006】[0006]
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めの要旨とするところは、 1. 入力した基準周波数の信号から該信号に同期した
広い周波数範囲の逓倍クロック信号を得るためのPLL
周波数シンセサイザ回路であって、入力される第1及び
第2の信号の位相を比較して両信号の位相差を表わす信
号を生成する位相比較器(11)と、該位相差信号に含
まれる高周波成分を除くロウパスフィルター(12)
と、このロウパスフィルター(12)の出力を制御電圧
として受ける電圧制御発振器(13)と、この電圧制御
発振器(13)の出力の周波数を分周するプログラマブ
ル・Nカウンタ(14)とから成り、前記基準周波数信
号を前記第1の信号とし前記プログラマブル・Nカウン
タ(14)の出力を前記第2の信号とする回路におい
て、前記電圧制御発振器(13)の数を唯一つとし、該
一つの電圧制御発振器(13)の出力端と前記プログラ
マブル・Nカウンタ(14)の入力端との間に周波数変
換器(15)を設けたことを特徴とするPLL周波数シ
ンセサイザ回路に存する。[Means for Solving the Problems] The main points for achieving such an object are: PLL for obtaining a multiplied clock signal in a wide frequency range synchronized with an input reference frequency signal
A frequency synthesizer circuit, comprising: a phase comparator (11) for comparing the phases of input first and second signals to generate a signal representing the phase difference between the two signals; and a high frequency included in the phase difference signal. Low pass filter excluding components (12)
A voltage controlled oscillator (13) that receives the output of the low pass filter (12) as a control voltage, and a programmable N counter (14) that divides the frequency of the output of the voltage controlled oscillator (13). In a circuit in which the reference frequency signal is the first signal and the output of the programmable N counter (14) is the second signal, the number of the voltage controlled oscillators (13) is one, and the one voltage A PLL frequency synthesizer circuit is characterized in that a frequency converter (15) is provided between the output end of the controlled oscillator (13) and the input end of the programmable N counter (14).
【0007】2. 前記周波数変換器(15)を2n プ
ログラマブル分周器とした項1に記載のPLL周波数シ
ンセサイザ回路に存する。2. 2. The PLL frequency synthesizer circuit according to item 1, wherein the frequency converter (15) is a 2 n programmable frequency divider.
【0008】[0008]
【作用】基準周波数fr の入力信号とプログラマブルN
カウンタ(14)を経てN分周されたVCO(13)の
発振周波数fv の出力信号との位相が位相比較器(1
1)によって比較され、その差に比例した誤差電圧がロ
ウパスフィルター(12)を通り、VCO制御電圧とな
ってVCO(13)の出力信号周波数fs の分周周波数
fv と基準周波数fr とが等しくなるように、すなわ
ち、ロック状態となるようにVCO(13)の発振周波
数が制御される。VCO(13)の出力信号はVCO
(13)の後に設けた周波数変換器(15)によって周
波数変換されるので、一つのVCOの発振周波数範囲を
超えた周波数を得ることができる。Function: Input signal of reference frequency f r and programmable N
The phase with the output signal of the oscillation frequency f v of the VCO (13) divided by N through the counter (14) is the phase comparator (1
1), the error voltage proportional to the difference is passed through the low pass filter (12) and becomes the VCO control voltage, which is the dividing frequency f v of the output signal frequency f s of the VCO (13) and the reference frequency f r. The oscillation frequency of the VCO (13) is controlled so that and become equal, that is, the lock state is achieved. The output signal of VCO (13) is VCO
Since the frequency is converted by the frequency converter (15) provided after (13), a frequency exceeding the oscillation frequency range of one VCO can be obtained.
【0009】[0009]
【実施例】以下、図面に基づき本発明の一実施例を説明
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【0010】図1は本発明の一実施例を示すブロック図
である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.
【0011】図1に示すように、本実施例は、基準周波
数fr の入力信号とプログラマブルNカウンタ14の出
力信号(周波数fv )との位相を比較し、位相誤差を表
わす誤差電圧を出力する位相比較器11と、位相比較器
11からの誤差電圧に含まれる高周波成分を除きVCO
制御電圧に変えるロウパスフィルター12と、制御電圧
に応じて発振周波数fs が変わるVCO13と、周波数
を変換する周波数変換器15と、周波数変換器15から
の出力の一部をN分周するプログラマブルNカウンタ1
4とから成る。As shown in FIG. 1, the present embodiment compares the phases of the input signal of the reference frequency f r and the output signal (frequency f v ) of the programmable N counter 14 and outputs an error voltage representing a phase error. Phase comparator 11 and the VCO which excludes high frequency components included in the error voltage from the phase comparator 11.
