JPH0534197Y2 - - Google Patents

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JPH0534197Y2
JPH0534197Y2 JP10209487U JP10209487U JPH0534197Y2 JP H0534197 Y2 JPH0534197 Y2 JP H0534197Y2 JP 10209487 U JP10209487 U JP 10209487U JP 10209487 U JP10209487 U JP 10209487U JP H0534197 Y2 JPH0534197 Y2 JP H0534197Y2
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Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、眼底カメラのストロボ電源等に用い
られる大容量のコンデンサを高電圧に充電するた
めの充電回路の改良に関する。
[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention relates to an improvement in a charging circuit for charging a large-capacity capacitor used in a strobe power source of a fundus camera to a high voltage.

〔従来の技術及び考案が解決しようとする問題点〕[Problems to be solved by conventional techniques and ideas]

この種従来の充電回路では、主コンデンサの充
電電圧が一定となるように、充電電圧制御回路を
設けるのが一般的である。このような充電回路と
して、例えば特開昭57−144533号公報に記載のも
のは、第4図に示した如き構成を有していた。
In this type of conventional charging circuit, a charging voltage control circuit is generally provided so that the charging voltage of the main capacitor is constant. Such a charging circuit, for example, described in Japanese Patent Laid-Open No. 57-144533, had a configuration as shown in FIG.

第4図において、1は主コンデンサ、2はスト
ロボ管、3は主コンデンサ1が充電状態にある時
にストロボ管2にトリガ信号を入力せしめてスト
ロボ管2を発光せしめるトリガ回路である。4は
交流電源、5は電源スイツチ、6はリレー、7は
トランス、8はトランス7の高圧巻線7aと接続
されたダイオードブリツヂ等の整流器、9は充電
電流制限抵抗であつて、これらが主コンデンサ1
に対する充電回路の基本部分を構成している。1
0,11は分圧抵抗、12は比較増幅器、13は
定電圧ダイオード、14はトランジスタ、15,
16は抵抗器であつて、これらがリレー6と共に
充電電圧制御回路17を構成している。18はト
ランジスタ7の低圧巻線と接続されたダイオー
ド、19はコンデンサであつて、これらが比較増
幅器12の+端子に低電圧の直流を供給するため
の低圧整流回路20を構成している。
In FIG. 4, 1 is a main capacitor, 2 is a strobe tube, and 3 is a trigger circuit that inputs a trigger signal to the strobe tube 2 to cause the strobe tube 2 to emit light when the main capacitor 1 is in a charged state. 4 is an AC power supply, 5 is a power switch, 6 is a relay, 7 is a transformer, 8 is a rectifier such as a diode bridge connected to the high voltage winding 7a of the transformer 7, and 9 is a charging current limiting resistor. is the main capacitor 1
It constitutes the basic part of the charging circuit for. 1
0 and 11 are voltage dividing resistors, 12 is a comparison amplifier, 13 is a constant voltage diode, 14 is a transistor, 15,
16 is a resistor, and together with the relay 6, these constitute a charging voltage control circuit 17. A diode 18 is connected to the low voltage winding of the transistor 7, and a capacitor 19 constitutes a low voltage rectifier circuit 20 for supplying low voltage direct current to the + terminal of the comparator amplifier 12.

そして、充電電圧制御回路17の動作は次のよ
うである。まず主コンデンサ1の両端電圧は、分
圧抵抗10,11によつて分圧され、比較増幅器
12の−端子に入力されて、+端子に入力されて
いる基準電圧と比較される。分圧入力電圧が基準
電圧よりも低い時には、比較増幅器12の出力が
「H」となつてトランジスタ14を導通状態にす
るので、リレー6が閉成されたコンデンサ10へ
の充電が継続され、分圧入力電圧が基準電圧より
高い時には比較増幅器12の出力が「L」となつ
てトランジスタ14を非導通状態にするので、リ
レー6が開放されて主コンデンサ10への充電が
停止される。
The operation of the charging voltage control circuit 17 is as follows. First, the voltage across the main capacitor 1 is divided by the voltage dividing resistors 10 and 11, inputted to the negative terminal of the comparison amplifier 12, and compared with the reference voltage inputted to the positive terminal. When the divided input voltage is lower than the reference voltage, the output of the comparator amplifier 12 becomes "H" and makes the transistor 14 conductive, so that the capacitor 10, which is closed by the relay 6, continues to be charged. When the pressure input voltage is higher than the reference voltage, the output of the comparator amplifier 12 becomes "L" and makes the transistor 14 non-conductive, so that the relay 6 is opened and charging of the main capacitor 10 is stopped.

