JPH05308778A - Inverter for driving electric car - Google Patents
Inverter for driving electric carInfo
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- JPH05308778A JPH05308778A JP4154066A JP15406692A JPH05308778A JP H05308778 A JPH05308778 A JP H05308778A JP 4154066 A JP4154066 A JP 4154066A JP 15406692 A JP15406692 A JP 15406692A JP H05308778 A JPH05308778 A JP H05308778A
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- Y02T10/641—
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、電池を電源として車輪
駆動用交流電動機を駆動する電気自動車駆動用インバー
タに関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inverter for driving an electric vehicle, which uses a battery as a power source to drive an AC motor for driving wheels.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１１は、電池を電源とし、インバータ
を介して交流電動機により車輪を駆動する電気自動車の
主回路システムである。図において、１は電池、２はイ
ンバータ、３は車輪駆動用電動機である。インバータ２
は、トランジスタ２０１とダイオード２０２を図のよう
に逆並列接続して構成される。なお、図１１では三相イ
ンバータの例で示してある。４は電池１とインバータ２
との間に接続される平滑コンデンサであり、インバータ
２の入力電流の高調波成分が電池１に流入するのを抑制
すると共に、インバータ２の半導体スイッチ素子のスイ
ッチングによって発生する過電圧を抑制するために挿入
されている。2. Description of the Related Art FIG. 11 shows a main circuit system of an electric vehicle which uses a battery as a power source and drives wheels by an AC electric motor via an inverter. In the figure, 1 is a battery, 2 is an inverter, and 3 is a wheel drive electric motor. Inverter 2
Is constituted by connecting a transistor 201 and a diode 202 in antiparallel as shown. Note that FIG. 11 shows an example of a three-phase inverter. 4 is a battery 1 and an inverter 2
Is a smoothing capacitor connected between and to suppress the harmonic component of the input current of the inverter 2 from flowing into the battery 1 and the overvoltage generated by the switching of the semiconductor switch element of the inverter 2. Has been inserted.
【０００３】公知の電気自動車駆動システムでは、シス
テムの簡略化、価格の低減、技術の容易さ等から、イン
バータ２のトランジスタ２０１にはバイポーラ形トラン
ジスタ、電動機３には誘導電動機が主に用いられてい
る。In the known electric vehicle drive system, a bipolar transistor is mainly used as the transistor 201 of the inverter 2 and an induction motor is mainly used as the electric motor 3 because of the simplification of the system, the reduction of the price, the easiness of the technology and the like. There is.
【０００４】さて、電気自動車の重要な評価項目の一つ
にシステム効率がある。これはエンジン自動車の燃費に
相当するものである。このシステム効率の大小は、電気
自動車の一充電走行距離に大きく影響する。電気自動車
の場合でもエンジン自動車と同様に、ほぼ定速走行では
電動機出力は小さく最大出力の数分の１となる。しかも
このような運転時間が長い。従って、電気自動車のシス
テム効率を高めることは、この低出力範囲での効率をい
かに高めるかにある。ここで、システム効率を左右する
主回路機器としては、電動機とインバータとがある。こ
のような観点から、次にインバータの効率について考察
する。System efficiency is one of the important evaluation items for electric vehicles. This corresponds to the fuel economy of engine vehicles. The magnitude of this system efficiency greatly affects the travel distance per charge of an electric vehicle. Even in the case of an electric vehicle, as in the case of an engine vehicle, the output of the electric motor is small and becomes a fraction of the maximum output at almost constant speed running. Moreover, such driving time is long. Therefore, increasing the system efficiency of an electric vehicle lies in how to improve the efficiency in this low output range. Here, as main circuit devices that influence system efficiency, there are an electric motor and an inverter. From this viewpoint, the efficiency of the inverter will be considered next.
【０００５】インバータの発生損失の大部分は、インバ
ータを構成する半導体スイッチ素子の発生損失である。
この発生損失は、定常損失Ｐsdとスイッチング損失Ｐsw
である。定常損失Ｐsdは半導体スイッチ素子に電流が流
れることにより発生する損失であり、次の数式１によっ
て表わされる。Most of the loss generated in the inverter is the loss generated in the semiconductor switch element that constitutes the inverter.
