JPH0564169A - Orthogonal multiplex modulation receiver - Google Patents

Orthogonal multiplex modulation receiver

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JPH0564169A
JPH0564169A JP22384491A JP22384491A JPH0564169A JP H0564169 A JPH0564169 A JP H0564169A JP 22384491 A JP22384491 A JP 22384491A JP 22384491 A JP22384491 A JP 22384491A JP H0564169 A JPH0564169 A JP H0564169A
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quadrature
modulated
orthogonal
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JP22384491A
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Japanese (ja)
Inventor
Tatsuya Ishikawa
Susumu Komatsu
進 小松
石川  達也
Original Assignee
Toshiba Ave Corp
Toshiba Corp
東芝エー・ブイ・イー株式会社
株式会社東芝
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Publication date
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Abstract

PURPOSE:To considerably reduce the deterioration in decoded voice signal quality considerably due to nonlinearity of an orthogonal synchronization detection circuit even when a detection circuit having the nonlinearity is used with respect to the orthogonal synchronization detection circuit for the orthogonal multiplex transmission receiver. CONSTITUTION:A detection output of an in-phase detection circuit 205 is led to a modulation circuit 224, in which a recovery carrier is modulated again and a re-modulation signal is obtained. Then the re-modulation signal is added to a signal inputted to an orthogonal detection circuit 220 at an adder circuit 218 to apply orthogonal synchronization detection to the synthesized output. Thus, the video modulation wave component is cancelled in advance from the input to the orthogonal detection circuit and production of crosstalk between the video signal and a multiplex signal at an output of the orthogonal detection is prevented.

Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

〔発明の目的〕 (産業上の利用分野)この発明は、現行のテレビジョン放送にディジタル符号化音声信号を多重伝送するテレビジョン伝送方式の受信装置に関する。 [OBJECT OF THE INVENTION] (relates) This invention relates to a receiving apparatus for television transmission system for multiplex transmission of digital coded speech signal in the current television broadcasting. (従来の技術) (Prior art)

【0001】テレビジョン放送においては、より高画質・高音声な信号を伝送できる新しいテレビジョン伝送方式が提案されている。 [0001] In the television broadcasting, new television transmission system that can transmit a higher image quality and high sound signals have been proposed. 特に高音質化に関してはディジタル符号化音声信号を直交多重方式により多重伝送する提案がある。 In particular there is a proposal to multiplex the orthogonal multiplexing scheme digitally encoded audio signals for high quality sound. 直交多重方式は既存の信号と両立性を保ったままで新たに上記ディジタル音声信号を追加できるため、従来の伝送路及び受信機と両立性のある方式である。 For orthogonal multiplexing scheme that can newly add the digital audio signal while maintaining the compatibility with existing signals, a method in which a compatible with conventional transmission lines and receivers.

【0002】図2は、この直交多重伝送の原理を説明する図である。 [0002] Figure 2 is a diagram for explaining the principle of the orthogonal multiplexing transmission. 同図において、映像入力端子101から入力された映像信号は、AM変調回路102で従来通りA In the figure, the video signal inputted from the video input terminal 101, conventionally in the AM modulator circuit 102 A
M変調される。 Is M modulation. このときのキャリアは局部発振器(局発)106出力を分配器107で0°位相で分配したキャリアである。 Carrier in this case is a local oscillator (local oscillator) 106 carrier was partitioned 0 ° phase in the distributor 107 outputs. AM変調出力はVSBフィルタ103で残留側波AM変調波とされる。 AM modulation output is a residual sideband AM modulated wave in VSB filter 103. 残留側波帯域は、一般に映像キャリア周波数fcから750KHzまでが通過域で、1.25MHzから減衰域とされるVSBフィルタで規定される。 Vestigial sideband generally from the video carrier frequency fc to 750KHz is at passband is defined by the VSB filter is an attenuation band from 1.25 MHz. 現行方式では、VSBフィルタ出力にアナログFM変調音声信号が周波数多重されるが、図2では省略してある(直交多重と同時伝送も可能である)。 In current practice, the analog FM modulated audio signal to the VSB filter output but are frequency-multiplexed (which can be orthogonal multiplexing and simultaneous transmission) which is not shown in FIG.