しかるに、この種の充電回路では、充電後しば
らくストロボ管2を発光させないでいると、分圧
抵抗10,11を流れる電流や主コンデンサ1自
身の漏れ電流等で充電電圧が降下する。このた
め、再び充電電圧制御回路17が作動してリレー
6を閉成させて再度充電を行うが、この再充電動
作によつて主コンデンサ1の充電電圧を一定に保
とうとすると、該再充電動作をかなりの頻度で行
わせなければならない。従つて、リレー6として
は、機械式リレーでは寿命が短くて故障の原因と
なるため、半導体リレーSSR等を使用しなければ
ならないが、一般的にSSRは高価であるため装置
が高価になつてしまうという欠点があつた。
However, in this type of charging circuit, if the strobe tube 2 is not emitted for a while after charging, the charging voltage will drop due to the current flowing through the voltage dividing resistors 10 and 11, the leakage current of the main capacitor 1 itself, etc. Therefore, the charging voltage control circuit 17 operates again to close the relay 6 and perform charging again. However, if this recharging operation attempts to keep the charging voltage of the main capacitor 1 constant, the recharging operation must be done quite frequently. Therefore, as the relay 6, a semiconductor relay, SSR, etc. must be used, as mechanical relays have short lifespans and may cause failures, but SSRs are generally expensive, so the equipment becomes expensive. It had the disadvantage of being stored away.

又、一般的にSSRや比較増幅器12等は、
DC12V程度の低電圧で動作するのでそのための
低電圧電源回路が必要となり、充電回路用の電源
回路とは別に上述の如き低圧整流回路20が必要
となり、中でも特にトランス7に低圧巻線7bを
設けることはトランス7の大型化を招いてしまう
という欠点があつた。
Also, in general, SSR, comparison amplifier 12, etc.
Since it operates at a low voltage of about 12V DC, a low voltage power supply circuit is required for this purpose, and a low voltage rectifier circuit 20 as described above is required in addition to the power supply circuit for the charging circuit.In particular, the transformer 7 is provided with a low voltage winding 7b. This had the disadvantage that the transformer 7 had to become larger.

更にこのような回路例では、リレー6がトラン
ス7の一次側に接続されているため、二次側に位
置する充電電圧制御回路17と同一の基板上に実
装すると、周辺の配線が複雑となつてしまう。一
方、トランス7の二次側にリレー6を配置する
と、トランス7の二次側(高圧巻線7a)では
AC300V程度の高圧が出力されているため、リレ
ー6も高耐圧性を有する大型のものを使用せねば
ならず、その結果装置が大型化してしまうという
欠点があつた。
Furthermore, in such a circuit example, since the relay 6 is connected to the primary side of the transformer 7, if it is mounted on the same board as the charging voltage control circuit 17 located on the secondary side, the surrounding wiring will become complicated. It ends up. On the other hand, if the relay 6 is placed on the secondary side of the transformer 7, the secondary side of the transformer 7 (high voltage winding 7a)
Since a high voltage of about 300 VAC is output, a large relay 6 with high voltage resistance must be used, resulting in an increase in the size of the device.

そこで、上記欠点を最も簡単に解決する充電回
路として第5図に示すようなものが考えられた。
Therefore, a charging circuit as shown in FIG. 5 was devised as the simplest way to solve the above drawbacks.