This generated loss is a steady loss P sd and a switching loss P sw.
Is. The steady loss P sd is a loss that occurs when a current flows through the semiconductor switch element, and is represented by the following mathematical formula 1.
【０００６】[0006]
【数１】Ｐsd＝ｉ・ｖd 〔ｗ〕[ Formula 1] P sd = i · v d [w]
【０００７】ここで、ｉはスイッチ素子に流れている電
流、ｖdはその時のスイッチ素子の電圧（オン電圧）で
ある。この場合、ｖdはスイッチ素子固有の特性で決ま
る値である。従来用いられているスイッチ素子はバイポ
ーラ形素子であり、その特性は、近似的には図１２に示
すような特性となる。すなわち、この種のスイッチ素子
は電流零でもＶd0の電圧をもち、電流の増加によって電
圧がわずかに増加する。Here, i is the current flowing in the switch element, and v d is the voltage (ON voltage) of the switch element at that time. In this case, v d is a value determined by the characteristic peculiar to the switch element. The conventionally used switch element is a bipolar element, and its characteristics are approximately as shown in FIG. That is, this type of switching element has a voltage of V d0 even when the current is zero, and the voltage slightly increases as the current increases.
【０００８】次に、スイッチング損失について説明す
る。図１３、図１４は、インバータ用半導体スイッチ素
子のスイッチング時の代表的な動作を示したものであ
り、図１３はスイッチオン時、図１４はスイッチオフ時
のものである。これらの図において、ｖはスイッチ素子
に発生する電圧、ｉは素子を流れる電流、ｐは素子に発
生する損失波形である。ここで、スイッチング損失Ｐsw
は数式２によって表わされる。Next, the switching loss will be described. 13 and 14 show a typical operation of the semiconductor switch element for an inverter during switching. FIG. 13 shows a switch on and FIG. 14 shows a switch off. In these figures, v is a voltage generated in the switch element, i is a current flowing through the element, and p is a loss waveform generated in the element. Here, the switching loss P sw
Is represented by Equation 2.
【０００９】[0009]
【数２】Ｐsw＝Ｖ0・Ｉ0・ｔs・ｆs／６ 〔ｗ〕[Number 2] P sw = V 0 · I 0 · t s · f s / 6 [w]
【００１０】数式２において、ｔsはスイッチング時間
〔ｓ〕、ｆsはスイッチング周波数〔Ｈｚ〕である。数
式２はスイッチオン時、スイッチオフ時の両方について
表わしている。In equation (2), t s is the switching time [s] and f s is the switching frequency [Hz]. Formula 2 represents both when the switch is on and when the switch is off.
【００１１】次に、従来システムにおけるインバータの
損失について考察する。前記数式１から、定常損失は半
導体スイッチ素子に流れる電流にほぼ比例する。このこ
とは、インバータの定常損失はインバータの出力電流、
すなわち電動機の入力電流に比例することを示してい
る。また、数式２から、Ｖ0は電池電圧にほぼ等しく
ｔs，ｆsはほぼ一定値であるから、スイッチング損失は
電池電圧及び電動機入力電流に比例する。Next, the loss of the inverter in the conventional system will be considered. From Equation 1, the steady loss is almost proportional to the current flowing through the semiconductor switch element. This means that the steady loss of the inverter is the output current of the inverter,
That is, it is shown that it is proportional to the input current of the electric motor. Also, from Equation 2, V 0 is almost equal to the battery voltage, and t s and f s are almost constant values, so the switching loss is proportional to the battery voltage and the motor input current.