【0003】一方、ディジタル符号化された音声信号は多重信号入力端子108に供給され、AM変調回路10 On the other hand, digitally encoded audio signal is supplied to the multiplex signal input terminal 108, AM modulation circuit 10
9でキャリア抑圧AM変調される。 It is suppressed carrier AM modulation at 9. このとき用いられるキャリアは前述の分配器107で90°移相されて分配された信号である。 Carrier used at this time is a signal distributed is the 90 ° phase in the distributor 107 described above. このキャリア抑圧AM変調された変調波は逆ナイキストフィルタ110でスペクトル整形される。 The suppressed carrier AM-modulated wave is spectrum-shaped by the inverse Nyquist filter 110. この逆ナイキストフィルタ110の目的は受信側での復調の際に、多重信号が映像信号にクロストークとして現われるのを防ぐためである。 During demodulation purposes of this inverse Nyquist filter 110 on the receiving side, the multiplexed signal is to prevent the appearing as crosstalk on the video signal. 即ち、あらかじめ送信側で図2に示すような特性の逆ナイキスト・イコライザ処理を行っておけば、受信側の映像信号復調で用いられるナイキストフィルタ出力では直交変調波が映像キャリアと完全に直交関係となることから、これらの分離が可能となる。 That is, if performing an inverse Nyquist equalizer processing characteristics as shown in FIG. 2 in advance the transmission side, and completely orthogonal quadrature modulated wave and video carriers Nyquist filter output for use in a video signal demodulated on the receiving side from becoming, it becomes possible to these separation. 逆ナイキストフィルタ110の出力は、減衰器111でレベル調整されて合成回路104に供給される。 The output of the inverse Nyquist filter 110 is supplied to the synthesizing circuit 104 is level adjusted by the attenuator 111. 上記VSBフィルタ103からの映像変調波と逆ナイキストフィルタ110からの直交変調波は合成回路104で合成されて伝送路105へ送出される。 Quadrature modulation wave from the video modulation wave and the inverse Nyquist filter 110 from the VSB filter 103 is sent are combined by combining circuit 104 to the transmission line 105. 尚、減衰器111は、現行テレビジョンセットの不完全な復調特性を考慮して、直交変調波信号レベルを調整するためのものである。 Incidentally, the attenuator 111, taking into account the incomplete demodulation characteristics of the current television set is for adjusting a quadrature-modulated wave signal level. この映像変調波と直交変調波の相対レベル差(以下多重レベル)は約−25〜−30dBに設定される。 The relative level difference between the video modulation wave and the quadrature modulation wave (hereinafter multilevel) is set at about -25 to-30 dB. 次に受信側の処理について説明する。 Next will be described the processing of the receiving side.

【0004】図2において伝送路105から出力された変調波は分岐され、1つは受信ナイキストフィルタ11 [0004] modulated wave output from the transmission line 105 in FIG. 2 is branched, one receiving Nyquist filter 11
2へ供給される。 It is supplied to the 2. ナイキストフィルタ112の出力は同相検波回路113で同期検波されて、復調された映像信号は出力端子114へ出力される。 The output of the Nyquist filter 112 is synchronous detection in phase detector circuit 113, the demodulated video signal is output to the output terminal 114. 同相検波回路113 Phase detection circuit 113
へ供給されるキャリアは、キャリア再生回路115で再生された映像キャリアを分配器116で0°位相で分配したものである。 Carrier supplied is a video carrier reproduced by the carrier reproduction circuit 115 in the distributor 116 is obtained by dispensing with the 0 ° phase to.

【0005】一方、多重信号の復調に関しては、帯域通過フィルタ(以下BPFと記す)117で多重信号から抽出された後、直交検波回路118で同期検波される。 On the other hand, with respect to the demodulation of multiple signals, (hereinafter referred to as BPF) band-pass filter after being extracted from the multiplexed signal 117 is synchronous detection by orthogonal detection circuit 118.
直交検波回路118に供給されるキャリアは分配器11 Carrier to be supplied to the quadrature detector 118 divider 11
6から出力される90°位相のキャリアである。 It is a carrier of the outputted 90 ° phase from 6. BPF BPF
117はVSB−AM変調された映像変調波の両側波揃った帯域のみを抽出するため、BPF出力では映像成分は完全なDSB−AMとなっている。 117 for extracting only the band of uniform sides wave VSB-AM modulated video modulated wave, the video component is BPF output has a complete DSB-AM. 即ち、映像キャリアに対して同相成分しか存在しないため、多重信号との完全な分離が可能である。 That is, since there is only phase component with respect to the image carrier, it is possible to complete separation of the multiplex signal.

【0006】図3(A)は上記映像変調波及び音声変調波と直交多重変調波のスペクトル例を示している。 [0006] FIG. 3 (A) shows an exemplary spectrum of the orthogonal multiplexing modulated wave with the video modulation wave and the audio-modulated wave. また図3(B)は上記BPF117出力のスペクトルを示している。 The Figure 3 (B) shows the spectrum of the BPF117 output.