第5図において、21,22,23はトランジ
スタ、24は定電圧ダイオード、25,26,2
7は抵抗であつて、これらが分圧抵抗10,11
と共に充電電圧制御回路28を構成している。
尚、第4図に示した部材と同一の部材には同一符
号を付して説明は省略する。
In FIG. 5, 21, 22, 23 are transistors, 24 is a constant voltage diode, 25, 26, 2
7 is a resistor, and these are voltage dividing resistors 10 and 11.
Together with this, a charging voltage control circuit 28 is configured.
Incidentally, the same members as those shown in FIG. 4 are given the same reference numerals, and the explanation thereof will be omitted.

そして、充電電圧制御回路28の動作は次のよ
うである。まず、コンデンサ1の両端の電圧が設
定値以下のときは、分圧抵抗10,11の間の分
圧点Pの電圧は定電圧ダイオード24の逆方向電
圧とトランジスタ23のベース・エミツタ間電圧
との和V1より低く、その結果トランジスタ23
は非導通状態となつている。従つて、トランジス
タ22のベースには抵抗26,27を介して高電
圧が印加されるのでトランジスタ22は導通状態
となり、その結果トランジスタ21のベースに印
加される電圧が「L」になるのでトランジスタ2
1も導通状態となつてコンデンサ1の充電が行わ
れる。一方、コンデンサ1の両端電圧が上昇して
分圧点Pの電圧が電圧V1と等しくなると、トラ
ンジスタ23のベースに分圧点Pからの電圧が印
加され、トランジスタ23が導通状態となる。す
ると、トランジスタ27のベース電圧が「L」と
なるので、トランジスタ27は非導通状態とな
り、その結果がトランジスタ21も非導通状態と
なつて充電が停止される。
The operation of the charging voltage control circuit 28 is as follows. First, when the voltage across the capacitor 1 is below the set value, the voltage at the voltage dividing point P between the voltage dividing resistors 10 and 11 is equal to the reverse voltage of the voltage regulator diode 24 and the base-emitter voltage of the transistor 23. V 1 , so that transistor 23
is in a non-conducting state. Therefore, a high voltage is applied to the base of the transistor 22 via the resistors 26 and 27, so the transistor 22 becomes conductive, and as a result, the voltage applied to the base of the transistor 21 becomes "L", so the transistor 2
1 also becomes conductive, and capacitor 1 is charged. On the other hand, when the voltage across the capacitor 1 increases and the voltage at the voltage dividing point P becomes equal to the voltage V1 , the voltage from the voltage dividing point P is applied to the base of the transistor 23, and the transistor 23 becomes conductive. Then, since the base voltage of the transistor 27 becomes "L", the transistor 27 becomes non-conductive, and as a result, the transistor 21 also becomes non-conductive, and charging is stopped.

しかしこの回路では、トランジスタ21及び2
2には高電圧が印加されることになるので、高耐
圧のトランジスタを使用せねばならない。そして
一般に高耐圧トランジスタは電流増幅率hfeが10
前後と小さいため抵抗25,26,27にはかな
りの電流を流す必要があり、その結果これらの抵
抗での発熱が大きくなつてしまうので、これに対
処するために抵抗素子が大型化する必要があり、
それに伴つて基板も大型化してしまうという欠点
があつた。又、この回路の実際の動作において
は、トランジスタ25,26,27の各々の電流
増幅率とその他の定数から決定されるある安定点
(コンデンサ1の両端電圧に関して)が存在する
が、この安定点はトランジスタ25,26,27
の特性の線型領域にあるため該線型領域に存在す
る抵抗値とコレクタ・エミツタ間電圧による発熱
による影響を受けて変動し易く、更にトランジス
タの電流増幅率は一般に個体間において非常に大
きなばらつきがある上に温度によつても大きく変
化するための量産した場合に安定点が非常に大き
な範囲でばらついてしまうことは避けられず、そ
の結果調整が極めて困難であり、十分な信頼性が
得られないという問題もあつた。
However, in this circuit, transistors 21 and 2
Since a high voltage will be applied to 2, a high voltage transistor must be used. In general, high voltage transistors have a current amplification factor hfe of 10.
Since the front and rear resistors are small, it is necessary to pass a considerable amount of current through the resistors 25, 26, and 27, and as a result, the heat generated by these resistors increases, so in order to cope with this, it is necessary to increase the size of the resistive elements. can be,
Along with this, there was a drawback that the size of the substrate also increased. Also, in the actual operation of this circuit, there is a certain stable point (with respect to the voltage across capacitor 1) determined from the current amplification factors of each of the transistors 25, 26, and 27 and other constants; are transistors 25, 26, 27
Since the characteristics of transistors are in the linear region, they tend to fluctuate due to the effects of heat generation due to the resistance value existing in the linear region and the collector-emitter voltage, and furthermore, the current amplification factor of transistors generally varies greatly between individuals. Moreover, since it changes greatly depending on temperature, it is inevitable that the stable point will vary over a large range when mass-produced.As a result, adjustment is extremely difficult and sufficient reliability cannot be obtained. There was also this problem.