A low-pass filter 12 that changes to a control voltage, a VCO 13 that changes an oscillation frequency f s according to a control voltage, a frequency converter 15 that converts a frequency, and a programmable frequency-dividing part of the output from the frequency converter 15 by N. N counter 1
It consists of 4 and.
【0012】周波数変換器15は分周器と逓倍器のいず
れもが可能であるが、逓倍器を用いた場合はプログラマ
ブルNカウンタ14の前にさらに分周器を設ける。The frequency converter 15 can be either a frequency divider or a frequency multiplier, but when a frequency multiplier is used, a frequency divider is further provided in front of the programmable N counter 14.
【0013】次に作用を説明する。図1において、周波
数変換器15として示したものに、入力周波数を2n
(nは正の整数)分周する2n プログラマブル分周器を
用いた場合について説明する。Next, the operation will be described. In FIG. 1, an input frequency of 2 n is shown in FIG.
A case where a 2 n programmable frequency divider that divides (n is a positive integer) is used will be described.
【0014】VCO13の発振周波数fs がプログラマ
ブルNカウンタ14によってN分周され周波数fv とな
り(以下、周波数fv を「N分周カウンタの分周周波数
(fv )」と記す。)、基準周波数fr の入力信号とと
もに位相比較器11に入力される。The oscillation frequency f s of the VCO 13 is divided by the programmable N counter 14 by N to obtain a frequency f v (hereinafter, the frequency f v will be referred to as "the dividing frequency of the N division counter (f v )"). together with the input signal of the frequency f r is input to the phase comparator 11.
【0015】位相比較器11は基準周波数fr とN分周
カウンタの分周周波数fv の位相差に比例した誤差電圧
を発生する。The phase comparator 11 generates an error voltage proportional to the phase difference between the reference frequency f r and the frequency division frequency f v of the N frequency division counter.
【0016】位相比較器11から出力された誤差電圧
は、ロウパスフィルター12によって高周波成分をカッ
トされた平均直流電圧、すなわち、VCO13の制御電
圧となる。この制御電圧は、VCO13の発振周波数f
s を分周した周波数fv と基準周波数fr との差を減少
させる方向に供給される。The error voltage output from the phase comparator 11 becomes an average DC voltage with high frequency components cut by the low pass filter 12, that is, a control voltage of the VCO 13. This control voltage is the oscillation frequency f of the VCO 13.
It is supplied in the direction to reduce the difference between the frequency f v and the reference frequency f r which was dividing s.
【0017】自走発振器であるVCO13は、基準周波
数fr の入力信号がPLL周波数シンセサイザ回路に供
給されないときは誤差電圧が0に等しいので所定の周波
数、いわゆる自走周波数で発振する。入力信号が供給さ
れると前記過程によって発生した制御電圧によって、V
CO13はその発振周波数fsに比例するN分周カウン
タの分周周波数fv と入力信号の基準周波数fr との差
を減少させる方向に発振周波数を制御される。The VCO 13, which is a free-running oscillator, oscillates at a predetermined frequency, a so-called free-running frequency, because the error voltage is equal to 0 when the input signal of the reference frequency f r is not supplied to the PLL frequency synthesizer circuit. When an input signal is supplied, the control voltage generated by the above process causes V
CO13 is controlling the oscillation frequency in the direction to reduce the difference between the reference frequency f r of the divided frequency f v and the input signal of the divide-by-N counter which is proportional to the oscillation frequency f s.
【0018】VCO13からの発振周波数fs は、2n
プログラマブル分周器15によって1/2n に分周され
た出力周波数fo となるが、その一部がプログラマブル
Nカウンタ14に入力され、N分周された分周周波数f
v となる。この分周周波数fv が位相比較器11に入力
される。The oscillation frequency f s from the VCO 13 is 2 n
The output frequency fo is divided into 1/2 n by the programmable frequency divider 15, a part of which is input to the programmable N counter 14 and divided by N to obtain the divided frequency f.
v . This divided frequency f v is input to the phase comparator 11.
【0019】以上の過程は、分周周波数fv と基準周波
数fr が完全に一致するまで繰り返される。The above process is repeated until the divided frequency f v and the reference frequency f r completely match.