【００１２】一方、電気自動車駆動用電動機は前述のよ
うに誘導電動機が主流であり、この誘導電動機では電動
機電流で励磁電流を供給する必要がある。図１５は、誘
導電動機の公知の高効率制御の一例を示したものであ
り、同図は電動機出力と電圧、電流の関係を示してい
る。また、同図は電動機の力率が全運転範囲にわたって
ほぼ一定に制御する方法の例で示している。しかし、こ
の方法でも低出力時に励磁電流を供給する必要があるた
め、電動機電流は同図の破線に示すように出力に比例し
ない。このため、前述のようにインバータ発生損失は出
力電流値にほぼ比例することから、電動機の低出力時ほ
ど効率が低下する（換言すれば、電動機電流が同図の破
線で示すような特性となれば、低出力でも効率は下がら
ない）ことになる。On the other hand, the induction motor is mainly used as the electric motor for driving the electric vehicle as described above, and in this induction motor, it is necessary to supply the exciting current with the electric motor current. FIG. 15 shows an example of a well-known high-efficiency control of an induction motor, which shows the relationship between the motor output and the voltage and current. The figure also shows an example of a method for controlling the power factor of the electric motor to be substantially constant over the entire operating range. However, even with this method, since it is necessary to supply the exciting current at a low output, the motor current is not proportional to the output as shown by the broken line in the figure. Therefore, as described above, the inverter generated loss is almost proportional to the output current value, so the efficiency decreases as the motor output decreases (in other words, the motor current does not have the characteristics shown by the broken line in the figure). If so, the efficiency will not decrease even at low output).
【００１３】[0013]
【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
インバータ方式では次のような問題点があった。 （１）半導体スイッチ素子にバイポーラ形のものを用い
ているため、低電流域では素子電圧をある値以下に下げ
ることができず、電動機の低出力運転範囲において定常
損失を低減させるには限界があった。 （２）インバータの入力電圧は電池電圧そのものであ
り、この電池電圧が固定されている以上、電動機の低出
力運転範囲でのスイッチング損失の低減にも限界があっ
た。 本発明は上記問題点を解決するためになされたもので、
その目的とするところは、電気自動車の低出力時のシス
テム効率を向上することにあり、特にインバータの発生
損失の低減によりシステム効率を向上させた電気自動車
駆動用インバータを提供することにある。As described above, the conventional inverter system has the following problems. (1) Since the bipolar type semiconductor switching element is used, the element voltage cannot be lowered below a certain value in the low current region, and there is a limit to reducing the steady loss in the low output operating range of the motor. there were. (2) The input voltage of the inverter is the battery voltage itself, and as long as this battery voltage is fixed, there is a limit to the reduction of switching loss in the low output operation range of the electric motor. The present invention has been made to solve the above problems,
It is an object of the present invention to improve the system efficiency of an electric vehicle when the output is low, and in particular to provide an inverter for driving an electric vehicle that has improved system efficiency by reducing the loss generated in the inverter.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、インバータの半導体スイッチ素子の定常
損失は、数式１に示されるようにスイッチ素子のオン電
圧及び電流に比例していること、また、スイッチング損
失は、数式２に示すようにインバータの入力電圧すなわ
ち電池電圧に比例していること、更に電動機出力が低い
時には電動機電圧つまりインバータ出力電圧も小さくで
きることに着目してなされたものである。In order to achieve the above object, according to the present invention, a steady loss of a semiconductor switching element of an inverter is proportional to an ON voltage and a current of the switching element as shown in equation (1). The switching loss is proportional to the input voltage of the inverter, that is, the battery voltage, as shown in Equation 2, and the motor voltage, that is, the inverter output voltage can be reduced when the motor output is low. is there.
【００１５】すなわち、第１の発明は、電池を電源と
し、電力用半導体スイッチ素子のスイッチング動作によ
り車輪駆動用交流電動機を駆動する電気自動車駆動用イ
ンバータにおいて、スイッチ素子をモノポーラ形とし、
かつ、インバータを３レベルインバータとして電動機の
高出力運転範囲ではインバータの出力電圧が３レベルを
とるようにスイッチ素子を制御するものである。ここ
で、スイッチ素子としては例えばパワーＭＯＳＦＥＴを
用いる。That is, the first aspect of the present invention is an inverter for driving an electric vehicle, which uses a battery as a power source and drives a wheel driving AC electric motor by a switching operation of a power semiconductor switching element, wherein the switching element is a monopolar type.
Further, the inverter is a three-level inverter, and the switch element is controlled so that the output voltage of the inverter takes three levels in the high output operation range of the electric motor. Here, for example, a power MOSFET is used as the switch element.