本考案は、上記問題点に鑑み、小型且つ安価で
あると共に信頼性が高い充電回路を提供すること
を目的とする。
In view of the above problems, the present invention aims to provide a charging circuit that is small, inexpensive, and highly reliable.

〔問題点を解決するための手段及び作用〕[Means and actions for solving problems]

本考案による充電回路は、交流電源と、前記交
流電源を直流化する整流回路と、前記整流回路に
よつて充電される主コンデンサと、前記主コンデ
ンサに流入する電流値を制限する充電電流制限抵
抗と、前記整流回路と前記主コンデンサの間にあ
つて前記主コンデンサの充電電圧を制御する充電
電圧制御回路とからなる充電回路において、 前記充電電圧制御回路が、 ドレイン端子が前記充電電流制限抵抗を介して
前記整流回路の正出力に接続され、ソース端子が
前記主コンデンサの正極に接続され、ゲート端子
が前記整流回路の正出力とプルアツプ抵抗を介し
て接続されているMOSFETと、 前記主コンデンサの両極間に接続された充電電
圧分圧回路と、 アノード端子が前記MOSFETのゲート端子に
接続され、カソード端子が逆電圧方向を向いた定
電圧ダイオードを介して接地され、ゲート端子が
前記充電電圧分圧回路の分圧点に接続されてい
て、ターンオン時のアノード電流が前記
MOSFETのプルアツプ抵抗によつて保持電流以
下に制限されるサイリスタとから成り、 前記充電電圧分圧回路の分圧点の電圧が前記定
電圧ダイオードの逆電圧以上になると、前記サイ
リスタがターンオンして、前記MOSFETのゲー
ト電圧を下げて前記MOSFETを高抵抗状態にす
ることによつて前記主コンデンサの充電を停止
し、充電電圧分圧回路の分圧点の電圧が前記定電
圧ダイオードの逆電圧以下になると、前記サイリ
スタがターンオフして前記MOSFETのゲート電
圧を上げて前記MOSFETを導通状態にすること
によつて前記主コンデンサの充電を行うように構
成したことにより、スイツチ手段に高耐圧性を有
するMOSFETやサイリスタを使用することによ
り頻度の多い断続による接点の劣化等信頼性上の
不安もなく、MOSFETやサイリスタがリレーや
SSRに比べて!?かに小型で安価であることを利用
するようにしたものである。
A charging circuit according to the present invention includes an AC power source, a rectifier circuit that converts the AC power source into a DC power source, a main capacitor charged by the rectifier circuit, and a charging current limiting resistor that limits the current value flowing into the main capacitor. and a charging voltage control circuit that is located between the rectifier circuit and the main capacitor and controls the charging voltage of the main capacitor, wherein the charging voltage control circuit has a drain terminal connected to the charging current limiting resistor. a MOSFET whose source terminal is connected to the positive output of the rectifying circuit through a pull-up resistor, whose source terminal is connected to the positive terminal of the main capacitor, and whose gate terminal is connected to the positive output of the rectifying circuit via a pull-up resistor; A charge voltage voltage divider circuit is connected between both electrodes, an anode terminal is connected to the gate terminal of the MOSFET, a cathode terminal is grounded via a constant voltage diode facing the reverse voltage direction, and a gate terminal is connected to the charge voltage divider circuit. The anode current at turn-on is connected to the voltage dividing point of the voltage circuit.
The thyristor is limited to a holding current or less by the pull-up resistor of the MOSFET, and when the voltage at the voltage dividing point of the charging voltage voltage dividing circuit exceeds the reverse voltage of the constant voltage diode, the thyristor turns on. By lowering the gate voltage of the MOSFET and putting the MOSFET into a high resistance state, charging of the main capacitor is stopped, and the voltage at the voltage dividing point of the charging voltage voltage dividing circuit becomes equal to or lower than the reverse voltage of the voltage regulator diode. When this occurs, the thyristor is turned off and the gate voltage of the MOSFET is increased to make the MOSFET conductive, thereby charging the main capacitor. By using MOSFETs and thyristors, there are no reliability concerns such as deterioration of contacts due to frequent interruptions, and MOSFETs and thyristors can be used as relays or
It is designed to take advantage of the fact that it is much smaller and cheaper than SSR!