【0007】図3(C)はBPF117出力の変調波ベクトルを示す図であり、映像変調波と直交変調波は図示されたように90°で直交している。 [0007] FIG. 3 (C) is a diagram showing a modulated wave vector of BPF117 output, quadrature modulated wave and video modulation wave are orthogonal to 90 ° as shown. また前述のように多重レベルは約−30dBであり、各無変調キャリア振幅比は30:1である。 The multi-level, as described above is about -30 dB, the unmodulated carrier amplitude ratio is 30: 1.

【0008】このように多重信号を復調する直交同期検波回路118には、本来不要な映像変調波成分が希望信号である直交変調波に比べて30倍以上のレベルで入力されている。 [0008] Orthogonal synchronous detection circuit 118 for demodulating such multiplexed signals, originally unnecessary image-modulated wave component is input at a level of 30 times or more as compared to the quadrature modulation wave is desired signal. 直交同期検波回路118が完全に線形な特性をもっており、かつ再生キャリアの位相誤差がなければ、前述のように完全に分離できるが、実際には完全な線形性は得られず、位相誤差も存在する。 Quadrature synchronous detection circuit 118 has a perfectly linear characteristic, and if there is no phase error of the reproduced carrier, can be completely separated, as described above, actually not obtained full linearity is also a phase error exists to. 仮に位相誤差がなくても、後述するように非線形性が存在すると変調波の振幅レベルに応じて位相誤差が発生して各信号間の完全な分離ができない。 Even if no phase error can not complete separation between the signals by a phase error occurs in accordance with the amplitude level of the modulated wave and nonlinearity are present as described below.

【0009】図4(A)は直交同期検波器の一般的な非線形性を示す図である。 [0009] FIG. 4 (A) is a diagram showing a general non-linearity of the quadrature synchronous detector. 同図の横軸は検波器の(変調波)入力レベル、縦軸は検波出力レベルである。 In the figure, the horizontal axis detector of (modulated wave) input level, the vertical axis represents the detection output level. 破線で図示されているように、入出力特性は一般に飽和特性を有し、非線形特性で重要な3次歪(IM 3 )はある入力レベルで本来の信号レベルと同じになる(この部分はI As shown in broken lines, input-output characteristics have a general saturation characteristics, becomes the same as the original signal level at the input level an important order distortion (IM 3) is non-linear characteristics with (this part I
3インターセプト・ポイントと呼ばれる)。 M 3 is referred to as the intercept point). このようなIM 3と本来の信号レベルとの差がある規定値以下となるようにあらかじめ入力レベルが設定されるが、前述のように不要な信号である映像変調波の方が約30倍も大きいために、この規定値を満足しようとすると、直交信号についての入力レベルは非常に小さいものとなってしまう。 Such IM 3 to the original signal level in advance the input level so that the difference becomes below the specified value is the is set, also towards the image-modulated wave is about 30 times is an unnecessary signal, as described above for large, an attempt to satisfy this specified value, the input level for quadrature signals becomes very small. 故に従来の直交同期検波回路においてはIM 3 Therefore IM 3 in the conventional quadrature synchronous detection circuit
が十分に大きく確保できなくとも入力レベルを大きくして、多重信号の検波出力を大きくせざるを得ないという問題がある。 Is to increase the input level even impossible to secure sufficiently large, there is a problem that the detection output of the large inevitably multiple signal.

【0010】図4(B)は上記直交同期検波回路の非線形特性を変調波ベクトルで示した例である。 [0010] FIG. 4 (B) is an example showing the non-linear characteristics of the quadrature synchronous detection circuit in the modulation wave vector. 同図において、映像変調波ベクトルは同相軸上を移動するベクトルである(図2におけるBPF117出力について示す。 In the figure, the video modulated wave vector indicates the BPF117 output in a vector move on the in-phase axis (Fig.
故に、映像変調波のDSB−AM成分のみ抽出されるので、映像変調波に直交成分はない)。 Therefore, since it is extracted only DSB-AM component of the image-modulated wave, the quadrature component in the video modulation wave is not). 一方、直交変調波は直交キャリアを多重信号でキャリア抑圧AM変調したものであるから、図に示したようなベクトルとなる(実際には逆ナイキストフィルタにより同相成分も有するが、ここでは多重信号の検波のみを対象としており、多重信号が映像信号へもれ込むクロストークは考慮しなくて良い。故に図では簡単のため直交軸上を移動するようなベクトルとして示してある)。 On the other hand, since the quadrature modulation wave is obtained by the carrier suppressed AM modulated with multiplexed signal orthogonal carriers, a vector such as shown in FIG. (But also with the actual in-phase component by inverse Nyquist filter, wherein the multiplex signal has a detection only interest, the crosstalk multiplexed signal leaks to the video signal is shown as a vector, such as to move with it. Thus the upper orthogonal axis for simplicity in the drawing not considered).