【0020】このようにして分周周波数fv と基準周波
数fr が一致して同期が確立すると、VCO13は分周
周波数fv と基準周波数fr の位相差が最小になるよう
に常に位相を変えながら基準周波数fr の変化に追随す
る。When the frequency division frequency f v and the reference frequency f r match in this way and synchronization is established, the VCO 13 always maintains the phase so that the phase difference between the frequency division frequency f v and the reference frequency f r is minimized. to follow the change of the reference frequency f r while changing.
【0021】2n プログラマブル分周器15においてn
=0と設定した場合、VCO13からの発振周波数fs
は2n プログラマブル分周器15では分周されないの
で、同期が確立しているときの基準周波数fr と分周周
波数fv との関係は、図2で示した従来技術の基本的な
PLLの場合と同様に、 fr =fv =fo /N ∴fo =Nfr となり、出力周波数fo は基準周波数fr のN逓倍クロ
ック信号となる。 いま、VCO13の周波数変化比が
2であるとすると、VCO13の発振周波数fsと等し
い出力周波数fo は、プログラマブルNカウンタのN
(上式中のN)の値を変化させることにより、VCO1
3の最高発振周波数fmax から最低発振周波数fmax /
2まで変化させることが可能である。In the 2 n programmable frequency divider 15, n
= 0, the oscillation frequency f s from the VCO 13
Is not divided by the 2 n programmable divider 15, the relationship between the reference frequency f r and the division frequency f v when the synchronization is established is the same as that of the basic PLL of the prior art shown in FIG. Similarly to the case, f r = f v = f o / N ∴f o = Nf r , and the output frequency f o becomes the N-multiplied clock signal of the reference frequency f r . Now, the frequency change ratio of the VCO13 is 2, the output frequency f o equal to the oscillation frequency f s of the VCO13 is programmable N counter N
By changing the value of (N in the above equation), VCO1
3 from the maximum oscillation frequency f max to the minimum oscillation frequency f max /
It is possible to change up to 2.
【0022】次に、2n プログラマブル分周器15にお
いてn=1と設定した場合には、VCO13からの発振
周波数fs は2分周されるのでfo =fs /2となり、
プログラマブルNカウンタのNの値を変化させることに
より、出力周波数fo としてfmax /2からfmax /4
まで出力させることができる。Next, when n = 1 is set in the 2 n programmable frequency divider 15, the oscillation frequency f s from the VCO 13 is divided by 2, so that f o = f s / 2,
By changing the value of the programmable N counter N, f max / 4 from f max / 2 as an output frequency f o
Can be output.
【0023】2n プログラマブル分周器15においてn
=2と設定した場合には、VCO13からの発振周波数
fs は4分周されるのでfo =fs /4となり、プログ
ラマブルNカウンタのNの値を変化させることにより、
出力周波数fo としてfmax/4からfmax /8まで出
力させることができる。In the 2 n programmable frequency divider 15, n
= 2 is set, the oscillation frequency f s from the VCO 13 is divided by 4, so that f o = f s / 4, and by changing the value of N of the programmable N counter,
The output frequency f o can be output from f max / 4 to f max / 8.
【0024】以下、同様にして2n プログラマブル分周
器15のnとプログラマブルNカウンタのNの値を変え
ることにより、1つのVCOを用いるだけで広い範囲の
出力周波数fo を得ることができる。Similarly, by changing the value of n of the 2 n programmable frequency divider 15 and the value of N of the programmable N counter, a wide range of output frequencies f o can be obtained by using only one VCO.
【0025】なお、以上は周波数変換器15に2n プロ
グラマブル分周器を用いたものについて説明したが、逓
倍器を用いてもよい。この場合は、逓倍器からの入力周
波数がプログラマブルNカウンタが処理可能な上限周波
数を越えないように プログラマブルNカウンタ14の
前に分周器を設けておく。Although the frequency converter 15 using the 2 n programmable frequency divider has been described above, a frequency multiplier 15 may be used instead. In this case, a frequency divider is provided before the programmable N counter 14 so that the input frequency from the multiplier does not exceed the upper limit frequency that can be processed by the programmable N counter.
【0026】[0026]
【発明の効果】本発明にかかるPLL周波数シンセサイ
ザ回路によれば、従来、複数のVCOを用いなければ得
ることのできなかった広い周波数範囲の出力を1つのV
COを用いて得ることができるので、回路の著しい小型
化が可能である。そして、2nプログラマブル分周器等
の周波数変換器を含めて1チップIC化が可能であり、
より一層の小型化を実現できる。According to the PLL frequency synthesizer circuit of the present invention, the output of a wide frequency range, which has hitherto been obtained only by using a plurality of VCOs, can be obtained by one V.