〔実施例〕〔Example〕

以下図示した一実施例に基づき上記従来例と同
一の部材には同一符号を付して本考案を詳細に説
明する。
Hereinafter, the present invention will be explained in detail based on the illustrated embodiment, with the same members as those in the conventional example described above being designated by the same reference numerals.

第1図は本案充電回路の一実施例を示してお
り、31はMOSFETであつて、そのドレイン端
子Dが充電電流制限抵抗9を介して整流器8の正
出力に接続され、ソース端子Sがダイオード32
を介して主コンデンサ1の正極に接続され、ゲー
ト端子Gがダイオード33、プルアツプ抵抗3
4、抵抗35を介して整流器8の正出力と接続さ
れている。又、このゲート端子Gとソース端子S
との間にはゲート・ソース間電圧を一定値に保つ
ための定電圧ダイオード36が接続されている。
37はサイリスタであつて、そのアノード端子A
が抵抗35を介してMOSFET31のゲート端子
Gと接続され、カソード端子Kが逆電圧方向を向
いた定電圧ダイオード38を介して接地され、ゲ
ート端子Gが抵抗10と11の分圧点Pに接続さ
れている。又、抵抗11は固定抵抗11aと可変
抵抗11bとで構成されている。39は
MOSFET31にゲート電圧を安定して印加し、
同時に定電圧ダイオード38に逆電圧を安定して
発生させるために設けられたコンデンサであつ
て、これはダイオード33を介して整流器8の出
力電圧のピークに近い電圧に充電されていて、抵
抗40を介して数十μA程度の電流を定電圧ダイ
オード38に供給している。尚、定電圧ダイオー
ド38は、電流値変化に対して逆電圧が安定して
いる12V前後の適用電圧のものが望ましい。そし
て、以上の部材全体で充電電圧制御回路41を構
成している。
FIG. 1 shows an embodiment of the present charging circuit, in which 31 is a MOSFET whose drain terminal D is connected to the positive output of a rectifier 8 via a charging current limiting resistor 9, and whose source terminal S is connected to a diode. 32
The gate terminal G is connected to the positive electrode of the main capacitor 1 through the diode 33 and the pull-up resistor 3.
4. Connected to the positive output of the rectifier 8 via a resistor 35. Also, this gate terminal G and source terminal S
A constant voltage diode 36 is connected between the gate and source to keep the gate-source voltage at a constant value.
37 is a thyristor whose anode terminal A
is connected to the gate terminal G of the MOSFET 31 via the resistor 35, the cathode terminal K is grounded via the constant voltage diode 38 facing the reverse voltage direction, and the gate terminal G is connected to the voltage dividing point P between the resistors 10 and 11. has been done. Further, the resistor 11 is composed of a fixed resistor 11a and a variable resistor 11b. 39 is
Stably apply gate voltage to MOSFET31,
At the same time, it is a capacitor provided to stably generate a reverse voltage in the constant voltage diode 38. This capacitor is charged to a voltage close to the peak of the output voltage of the rectifier 8 via the diode 33, and is connected to the resistor 40. A current of approximately several tens of microamperes is supplied to the constant voltage diode 38 through the current. The constant voltage diode 38 is desirably one with an applied voltage of about 12 V, which has a stable reverse voltage against changes in current value. The charging voltage control circuit 41 is composed of all of the above members.