【００１６】第２の発明は、上記第１の発明において、
電動機電圧の小さい低出力運転範囲ではインバータの出
力電圧波形を電池電圧の１／２の大きさのＰＷＭ波形と
なるように制御するものである。また、このとき、電動
機電圧の基本波実効値が電池電圧の１／２√２以下にな
るようにする。A second invention is the same as the first invention,
In the low output operation range where the electric motor voltage is small, the output voltage waveform of the inverter is controlled so as to be a PWM waveform having a magnitude half the battery voltage. At this time, the fundamental wave effective value of the motor voltage is set to be 1 / 2√2 or less of the battery voltage.
【００１７】[0017]
【作用】第１の発明において、インバータを３レベルイ
ンバータとして、半導体スイッチ素子を電池電圧の１／
２の耐圧の低圧形素子を使用できるようにする。このた
め、スイッチ素子としては、低圧形素子ではあるが損失
の少ないモノポーラ形スイッチ素子を用いる。モノポー
ラ形スイッチ素子のオン電圧、電流特性はほぼ抵抗特性
を示す。定常損失は電流の二乗にほぼ比例するので、本
発明によれば、電動機の低出力時の定常損失は大きく低
減される。In the first aspect of the invention, the inverter is a three-level inverter, and the semiconductor switch element is 1 / of the battery voltage.
The low voltage type element with the withstand voltage of 2 can be used. Therefore, as the switch element, a monopolar switch element, which is a low-voltage element but has little loss, is used. The on-voltage and current characteristics of the monopolar switch element are almost resistance characteristics. Since the steady loss is substantially proportional to the square of the current, according to the present invention, the steady loss at low output of the electric motor is greatly reduced.
【００１８】第２の発明において、インバータは３レベ
ルインバータであるので、電動機の低出力時にはインバ
ータの入力電圧を電池電圧の１／２で動作させる。こう
することにより、低出力時におけるスイッチ素子のスイ
ッチング損失は大きく低減される。In the second aspect of the invention, since the inverter is a three-level inverter, the input voltage of the inverter is operated at 1/2 of the battery voltage when the electric motor output is low. By doing so, the switching loss of the switch element at the time of low output is greatly reduced.
【００１９】[0019]
【実施例】以下、図に沿って本発明の実施例を説明す
る。図１は、本発明の一実施例を示すもので、インバー
タ主回路を一部省略して示してある。この図１に示した
部分は前述の図１１におけるインバータ２及び平滑コン
デンサ４に相当しており、図１のインバータを電気自動
車駆動用に適用するには、全体を図１１のようなシステ
ムにすればよい。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of the present invention, in which an inverter main circuit is partially omitted. The portion shown in FIG. 1 corresponds to the inverter 2 and the smoothing capacitor 4 shown in FIG. 11 described above. To apply the inverter shown in FIG. Good.
【００２０】図１において、平滑コンデンサ４は実質
上、図１１のものと同様であるが、本実施例では二分割
してコンデンサ４１，４２とし、これらを直列接続す
る。２１〜２３はインバータアームであり、何れも同一
の構成であるため、便宜上、Ｕ相のインバータアーム２
１について説明する。このアーム２１において、２１０
〜２１３はパワーＭＯＳＦＥＴ等のモノポーラ形半導体
スイッチ素子である。これらの４つのスイッチ素子２１
０〜２１３を図のように同一極性で直列接続し、スイッ
チ素子２１１，２１２の接続点を交流出力端子Ｕとして
これからＵ相の交流出力を取り出す。また、スイッチ素
子２１０は電源のＰ側に、スイッチ素子２１３は電源の
Ｎ側にそれぞれ接続する。In FIG. 1, the smoothing capacitor 4 is substantially the same as that of FIG. 11, but in this embodiment it is divided into two capacitors 41 and 42, which are connected in series. Reference numerals 21 to 23 are inverter arms, and since all have the same configuration, for convenience, the U-phase inverter arm 2
1 will be described. In this arm 21, 210
˜213 are monopolar semiconductor switch elements such as power MOSFETs. These four switch elements 21
0 to 213 are connected in series with the same polarity as shown in the figure, and the connection point of the switch elements 211 and 212 is used as an AC output terminal U to take out a U-phase AC output. The switch element 210 is connected to the P side of the power source, and the switch element 213 is connected to the N side of the power source.