【0011】図4(B)において、映像変調波ベクトル振幅最大値(無変調キャリア・ベクトル)は直交変調波ベクトル振幅最大値の約30倍である。 [0011] In FIG. 4 (B), the video modulated wave vector magnitude maximum value (unmodulated carrier vector) is about 30 times the quadrature modulation wave vector magnitude maximum value. 故に直交同期検波回路の非線形性発生については映像変調波レベルのみについて考えれば良い。 Thus may be considered with only the video modulation wave level for non-linearity occurs in the quadrature synchronous detection circuit. 直交同期検波回路の非線形性は図示したように、振幅成分の歪(AM/AM)及び位相成分の歪(AM/PM)として考えることができる。 Nonlinearity of the quadrature synchronous detection circuit as shown, can be thought of as the amplitude component distortion (AM / AM) and phase component distortion (AM / PM). 即ち、入力レベルに応じて入出力振幅特性及び入出力位相特性が非線形となる。 That is, input-output amplitude characteristic and an input-output phase characteristic becomes nonlinear depending on the input level. 同図(B)に破線で示したようなAM/AM,AM/PM変換歪が生じると、図から明らかように、映像変調波成分と直交変調波成分が直交しなくなり、映像信号が多重信号にもれ込むクロストークが発生する。 If AM / AM as shown in broken line in FIG. (B), AM / PM conversion distortion occurs, As is apparent from the figure, the video modulated wave component and the quadrature modulation wave component is not orthogonal, the video signal is multiplexed signal crosstalk occurs leaking in.

【0012】図4(C)は、上記クロストーク例を示す図である。 [0012] FIG. 4 (C) is a diagram showing the crosstalk example. 映像信号が図示されたようなランプ波形であるとき、図に示したような非線形が存在すると、直交復調出力(多重信号)へ図示したようなクロストークが生じる(直交信号は存在しないとして、クロストーク分のみを示している)。 When the video signal is a ramp waveform as shown, as the non-linear as shown in FIG exists, crosstalk occurs (quadrature signal as shown the orthogonal demodulated output (multiplexed signal) is not present, the cross It shows only talk minutes).

【0013】 [0013]

【発明が解決しようとする課題】上述したように、直交多重伝送の受信装置の直交同期検波回路に関しては約3 [SUMMARY OF THE INVENTION] As described above, with respect to quadrature synchronous detection circuit of the receiver of the orthogonal multiplexing transmission of about 3
0倍も信号レベルの大きな映像変調波成分を分離しつつ直交変調波のみを検波しなければならない。 0 times must detects only quadrature modulated wave while separating the large video modulation wave component of the signal level. この結果、 As a result,
後段の増幅器の利得を制限したまま多重信号の検波出力を十分に大きく保つためには、直交同期検波回路にとって過大な映像変調波が同時に入力されることになり、直交同期検波回路の非線形特性が問題となる。 In order to keep a sufficiently large detection output of the multiplex signal while limiting the gain of the subsequent amplifier, will be excessive video modulation wave is inputted simultaneously to quadrature synchronous detection circuit, the nonlinear characteristics of the quadrature synchronous detection circuit It becomes a problem. 即ち、この非線形性により、本来キャリア位相の直交性で分離されていた映像変調波と直交変調波間にクロストークが発生し、多重信号検波出力に映像信号成分がもれ込む。 In other words, this non-linearity, cross-talk occurs in the separation once was a video modulation wave orthogonal modulation waves in orthogonality of the original carrier phase, the video signal component leaks into multiple signal detection output. このようなクロストークが存在すると、多重信号としてディジタルデータを伝送している場合、データのビット誤り率が増大し複号化音声信号品質が劣化してしまうという問題があった。 When such cross-talk is present, if you are transmitting digital data as a multiplexed signal, decodes the voice signal quality a bit error rate of data is increased there is a problem that deteriorates.

【0014】そこでこの発明は、直交多重伝送受信装置の直交同期検波回路に関して、従来と同等性能の非線形性を有する検波回路を用いたとしても、直交同期検波回路の非線形性による複号化音声信号品質の劣化を大幅に低減できる直交多重伝送受信装置を提供することを目的とする。 [0014] Therefore the present invention is with respect to quadrature synchronous detection circuit of the orthogonal multiplexing transmission reception device, even with a detection circuit having a nonlinearity of the conventional equivalent performance, it decodes the audio signal by nonlinearity of the quadrature synchronous detection circuit and to provide an orthogonal multiplexing transmission reception device which can greatly reduce the deterioration of quality.