次に充電電圧制御回路41の動作について説明
する。
Next, the operation of the charging voltage control circuit 41 will be explained.

まず、主コンデンサ1の端子電圧は十分低くて
サイリスタ37は不導通状態にあるとすると、こ
の時、分圧抵抗10,11からなる分圧器の分圧
点Pの電圧は定電圧ダイオード38の逆電圧VZ1
より引いので、サイリスタ37は非導通状態を保
つ。すると、コンデンサ39の電圧が抵抗34及
び35を介してMOSFET31のゲートGに印加
されるのでMOSFET31は低抵抗状態となり、
その結果主コンデンサ1は充電される。
First, assuming that the terminal voltage of the main capacitor 1 is sufficiently low and the thyristor 37 is in a non-conducting state, at this time, the voltage at the voltage dividing point P of the voltage divider consisting of the voltage dividing resistors 10 and 11 is the opposite voltage of the voltage regulator diode 38. Voltage V Z1
Since it is pulled more, the thyristor 37 remains non-conducting. Then, the voltage of the capacitor 39 is applied to the gate G of the MOSFET 31 via the resistors 34 and 35, so the MOSFET 31 becomes in a low resistance state.
As a result, the main capacitor 1 is charged.

次に、主コンデンサ1の充電が進んで分圧点P
の電圧がVZ1を超えると、分圧点Pの電圧はVZ1
と略一致してクリツプされ、サイリスタ37のゲ
ート端子Gに電流IGが流れ始める。そのまま電流
IGがある一定値IGONを超えると、サイリスタ37
はターンオンする即ち導通状態となるので
MOSFET31のゲート電圧が降下して
MOSFET31が非導通状態になり、その結果主
コンデンサの充電が停止する。この時、サイリス
タ37のアノード電流はプルアツプ抵抗34によ
つて保持電流以下に保たれる。
Next, charging of the main capacitor 1 progresses and the voltage dividing point P
When the voltage at the voltage dividing point P exceeds V Z1 , the voltage at the voltage dividing point P becomes V Z1
The current I G starts to flow into the gate terminal G of the thyristor 37 . current as it is
When I G exceeds a certain value I GON , thyristor 37
turns on, that is, becomes conductive, so
The gate voltage of MOSFET31 drops
MOSFET 31 becomes non-conductive, resulting in stopping charging of the main capacitor. At this time, the anode current of the thyristor 37 is kept below the holding current by the pull-up resistor 34.

更に主コンデンサ1の端子電圧は分圧抵抗1
0,11による放電等により時間と共に降下する
が、それに伴つて分圧点Pからサイリスタ37の
ゲート端子Gに供給される電流も少なくなり、あ
る一定の値IGpffより小さくなるとサイリスタ37
はターンオフする即ち非導通状態となるので
MOSFET31が導通して再度充電を開始する。
Furthermore, the terminal voltage of main capacitor 1 is divided by voltage dividing resistor 1.
The current supplied from the voltage dividing point P to the gate terminal G of the thyristor 37 decreases with time due to the discharge etc. due to the voltage division point P, and when it becomes smaller than a certain value I Gpff , the current supplied to the gate terminal G of the thyristor 37 decreases.
turns off, that is, becomes non-conducting, so
MOSFET 31 becomes conductive and starts charging again.