【００２１】２１４〜２１７は電流帰還ダイオードであ
り、図のように各スイッチ素子２１０〜２１３に対し逆
並列に接続する。２１８，２１９はダイオードであり、
これらは図示する極性で直列接続し、ダイオード２１８
のカソード側はスイッチ素子２１０，２１１の直列接続
点に、ダイオード２１９のアノード側はスイッチ素子２
１２，２１３の直列接続点に接続する。そして、ダイオ
ード２１８，２１９の直列接続点とコンデンサ４１，４
２の直列接続点とを接続する。Reference numerals 214 to 217 are current feedback diodes, which are connected in antiparallel to the respective switch elements 210 to 213 as shown in the figure. 218 and 219 are diodes,
These are connected in series with the polarity shown, and the diode 218
The cathode side of the switch element 210 is connected to the series connection point of the 211, and the anode side of the diode 219 is the switch element 2
12 and 213 are connected in series. Then, the series connection point of the diodes 218 and 219 and the capacitors 41 and 4
Two series connection points are connected.
【００２２】次に、この実施例の動作について説明す
る。まず、図２は前記スイッチ素子２１０〜２１３に用
いたパワーＭＯＳＦＥＴの電圧−電流特性であり、ほぼ
抵抗特性を示している。図３〜図１０はこの実施例の動
作を説明する図である。図３は高出力時（中・高出力
時）のインバータ出力電圧波形（線間電圧波形）を示し
ており、図中、破線は電動機の基本波電圧波形である。
この基本波電圧を得るため、同図に示すように半サイク
ルのうち期間，では、インバータの出力電圧を電池
電圧の１／２の電圧（Ｖ0／２）と電圧零とのＰＷＭ波
形とし、中間の期間では、電池電圧Ｖ0と電池電圧の
１／２の電圧（Ｖ0／２）とのＰＷＭ波形とする。すな
わち、インバータを３レベルインバータとして運転す
る。Next, the operation of this embodiment will be described. First, FIG. 2 shows the voltage-current characteristics of the power MOSFETs used for the switch elements 210 to 213, and almost shows the resistance characteristics. 3 to 10 are diagrams for explaining the operation of this embodiment. FIG. 3 shows an inverter output voltage waveform (line-to-line voltage waveform) at the time of high output (medium / high output), and in the figure, the broken line is the fundamental wave voltage waveform of the electric motor.
In order to obtain this fundamental wave voltage, the output voltage of the inverter is a PWM waveform of a voltage (V 0/2 ) that is ½ of the battery voltage and zero during the period of the half cycle as shown in FIG. in the intermediate periods, the PWM waveform of the voltage of 1/2 of the battery voltage V 0 and the battery voltage (V 0/2). That is, the inverter is operated as a 3-level inverter.
【００２３】図４〜図６は、図３の期間，の電圧を
得るための動作例を示す図である。図４はインバータ出
力電圧波形（線間電圧波形）であり、Ａは電池電圧の１
／２の電圧（Ｖ0／２）が出力されている期間、Ｂは電
圧が零の期間を示している。図５は、図４の期間Ａに対
応するスイッチ素子の動作状態をＵ−Ｖ相間の場合で示
している。図５において、２１２（Ｖ）はＵ相のスイッ
チ素子２１２に相当するＶ相のスイッチ素子、２１３
（Ｖ）はＵ相のスイッチ素子２１３に相当するＶ相のス
イッチ素子を示している。4 to 6 are diagrams showing an operation example for obtaining the voltage during the period of FIG. Fig. 4 shows the inverter output voltage waveform (line voltage waveform), where A is the battery voltage 1
The period in which the voltage (V 0/2 ) of / 2 is output, and B indicates the period in which the voltage is zero. FIG. 5 shows the operation state of the switch element corresponding to the period A of FIG. 4 in the case of the U-V phase. In FIG. 5, 212 (V) is a V-phase switch element 213 corresponding to the U-phase switch element 212.
(V) indicates a V-phase switch element corresponding to the U-phase switch element 213.