【0015】 [0015]

【課題を解決するための手段】本発明は、直交多重変調された信号を同相同期検波部で検波して一方の信号成分を復調し、前記直交多重変調された信号を直交同期検波部で検波して他方の信号成分を復調する受信装置において、前記同相同期検波部の検波出力で再生キャリアを再変調して再変調信号を得る手段と、前記再変調信号を前記直交同期検波部に入力する信号に合成し、合成出力が直交同期検波されるようにする手段とを備える。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention is an orthogonal multiplexing modulated signal by detecting in-phase synchronous detector demodulates the one signal component, the orthogonally multiplexed signal modulated by the quadrature synchronous detector in the receiving apparatus detecting to demodulate the other signal component, and means for obtaining a re-modulated signal and then re-modulating a reproduced carrier by the detection output of the in-phase synchronous detector, the re-modulated signal to said quadrature synchronous detector synthesized input signal, the combined output is provided with a means to be orthogonal synchronous detection.

【0016】 [0016]

【作用】上記の手段により、直交検波で多重信号を映像信号から分離して復調する前に、あらかじめ同相検波された映像信号で再変調された変調波を上記直交検波回路入力に合成している。 [Action] By the above means, prior to be separated and demodulated multiplex signal from the video signal by quadrature detection, and synthesizing modulated wave remodulated by the video signal in advance in phase detection to the quadrature detection circuit input . この合成時には再変調出力の位相調整を行い、合成時の映像変調波成分がキャンセルするように合成される。 During this synthesis performs phase adjustment of the re-modulation output, the video modulated wave component at the time of synthesis is synthesized to cancel. このように、直交検波回路入力で映像変調波成分があらかじめキャンセルされているため直交検波出力において前述のような映像信号と多重信号間のクロストークは存在せず、従って多重信号であるディジタル信号のビット誤り率も悪化しないないため複号化音声信号品質も劣化しない。 Thus, cross-talk between the video signal and the multiplexed signal as described above in the orthogonal detection output for the video-modulated wave component is canceled in advance by the quadrature detector input is not present, therefore the digital signal is a multiplexed signal It decodes the audio signal because no bit error rate does not deteriorate quality does not deteriorate. (実施例)以下図面を参照してこの発明の実施例を説明する。 With reference to the accompanying drawings (Example) Hereinafter will be described an embodiment of the present invention.

【0017】図1(A)はこの発明による直交多重伝送受信装置の一実施例を示すブロック図である。 [0017] 1 (A) is a block diagram showing an embodiment of the orthogonal multiplexing transmission receiving apparatus according to the present invention. 図において、入力端子201に入力された変調波は従来例と同様にナイキストフィルタ202、キャリア再生回路203 In the figure, the modulation wave input to the input terminal 201 is a conventional example as well as the Nyquist filter 202, carrier recovery circuit 203
及び帯域通過フィルタ(以下BPFと記す)204に分配される(この構成は説明を簡潔にするため、従来例に対応した構成としているが、特にこの従来例の構成を前提とする訳ではない)。 And (hereinafter referred to as BPF) band-pass filter 204 is distributed (for this configuration of simplicity of explanation, although a configuration corresponding to the conventional example, there is no particular mean that based on the configuration of this conventional example) . ナイキストフィルタ202の出力はキャリア再生回路203の出力を用いて同相検波回路205で検波され低域通過フィルタ(以下LPFと記す)206で必要帯域外の信号が除去されて出力端子2 The output of the Nyquist filter 202 by using the output of the carrier recovery circuit 203 phase detection is detected by the circuit 205 (hereinafter referred to as LPF) low-pass filter required band of the signal at 206 is removed the output terminal 2
07に復調映像信号として出力される。 07 is output as a demodulated video signal to. 一方、BPF2 On the other hand, BPF2
04で抽出された直交多重変調波は後述する加算回路2 Orthogonal multiplexing modulated wave extracted with 04 will be described later adding circuit 2
18を経て、直交検波回路220で検波される。 18 through, is detected by the quadrature detection circuit 220. 直交検波においてはキャリア再生回路203の出力を移相器2 Quadrature detector phase shifter 2 the output of the carrier recovery circuit 203 in
19で90°移相したキャリアが用いられる。 19 90 ° phase-shifted carrier is used. 直交検波出力も映像出力と同様にLPF221を経て多重信号として出力端子222へ出力される。 Quadrature detection output are also output to the output terminal 222 as a multiplexed signal through the LPF221 Like the video output.