第2図はこの一連の動作の中でのサイリスタ3
7のゲート電流IGとアノード電流IAとの関係を示
したものであり、aは主コンデンサが充電されて
いる状態、bは分圧点Pからのゲート電流値が一
定値IGONを越えてサイリスタ37が導通する時、
cはMOSFET31が非導通状態となつて主コン
デンサ1の端子電圧が僅かづつ降下している状
態、dは分圧点Pからのゲート電流値が一定値
IGpffより小となつてサイリスタ37が非導通状態
となる時に夫々相当する。このようにこの実施例
ではサイリスタ37はヒステリシスをもつサイク
ルを描いて動作する。
Figure 2 shows the thyristor 3 during this series of operations.
7 shows the relationship between the gate current I G and the anode current I A , where a shows the state when the main capacitor is charged, and b shows the state when the gate current value from the voltage dividing point P exceeds the constant value I GON . When the thyristor 37 becomes conductive,
c is a state in which MOSFET 31 is in a non-conducting state and the terminal voltage of main capacitor 1 is gradually dropping; d is a state in which the gate current value from voltage dividing point P is constant.
This corresponds to the time when the thyristor 37 becomes non-conducting when it becomes smaller than I Gpff . Thus, in this embodiment, the thyristor 37 operates in a cycle with hysteresis.

又、この一連のサイクルにおいて、回路上の各
点の電圧及び電流の変化は第3図に示した如くで
ある。
Further, in this series of cycles, changes in voltage and current at each point on the circuit are as shown in FIG.

以上、本考案充電回路の充電電圧制御回路の動
作について説明したが、本願考案充電回路は、ス
イツチ手段に高耐圧性であるMOSFET31やサ
イリスタ37を使用しているので、信頼性が高
い。又、MOSFET31やサイリスタ37がリレ
ーやSSRに比べて!?かに小型で安価であるので、
回路全体が小型で安価になる。又、分圧器の抵抗
11を固定抵抗11aと可変抵抗11bとで構成
しているので、サイリスタ37におけるゲート電
流IGON,IGpffのばらつきを調整でき、又同じ調整
によつて主コンデンサ1の充電電圧を調整できる
という利点もある。
The operation of the charging voltage control circuit of the charging circuit of the present invention has been described above, and the charging circuit of the present invention has high reliability because it uses MOSFET 31 and thyristor 37, which have high voltage resistance, as the switching means. Also, MOSFET 31 and thyristor 37 are much smaller and cheaper than relays and SSRs, so
The entire circuit becomes smaller and cheaper. Furthermore, since the resistor 11 of the voltage divider is composed of a fixed resistor 11a and a variable resistor 11b, variations in the gate currents I GON and I Gpff in the thyristor 37 can be adjusted, and the charging of the main capacitor 1 can be adjusted by the same adjustment. Another advantage is that the voltage can be adjusted.

〔考案の効果〕[Effect of idea]

上述の如く、本考案による充電回路は、小型且
つ安価であると共に信頼性が高いという実用上重
要な利点を有している。
As described above, the charging circuit according to the present invention has important practical advantages of being small, inexpensive, and highly reliable.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は本考案による充電回路の一実施例を示
す図、第2図は上記実施例の一連の動作の中での
サイリスタのゲート電流とアノード電流との関係
の変化サイクルを示す図、第3図は上記一変化サ
イクルにおける回路上の各点の電圧及び電流の変
化を示す図、第4図及び第5図は夫々一従来例及
び他の従来例の回路を示す図である。 1……主コンデンサ、2……ストロボ管、3…
…トリガ回路、4……交流電源、5……電源スイ
ツチ、7……トランス、8……整流器、9……充
電電流制限抵抗、10,11……分圧抵抗、31
……MOSFET、32,33……ダイオード、3
4……プルアツプ抵抗、35,40……抵抗、3
6,38……定電圧ダイオード、37……サイリ
スタ、39……コンデンサ、41……充電電圧制
御回路。
FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the charging circuit according to the present invention, FIG. FIG. 3 is a diagram showing changes in voltage and current at each point on the circuit in one change cycle, and FIGS. 4 and 5 are diagrams showing circuits of one conventional example and another conventional example, respectively. 1... Main capacitor, 2... Strobe tube, 3...
... Trigger circuit, 4 ... AC power supply, 5 ... Power switch, 7 ... Transformer, 8 ... Rectifier, 9 ... Charging current limiting resistor, 10, 11 ... Voltage dividing resistor, 31
...MOSFET, 32, 33...Diode, 3
4...Pull-up resistor, 35,40...Resistance, 3
6, 38... Constant voltage diode, 37... Thyristor, 39... Capacitor, 41... Charging voltage control circuit.