【００２４】図４の期間Ａでは、スイッチ素子２１１，
２１２（Ｖ），２１３（Ｖ）をすべてオンする。これに
より、出力端子Ｕ−Ｖ間にはコンデンサ４２の電圧（電
池電圧の１／２）がダイオード２１８を介して加わる。
いま、電流が図５の矢印の向きに流れているとすると、
スイッチ素子２１１をオフすることにより電流は図６の
ように出力端子Ｖ→スイッチ素子２１２（Ｖ）→同２１
３（Ｖ）→ダイオード２１７→同２１６→出力端子Ｕの
経路で流れ、出力端子Ｕ−Ｖ間の電圧は図４に示した期
間Ｂにおける零となる。In the period A of FIG. 4, the switch elements 211,
All of 212 (V) and 213 (V) are turned on. As a result, the voltage of the capacitor 42 (1/2 of the battery voltage) is applied between the output terminals U and V via the diode 218.
If the current is flowing in the direction of the arrow in FIG. 5,
When the switch element 211 is turned off, the current is output terminal V → switch element 212 (V) → 21 as shown in FIG.
3 (V) → diode 217 → the same 216 → the output terminal U, and the voltage between the output terminals U and V becomes zero in the period B shown in FIG.
【００２５】次いで、図３の期間の動作について、図
７〜図９を用いて説明する。図７はインバータ出力電圧
波形（線間電圧波形）であり、Ｃは電池電圧Ｖ0が出力
されている期間、Ｄは電池電圧の１／２の電圧（Ｖ0／
２）が出力されている期間を示している。図８は、期間
Ｃに対応するスイッチ素子の動作状態を図５と同様に示
している。期間Ｃでは、スイッチ素子２１０，２１１，
２１２（Ｖ），２１３（Ｖ）を共にオンすることによ
り、出力端子Ｕ−Ｖ間にはコンデンサ４１，４２双方の
電圧（電池電圧に相当）が加わる。いま、電流が図８の
矢印の向きに流れているとすると、スイッチ素子２１０
のオフにより図９のようになり、電流はコンデンサ４２
→ダイオード２１８→スイッチ素子２１１→出力端子Ｕ
の経路で流れ、出力端子Ｕ−Ｖ間にはダイオード２１８
を介してコンデンサ４２の電圧（電池電圧の１／２）が
加わる。Next, the operation during the period shown in FIG. 3 will be described with reference to FIGS. FIG. 7 shows an inverter output voltage waveform (line-to-line voltage waveform), where C is a period during which the battery voltage V 0 is being output, and D is a voltage that is ½ of the battery voltage (V 0 /
2) indicates the period during which the output is made. FIG. 8 shows the operating state of the switch element corresponding to the period C, as in FIG. In the period C, the switch elements 210, 211,
By turning on both 212 (V) and 213 (V), the voltage of both capacitors 41 and 42 (corresponding to the battery voltage) is applied between the output terminals U and V. Now, assuming that a current is flowing in the direction of the arrow in FIG.
9 is turned off, the current becomes
→ diode 218 → switch element 211 → output terminal U
Of the diode 218 between the output terminals U and V.
The voltage of the capacitor 42 (1/2 of the battery voltage) is applied via the.
【００２６】一方、図１０は電動機低出力時のインバー
タ出力電圧波形（線間電圧波形）を示している。この電
圧波形は、電池電圧の１／２の電圧（Ｖ0／２）のＰＷ
Ｍ波形である。インバータのスイッチ素子の動作は図３
における期間，の動作とほぼ同じであるので、説明
は省略する。なお、図１０における破線は電動機の基本
波電圧を示したもので、この動作での電動機の基本波電
圧の最大値（ＶMm）は、数式３によって表され、電動機
電圧がこのＶMmよりも小さい範囲では、インバータの出
力電圧を図１０に示す波形にすることができる。る。On the other hand, FIG. 10 shows an inverter output voltage waveform (line voltage waveform) when the motor has a low output. This voltage waveform, PW 1/2 of the voltage of the battery voltage (V 0/2)
It is an M waveform. The operation of the switch element of the inverter is shown in Figure 3.