【0018】ここで、同相検波回路205の出力はLP [0018] Here, the output of the phase detector circuit 205 LP
F226へも分岐されており、このLPF226は復調映像信号のうちDSB−AM帯域に相当する周波数成分のみを抽出するフィルタである。 F226 is branched also into, the LPF226 is a filter that extracts only a frequency component corresponding to the DSB-AM band of the demodulated video signal. このLPF226の出力はDCオフセットを有する増幅回路223に供給され、この増幅回路223は映像変調の規定変調度(8 The output of the LPF226 is supplied to the amplifier circuit 223 having a DC offset, defined degree of modulation of the amplifier circuit 223 is video modulation (8
7.5%)に相当するDCオフセットを与える。 Gives the DC offset corresponding to 7.5%). 増幅回路223の出力はAM変調回路224の変調信号入力端子へ供給されている。 The output of the amplifier circuit 223 is supplied to the modulation signal input terminal of the AM modulator circuit 224. AM変調回路224のキャリア入力端子には再生キャリアが供給されている。 The carrier input terminal of the AM modulator circuit 224 is supplied with reproduced carrier. 故に、AM Therefore, AM
変調回路224の出力は再生キャリアを復調映像信号の低域成分で再変調したものである。 The output of the modulation circuit 224 is obtained by re-modulating the reproducing carrier with a low frequency component of the demodulated video signal. 次に再変調出力は移相回路225を経て加算回路218の一方の入力端子へ供給される。 Remodulation output then is supplied to one input terminal of the adding circuit 218 via the phase shift circuit 225.

【0019】この加算回路218の他方の入力端子には前述のBPF204の出力が与えられており、これらの入力が合成されることにより、BPF204の出力の映像変調波と直交変調波合成(多重)信号のうち、映像変調波が前記再変調出力でキャンセルされて、直交変調波成分のみが残ることになる。 [0019] A output of the aforementioned BPF204 is applied to the other input terminal of the addition circuit 218, by which these inputs are synthesized, quadrature modulation wave synthesis with the video modulated wave output BPF204 (multiplexing) among the signals, it is canceled video modulated wave in the re-modulated output, and only the quadrature modulation wave component remains. 移相回路225は、再変調出力と、BPF204の出力である映像変調波の位相差が180°となるように移相量を設定するためのものである。 Phase shift circuit 225, a re-modulation output is used for the phase difference of the image-modulated wave which is the output of BPF204 to set the phase shift amount such that 180 °.

【0020】以上のように本発明の実施例を用いれば、 [0020] With the embodiment of the present invention as described above,
直交同期検波回路220には本来検波すべき直交変調波しか入力されず、映像変調波間と直交変調波間のクロストークは大幅に低減される。 Quadrature modulation wave to be detected originally quadrature synchronous detection circuit 220 is only inputted, the crosstalk of the quadrature modulated waves with the video modulation waves is greatly reduced.

【0021】尚、映像検波出力の低域成分を用いた再変調出力は少なくともLPF226などの遅延の影響を受けているから、加算回路218で必ずしも完全には映像変調波をキャンセルできないが、上記クロストークの改善に関しては完全なキャンセルは必要なく、ある程度映像変調波を抑圧することにより十分なクロストーク改善効果は得られる。 [0021] Incidentally, since re-modulated output using a low-frequency component of the video detection output is affected by the delay, such as at least LPF226, you can not cancel the image modulated wave necessarily completely by the addition circuit 218, the cross complete cancellation is not required with respect to talk improvements, sufficient crosstalk improvement effect by suppressing the video modulated wave to some extent can be obtained. 図1(B)は、この発明の他の実施例を示すブロック図である。 Figure 1 (B) is a block diagram showing another embodiment of the present invention. 以下の説明においては図1 Figure 1 in the following description
(A)の実施例と異なる点のみについて説明する。 Only it is described (A) embodiment differs from the embodiment of.

【0022】図1(B)において、同相検波回路205 [0022] In FIG. 1 (B), the phase detection circuit 205
で検波された映像信号はLPF206を経て出力される。 The detected video signal in is output via the LPF 206. LPF206は、映像信号の帯域(NTSCならば4.2MHz)を通過させるフィルタである。 LPF206 is a filter which passes the band (NTSC if 4.2 MHz) of the video signal. このLP This LP
F206の出力は、分岐されて増幅回路223へ供給される。 The output of the F206 is supplied is branched to the amplifier circuit 223. 以下先の実施例と同様に変調回路224で再変調され、移相回路225を経て、この実施例ではBPF2 Following the previous embodiment and remodulated by similarly modulation circuit 224, via the phase shift circuit 225, in this embodiment BPF2
04の前段の加算回路218に入力されて入力IF信号に合成される。 Is input is synthesized with the input IF signal at the preceding stage of the adder circuit 218 of 04.