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】 交流電源と、前記交流電源を直流化する整流回
路と、前記整流回路によつて充電される主コンデ
ンサと、前記主コンデンサに流入する電流値を制
限する充電電流制限抵抗と、前記整流回路と前記
主コンデンサの間にあつて前記主コンデンサの充
電電圧を制御する充電電圧制御回路とからなる充
電回路において、 前記充電電圧制御回路が、 ドレイン端子が前記充電電流制限抵抗を介して
前記整流回路の正出力に接続され、ソース端子が
前記主コンデンサの正極に接続され、ゲート端子
が前記整流回路の正出力とプルアツプ抵抗を介し
て接続されているMOSFETと、 前記主コンデンサの両極間に接続された充電電
圧分圧回路と、 アノード端子が前記MOSFETのゲート端子に
接続され、カソード端子が逆電圧方向を向いた定
電圧ダイオードを介して接地され、ゲート端子が
前記充電電圧分圧回路の分圧点に接続されてい
て、ターンオン時のアノード電流が前記
MOSFETのプルアツプ抵抗によつて保持電流以
下に制限されるサイリスタとから成り、 前記充電圧電分圧回路の分圧点の電圧が前記定
電圧ダイオードの逆電圧以上になると、前記サイ
リスタがターンオンして前記MOSFETのゲート
電圧を下げて前記MOSFETを高抵抗状態にする
ことによつて前記主コンデンサの充電を停止し、
充電電圧分圧回路の分圧点の電圧が前記定電圧ダ
イオードの逆電圧以下になると、前記サイリスタ
がターンオフして前記MOSFETのゲート電圧を
上げて前記MOSFETを導通状態にすることによ
つて前記主コンデンサの充電を行うように構成し
たことを特徴とする充電回路。
[Claims for Utility Model Registration] An AC power source, a rectifier circuit that converts the AC power source to DC, a main capacitor charged by the rectifier circuit, and a charging current limiter that limits the value of current flowing into the main capacitor. A charging circuit comprising a resistor and a charging voltage control circuit located between the rectifier circuit and the main capacitor and controlling the charging voltage of the main capacitor, wherein the charging voltage control circuit has a drain terminal connected to the charging current limiting resistor. a MOSFET whose source terminal is connected to the positive output of the rectifier circuit through a pull-up resistor, whose source terminal is connected to the positive electrode of the main capacitor, and whose gate terminal is connected to the positive output of the rectifier circuit via a pull-up resistor; a charging voltage voltage divider circuit connected between both poles of the MOSFET, an anode terminal connected to the gate terminal of the MOSFET, a cathode terminal grounded via a constant voltage diode facing the reverse voltage direction, and a gate terminal connected to the charging voltage It is connected to the voltage dividing point of the voltage dividing circuit, and the anode current at turn-on is
and a thyristor whose current is limited to below the holding current by a pull-up resistor of the MOSFET, and when the voltage at the voltage dividing point of the charging piezo voltage divider circuit exceeds the reverse voltage of the voltage regulator diode, the thyristor turns on and stopping charging of the main capacitor by lowering the gate voltage of the MOSFET to put the MOSFET in a high resistance state;
When the voltage at the voltage dividing point of the charging voltage voltage dividing circuit becomes lower than the reverse voltage of the voltage regulator diode, the thyristor turns off and increases the gate voltage of the MOSFET to make the MOSFET conductive. A charging circuit characterized in that it is configured to charge a capacitor.
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