Since the operation is substantially the same as the operation in the period in, the description thereof will be omitted. The broken line in FIG. 10 shows the fundamental wave voltage of the electric motor, and the maximum value (V Mm ) of the fundamental wave voltage of the electric motor in this operation is represented by Formula 3, and the electric motor voltage is higher than this V Mm. In a small range, the output voltage of the inverter can have the waveform shown in FIG. It
【００２７】[0027]
【数３】ＶMm＝Ｖ0／（２√２）[Formula 3] V Mm = V 0 / (2√2)
【００２８】上記実施例では、本発明により駆動される
電動機を誘導電動機として説明したが、同期電動機の場
合でも同様に本発明を適用することができる。また、本
発明は三相インバータのみならず他の多相インバータに
も同様に適用可能である。In the above embodiments, the electric motor driven by the present invention has been described as an induction motor, but the present invention can be similarly applied to a synchronous electric motor. Further, the present invention is applicable not only to the three-phase inverter but also to other multi-phase inverters.
【００２９】[0029]
【発明の効果】以上のように本発明によれば、半導体ス
イッチ素子としてモノポーラ形のものを用い、インバー
タを３レベルインバータとすると共に、電動機の低出力
運転範囲ではインバータの入力電圧を電池電圧の１／２
で動作させるようにしたので、次のような効果がある。 （１）スイッチ素子の耐圧は電池電圧の１／２の電圧に
対応したものでよく、従来に比べて損失の小さい低圧素
子が使用できる。 （２）モノポーラ形スイッチ素子を用いているので、電
動機低出力時のスイッチ素子の定常損失が小さくなり、
インバータの損失が大きく低減する。 （３）低出力時、インバータは電池電圧の１／２の電圧
で動作するのでスイッチ素子のスイッチング損失が小さ
くなり、インバータの損失が大きく低減される。 （４）上記（２），（３）から、低出力時のインバータ
の効率が大きく向上し、電気自動車としてのシステム効
率が大きく向上する。As described above, according to the present invention, a monopolar type semiconductor switching element is used, the inverter is a three-level inverter, and the input voltage of the inverter is less than the battery voltage in the low output operation range of the electric motor. 1/2
Since it is made to operate with, there are the following effects. (1) The withstand voltage of the switch element may correspond to a voltage of 1/2 of the battery voltage, and a low-voltage element having a smaller loss than the conventional one can be used. (2) Since the monopolar type switch element is used, the steady loss of the switch element at the time of low output of the motor becomes small,
The inverter loss is greatly reduced. (3) At low output, the inverter operates at a voltage half the battery voltage, so that the switching loss of the switch element is reduced and the loss of the inverter is greatly reduced. (4) From the above (2) and (3), the efficiency of the inverter at the time of low output is greatly improved, and the system efficiency as an electric vehicle is greatly improved.
【図１】本発明の実施例における主要部を示す回路図で
ある。FIG. 1 is a circuit diagram showing a main part in an embodiment of the present invention.
【図２】パワーＭＯＳＦＥＴの電圧−電流特性図であ
る。FIG. 2 is a voltage-current characteristic diagram of a power MOSFET.
【図３】高出力時におけるインバータの出力電圧波形で
ある。FIG. 3 is an output voltage waveform of the inverter at high output.
【図４】図３の期間，におけるインバータの出力電
圧波形である。FIG. 4 is an output voltage waveform of the inverter during the period shown in FIG.
【図５】インバータの主要部の動作説明図である。FIG. 5 is an operation explanatory diagram of the main part of the inverter.
【図６】インバータの主要部の動作説明図である。FIG. 6 is an operation explanatory diagram of the main part of the inverter.
【図７】図３の期間におけるインバータの出力電圧波
形である。FIG. 7 is an output voltage waveform of the inverter during the period of FIG.
【図８】インバータの主要部の動作説明図である。FIG. 8 is an operation explanatory diagram of the main part of the inverter.
【図９】インバータの主要部の動作説明図である。FIG. 9 is an operation explanatory view of the main part of the inverter.
【図１０】低出力時におけるインバータの出力電圧波形
である。FIG. 10 is an output voltage waveform of the inverter when the output is low.
【図１１】公知の電気自動車の主回路システムを示す図
である。FIG. 11 is a diagram showing a main circuit system of a known electric vehicle.