【0023】上記再変調出力は、入力IF信号の映像変調波のようにVSB−AMではなく、DSB−AMとなっているが、BPF204では、VSB−AM変調波のDSB領域のみ抽出する帯域通過フィルタであるため、 [0023] The re-modulated output, not the VSB-AM as video modulated wave of the input IF signal, has become a DSB-AM, the BPF204, bandpass for extracting only DSB area of ​​VSB-AM modulation wave because of the filter,
加算回路218で映像変調波を全帯域にわたって抑圧する必要はなく、上述のように再変調出力は入力IFと異なるDSB−AMで構わない。 There is no need to suppress the image-modulated wave over the entire bandwidth by the addition circuit 218, re-modulated output as described above may in different the input IF DSB-AM.

【0024】以上のように加算回路218で映像変調波の少なくともDSB−AM領域が抑圧された後、BPF [0024] After at least DSB-AM region of the image-modulated wave has been suppressed by the addition circuit 218 as described above, BPF
204でそのDSB−AM領域(即ち、直交変調帯域) As DSB-AM region 204 (i.e., quadrature modulation band)
が抽出され、直交検波回路220へ入力される。 There is extracted and inputted to the quadrature detection circuit 220. 故に、 Therefore,
直交検波回路220の入力信号は先の実施例と同様に、 Input signals of the quadrature detection circuit 220 as in the previous examples,
従来の映像変調波と直交変調波が非常にレベル差のある状態となっているのではなく、これらの成分のうち映像変調波のレベルは大幅に抑圧されている。 Instead of quadrature modulation wave and conventional video modulated wave is in a state with a very level difference, the level of the video-modulated wave of these components is greatly suppressed.

【0025】この結果、直交検波器の非線形により生じる映像信号から多重信号へのクロストークが大幅に低減され、多重信号であるデジタル音声データなどの符号誤り率が改善され、複号化音声信号品質が改善される。 [0025] As a result, cross-talk in the multiplexed signal is greatly reduced from the video signal produced by the non-linear quadrature detector, an improved bit error rate of the digital audio data is multiplexed signal, decodes the voice signal quality There is improved.

【0026】上記したようにこの装置によれば、現行のテレビジョン放送にディジタル符号化音声信号を直交変調により多重伝送するような、レベル差の大きい2つの信号を直交変調多重伝送する伝送方式の受信装置において、相対的レベルの小さな信号を検波する検波回路の非線形性により生じる他方の信号からのクロストークを大幅に低減することができる。 According to this device as described above, by quadrature modulation of digitally encoded audio signals to the current television broadcast as multiplexed transmission, the transmission method for orthogonally modulating multiplex the two signals having a large level difference in the receiving apparatus, crosstalk from other signal caused by the nonlinearity of the detection circuit for detecting a small signal relative levels can be significantly reduced. 故に、上記信号の受信品質を改善することができ、例えばこの信号が上述のようにディジタル符号化音声信号であればこの複号化品質を改善することができる。 Thus, it is possible to improve the reception quality of the signal, for example, this signal can improve the decryption quality if digitally encoded audio signals as described above.

【0027】尚、本発明を用いず上記クロストーク低減を試みると、一般に検波器入力レベルを大幅に減衰させなければならず、検波感度が低下してしまうため雑音発生及び後段の増幅器利得増大化などの問題を低コストで解決することが困難である。 [0027] Incidentally, when attempting the crosstalk reduction without using the present invention, generally to the detector must greatly attenuates the input level, the amplifier gain increase in the noise generation and subsequent because detection sensitivity is lowered it is difficult to solve the problem, such as at a low cost. 故に、本発明を用いれば、 Thus, using the present invention,
非常に簡単な回路の付加のみで上記問題を解決することができ、上記直交変調多重伝送方式の受信装置の性能向上を低コストで実現できるため産業上の効果が大である。 Only very addition of simple circuits can solve the above problems, the effect on the industry for the improved performance of the receiver of the orthogonal modulation multiplex transmission method can be implemented at low cost is large.

【0028】 [0028]

【発明の効果】以上説明したようにこの発明は、直交多重伝送受信装置の直交同期検波回路に関して、従来と同等性能の非線形性を有する検波回路を用いたとしても、 The invention described above, according to the present invention, with respect to quadrature synchronous detection circuit of the orthogonal multiplexing transmission reception device, even with a detection circuit having a nonlinearity of the conventional equivalent performance,
直交同期検波回路の非線形性による複号化音声信号品質の劣化を大幅に低減できる。 The deterioration of decoding speech signal quality due to the nonlinearity of the quadrature synchronous detection circuit can be greatly reduced.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】この発明の実施例を示す図である同図(A)は第1の実施例、同図(B)は第2の実施例を示す図。 [1] Fig. (A) The first embodiment is a view showing an embodiment of the present invention, FIG. (B) is a diagram showing a second embodiment.

【図2】直交多重伝送の一例であるディジタル音声伝送方式の原理を説明するブロック図。 2 is a block diagram illustrating the principle of a digital audio transmission system which is an example of the orthogonal multiplexing transmission.