Since it can be obtained using CO, the circuit can be remarkably miniaturized. And it can be integrated into a single-chip IC, including a frequency converter such as a 2 n programmable frequency divider.
Further downsizing can be realized.
【0027】また、用いるVCOが1つであるので、複
数個用いた場合よりも故障発生要因がそれだけ少なく、
コストも低くなる。Further, since only one VCO is used, the cause of failure is less than that when a plurality of VCOs are used.
The cost is also low.
【図1】本発明の一実施例にかかるPLL周波数シンセ
サイザ回路を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a PLL frequency synthesizer circuit according to an embodiment of the present invention.
【図2】PLL周波数シンセサイザ回路を示す基本ブロ
ック図である。FIG. 2 is a basic block diagram showing a PLL frequency synthesizer circuit.
【符号の説明】 11 位相比較器 12 ロウパスフィルター(LPF) 13 電圧制御発振器(VCO) 14 プログラマブルNカウンタ 15 周波数変換器 fr 基準周波数 fs VCO13の発振周波数 fo 出力周波数 fv N分周カウンタの分周周波数[Explanation of Codes] 11 Phase Comparator 12 Low Pass Filter (LPF) 13 Voltage Controlled Oscillator (VCO) 14 Programmable N Counter 15 Frequency Converter f r Reference Frequency f s VCO 13 Oscillation Frequency f o Output Frequency f v N Frequency Division Frequency division frequency of counter
Claims (2)
期した広い周波数範囲の逓倍クロック信号を得るための
PLL周波数シンセサイザ回路であって、入力される第
1及び第2の信号の位相を比較し両信号の位相差を表わ
す信号を生成する位相比較器と、該位相差信号に含まれ
る高周波成分を除くロウパスフィルターと、このロウパ
スフィルターの出力を制御電圧として受ける電圧制御発
振器と、この電圧制御発振器の出力の周波数を分周する
プログラマブル・Nカウンタとから成り、前記基準周波
数信号を前記第1の信号とし前記プログラマブル・Nカ
ウンタの出力を前記第2の信号とする回路において、 前記電圧制御発振器の数を唯一つとし、該一つの電圧制
御発振器の出力端と前記プログラマブル・Nカウンタの
入力端との間に周波数変換器を設けたことを特徴とする
PLL周波数シンセサイザ回路。1. A PLL frequency synthesizer circuit for obtaining a multiplied clock signal in a wide frequency range synchronized with an input reference frequency signal, wherein the phases of first and second input signals are compared. Then, a phase comparator that generates a signal representing the phase difference between the two signals, a low-pass filter that removes high-frequency components included in the phase-difference signal, a voltage-controlled oscillator that receives the output of the low-pass filter as a control voltage, and And a programmable N counter for dividing the frequency of the output of the voltage controlled oscillator, wherein the reference frequency signal is the first signal and the output of the programmable N counter is the second signal. There is only one controlled oscillator, and a frequency is provided between the output terminal of the one voltage controlled oscillator and the input terminal of the programmable N counter. A PLL frequency synthesizer circuit comprising a number converter.
周器とした請求項1に記載のPLL周波数シンセサイザ
回路。2. The PLL frequency synthesizer circuit according to claim 1, wherein the frequency converter is a 2 n programmable frequency divider.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5113112A JPH06326603A (en) | 1993-05-14 | 1993-05-14 | Pll frequency synthesizer circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5113112A JPH06326603A (en) | 1993-05-14 | 1993-05-14 | Pll frequency synthesizer circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06326603A true JPH06326603A (en) | 1994-11-25 |
Family
ID=14603816
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5113112A Withdrawn JPH06326603A (en) | 1993-05-14 | 1993-05-14 | Pll frequency synthesizer circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH06326603A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7109764B2 (en) | 2003-11-10 | 2006-09-19 | Sharp Kabushiki Kaisha | PLL clock signal generation circuit |
-
1993
- 1993-05-14 JP JP5113112A patent/JPH06326603A/en not_active Withdrawn
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7109764B2 (en) | 2003-11-10 | 2006-09-19 | Sharp Kabushiki Kaisha | PLL clock signal generation circuit |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
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