【図１２】バイポーラ形スイッチ素子の電流−電圧特性
図である。FIG. 12 is a current-voltage characteristic diagram of the bipolar switch element.
【図１３】インバータ用スイッチ素子のスイッチオン時
の動作波形である。FIG. 13 is an operation waveform when the switch element for the inverter is switched on.
【図１４】インバータ用スイッチ素子のスイッチオフ時
の動作波形である。FIG. 14 is an operation waveform when the switch element for the inverter is switched off.
【図１５】誘導電動機の出力−電圧，電流特性図であ
る。FIG. 15 is an output-voltage / current characteristic diagram of the induction motor.
４，４１，４２ 平滑コンデンサ ２１，２２，２３ インバータアーム ２１０，２１１，２１２，２１２（Ｖ），２１３，２１
３（Ｖ） モノポーラ形半導体スイッチ素子 ２１４，２１５，２１６，２１７，２１８，２１９ ダ
イオード Ｕ，Ｖ，Ｗ 交流出力端子4, 41, 42 Smoothing capacitors 21, 22, 23 Inverter arms 210, 211, 212, 212 (V), 213, 21
3 (V) Monopolar semiconductor switch element 214, 215, 216, 217, 218, 219 Diode U, V, W AC output terminal
Claims (4)
素子のスイッチング動作により車輪駆動用交流電動機を
駆動する電気自動車駆動用インバータにおいて、 前記スイッチ素子をモノポーラ形とし、かつ、電動機の
高出力運転範囲ではインバータの出力電圧が３レベルを
とるように前記スイッチ素子を制御することを特徴とす
る電気自動車駆動用インバータ。1. An inverter for driving an electric vehicle, which uses a battery as a power source and drives a wheel driving AC motor by a switching operation of a power semiconductor switching element, wherein the switching element is a monopolar type and the motor has a high output operating range. Then, an inverter for driving an electric vehicle, wherein the switch element is controlled so that the output voltage of the inverter takes three levels.
項１記載の電気自動車駆動用インバータ。2. The inverter for driving an electric vehicle according to claim 1, wherein the switch element is a MOSFET.
用インバータにおいて、 電動機電圧の小さい低出力運転範囲ではインバータの出
力電圧波形を電池電圧の１／２の大きさのＰＷＭ波形と
なるように制御することを特徴とする電気自動車駆動用
インバータ。3. The inverter for driving an electric vehicle according to claim 1 or 2, wherein the output voltage waveform of the inverter is a PWM waveform having a magnitude of ½ of the battery voltage in a low output operation range where the electric motor voltage is small. An inverter for driving an electric vehicle characterized by being controlled.
１／（２√２）以下になるように制御する請求項３記載
の電気自動車駆動用インバータ。4. The inverter for driving an electric vehicle according to claim 3, wherein the effective value of the fundamental wave voltage of the electric motor is controlled to be 1 / (2√2) or less of the battery voltage.
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4154066A JPH05308778A (en) | 1992-04-27 | 1992-04-27 | Inverter for driving electric car |
| CA002088651A CA2088651A1 (en) | 1992-02-07 | 1993-02-02 | Inverter for electric vehicle |
| KR1019930001436A KR0133043B1 (en) | 1992-02-07 | 1993-02-03 | Inverter for electric vehicle |
| DE69310780T DE69310780T2 (en) | 1992-02-07 | 1993-02-04 | Inverters for electric vehicles |
| EP93101749A EP0555773B1 (en) | 1992-02-07 | 1993-02-04 | Inverter for electric vehicle |
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| JP4154066A JPH05308778A (en) | 1992-04-27 | 1992-04-27 | Inverter for driving electric car |
Publications (1)
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Country Status (1)
| Country | Link |
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Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US6005787A (en) * | 1997-11-25 | 1999-12-21 | Denso Corporation | Multilevel power converter including switching circuits |
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| JP2010252450A (en) * | 2009-04-13 | 2010-11-04 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Power conversion apparatus |
| JP2011024369A (en) * | 2009-07-17 | 2011-02-03 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Power converter |
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-
1992
- 1992-04-27 JP JP4154066A patent/JPH05308778A/en active Pending
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