【図3】直交多重された変調波のスペクトル例を示す図と、変調波からBPFで抽出された成分のスペクトル図と、BPF出力の変調波ベクトルを説明する図。 [Figure 3] and shows a spectrum example of the orthogonal multiplexed modulated wave, and spectrum of extracted by BPF from the modulated wave component diagram illustrating a modulated wave vector of the BPF output.

【図4】直交多重復調器の同期検波用ミキサの非線形性例を示す図と、非線形性により映像信号が多重信号へクロストークする様子を説明する図と、クロストーク例を示す図。 It shows a diagram illustrating the non-linearity of examples of synchronous detection mixer of Figure 4 the orthogonal multiplexing demodulator, and diagrams explaining how the image signal is crosstalk to the multiplex signal by nonlinearity, crosstalk examples.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

202…ナイキストフィルタ、203…キャリア再生回路、204…帯域通過フィルタ(BPF)、205…同相検波回路、206、221、226…低域通過フィルタ、218…加算回路、219…移相回路、220…直交検波回路、223…増幅回路、224…AM変調回路、225…移相回路。 202 ... Nyquist filter, 203 ... carrier recovery circuit, 204 ... bandpass filter (BPF), 205 ... phase detector, 206,221,226 ... low-pass filter, 218 ... adder circuit, 219 ... phase shift circuit, 220 ... orthogonal detection circuit, 223 ... amplifier, 224 ... AM modulation circuit, 225 ... phase shift circuit.

Claims (4)

    【特許請求の範囲】 [The claims]
  1. 【請求項1】直交多重変調された信号を同相同期検波部で検波して一方の信号成分を復調し、前記直交多重変調された信号を直交同期検波部で検波して他方の信号成分を復調する受信装置において、 前記同相同期検波部の検波出力で再生キャリアを再変調して再変調信号を得る手段と、 前記再変調信号を前記直交同期検波部に入力する信号に合成し、合成出力が直交同期検波されるようにする手段とを具備したことを特徴とする直交多重変調受信装置。 1. A quadrature multiplexed modulated signal is detected by the phase synchronous detector demodulates the one signal component and the other signal component by detecting the orthogonally multiplexed signal modulated by the quadrature synchronous detector in the receiving apparatus for demodulating, means for obtaining the remodulated and re-modulated signal reproduced carrier by the detection output of the in-phase synchronous detection unit, synthesized signal for inputting the re-modulated signal to said quadrature synchronous detector, synthetic orthogonal multiplexing modulation receiving apparatus, wherein the output is and means to be orthogonal synchronous detection.
  2. 【請求項2】前記直交多重変調された信号は、同相信号が映像信号をVSB−AM変調した映像変調波、また直交信号がディジタル音声信号をキャリア抑圧変調した音声変調波であり、かつ前記映像変調波にDSB−AM領域にのみ前記音声変調波が直交多重されている信号であることを特徴とする請求項1記載の直交多重変調受信装置。 Wherein said quadrature multiplexed modulated signals, the video modulated wave phase signal is VSB-AM modulation video signal, also a voice modulated wave quadrature signal is a carrier suppressed modulates the digital audio signal, and wherein orthogonal multiplexing modulation receiving apparatus according to claim 1, wherein a the video modulation wave is a signal that the audio modulated wave only DSB-AM region is orthogonally multiplexed.
  3. 【請求項3】前記再変調信号は、同相同期検波出力のD Wherein said re-modulated signal, D-phase synchronous detection output
    SB−AMで伝送された成分のみを抽出する手段からの信号と再生キャリアにより作成され、前記直交同期検波部の入力段の帯域通過フィルタ出力に前記再変調信号が合成されるように構成されたことを特徴とする請求項2 Created by signal and the reproduced carrier from the means for extracting only the transmitted components SB-AM, the remodulated signal is configured to be synthesized to the bandpass filter output of the input stage of the quadrature synchronous detector claim 2, characterized in that
    記載の直交多重変調受信装置。 Orthogonal multiplexing modulation receiving apparatus according.
  4. 【請求項4】前記再変調信号は、同相同期検波出力のD Wherein said re-modulated signal, D-phase synchronous detection output
    SB−AM帯域以上の任意の帯域の信号と再生キャリアにより作成され、前記直交同期検波部の入力段の帯域通過フィルタの前段の信号に前記再変調信号が合成されるように構成されたことを特徴とする請求項2記載の直交多重変調受信装置。 Created by SB-AM band or any band signal and the reproduced carrier, said re-modulated signal to a preceding stage of the signal of the band-pass filter of the input stage of the quadrature synchronous detector is configured to be synthesized orthogonal multiplexing modulation receiving apparatus according to claim 2, wherein.
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