JPH04192804A - 増幅回路 - Google Patents
増幅回路Info
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- JPH04192804A JPH04192804A JP2324322A JP32432290A JPH04192804A JP H04192804 A JPH04192804 A JP H04192804A JP 2324322 A JP2324322 A JP 2324322A JP 32432290 A JP32432290 A JP 32432290A JP H04192804 A JPH04192804 A JP H04192804A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 12
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 claims description 11
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 abstract description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[発明の目的〕
(産業上の利用分野)
この発明は特に低周波リニア特性を有する人力切換え付
きの増幅回路に関する。
きの増幅回路に関する。
(従来の技術)
第7図は従来の増幅回路を示す回路図であり、入力端子
を複数個持つ対接地型入力切換付きの増幅回路の構成で
ある。
を複数個持つ対接地型入力切換付きの増幅回路の構成で
ある。
電源電圧が印加されるVcc端子には抵抗R11〜R1
5の一端がそれぞれ並列に接続されている。抵抗R11
〜R15の他端はそれぞれアンプA1の入力端と接続さ
れるように切換えスイッチSWを構成すると共にそれぞ
れNPN )ランジスタQll〜Q15のコレクタに各
々接続されている。NPNトランジスタQll〜Q15
のエミッタはそれぞれPNP トランジスタQ21−Q
25のエミッタに各々接続されている。トランジスタQ
21−Q25のコレクタは接地電圧に接続されるGND
端子に接続されている。トランジスタQ21〜Q25の
ベースそれぞれは入力端子lNl−lN3に接続され、
トランジスタQll〜Q1.5のベースそれぞれは負帰
還(NF)端子lに接続されると共に急速充電回路2に
接続されている。NF端端子色もう一端は抵抗3を介し
てアンプA1の出力端子OUTに接続され、またコンデ
ンサ4、抵抗5を介して接地されている。
5の一端がそれぞれ並列に接続されている。抵抗R11
〜R15の他端はそれぞれアンプA1の入力端と接続さ
れるように切換えスイッチSWを構成すると共にそれぞ
れNPN )ランジスタQll〜Q15のコレクタに各
々接続されている。NPNトランジスタQll〜Q15
のエミッタはそれぞれPNP トランジスタQ21−Q
25のエミッタに各々接続されている。トランジスタQ
21−Q25のコレクタは接地電圧に接続されるGND
端子に接続されている。トランジスタQ21〜Q25の
ベースそれぞれは入力端子lNl−lN3に接続され、
トランジスタQll〜Q1.5のベースそれぞれは負帰
還(NF)端子lに接続されると共に急速充電回路2に
接続されている。NF端端子色もう一端は抵抗3を介し
てアンプA1の出力端子OUTに接続され、またコンデ
ンサ4、抵抗5を介して接地されている。
電源投入時、NFF子1は急速充電回路2によってコン
デンサ4をNFF子1が持つ通常電圧よりも高い電圧で
充電する。急速充電回路2のオフ後、過充電分の放電に
よって出力端子OUTを立ち上がらせる。ここで、入力
切換えスイッチSWは入力端子INIと導通するように
接続されている。いま、入力端子INIから正規の振幅
の信号が入力され、入力端子IN2から切換え雑音等の
過大電圧が入力された場合を考える。
デンサ4をNFF子1が持つ通常電圧よりも高い電圧で
充電する。急速充電回路2のオフ後、過充電分の放電に
よって出力端子OUTを立ち上がらせる。ここで、入力
切換えスイッチSWは入力端子INIと導通するように
接続されている。いま、入力端子INIから正規の振幅
の信号が入力され、入力端子IN2から切換え雑音等の
過大電圧が入力された場合を考える。
入力端子IN2の上側振幅で初段増幅部のトランジスタ
Q12のコレクタ・エミッタ間電圧VCEが小さくなり
、飽和領域に入る。IN2を入力に持つ初段増幅部は内
部の入力切換えスイ・ソチSWによってアンプA1の後
段増幅部と切離されるか、NFF子1では各初段増幅部
のトランジスタQll〜Q15のベースが共通に結線さ
れている。従って、このうちのいずれかのトランジスタ
(例えばQ12)が飽和領域に入ると、その近傍で例え
ば第8図に示すような寄生バイポーラトランジスタ81
がオンする。第9図には構造上P型基板に形成した正規
のNPN トランジスタQ12に対する寄生バイポーラ
トランジスタ81を示す。この結果、第7図において、
NFF子1の吸い込み電流が増加してコンデンサ4の電
荷を抜いてしまい、NFF子1の電圧が低下する。する
と、NF端端子色逆相関係にある出力端子OUTは電圧
が上昇してVcc付近のレベルになる。これでは、入力
端子からの正規の信号が入力されても出力信号は消えて
しまう。
Q12のコレクタ・エミッタ間電圧VCEが小さくなり
、飽和領域に入る。IN2を入力に持つ初段増幅部は内
部の入力切換えスイ・ソチSWによってアンプA1の後
段増幅部と切離されるか、NFF子1では各初段増幅部
のトランジスタQll〜Q15のベースが共通に結線さ
れている。従って、このうちのいずれかのトランジスタ
(例えばQ12)が飽和領域に入ると、その近傍で例え
ば第8図に示すような寄生バイポーラトランジスタ81
がオンする。第9図には構造上P型基板に形成した正規
のNPN トランジスタQ12に対する寄生バイポーラ
トランジスタ81を示す。この結果、第7図において、
NFF子1の吸い込み電流が増加してコンデンサ4の電
荷を抜いてしまい、NFF子1の電圧が低下する。する
と、NF端端子色逆相関係にある出力端子OUTは電圧
が上昇してVcc付近のレベルになる。これでは、入力
端子からの正規の信号が入力されても出力信号は消えて
しまう。
(発明が解決しようとする課題)
このように、従来では雑音過大入力により誤動作すると
いう欠点がある。
いう欠点がある。
この発明は上記のような事情を考慮してなされたもので
あり、その目的は雑音に強い入力切換え付きの増幅回路
を提供することにある。
あり、その目的は雑音に強い入力切換え付きの増幅回路
を提供することにある。
[発明の構成コ
(課題を解決するための手段)
この発明の増幅回路は、単一電源で複数の入力端子をも
つ対接地型増幅回路において、各々初段増幅部に接続さ
れる複数の切換え信号入力手段と、信号出力と逆相関係
にある負帰還端子と、前記負帰還端子に接続され、電源
投入時急速充電される負帰還用コンデンサと、前記初段
増幅部のうち前記負帰還端子にベースが接続されたトラ
ンジスタのコレクタ電圧をクランプし飽和を防止するク
ランプ手段を有する第1の回路部と、前記初段増幅部の
うち前記クランプ手段を持たず、内部等価回路上にはな
く集積化したときに寄生素子としてできるトランジスタ
を利用して電源投入時急速充電される負帰還用コンデン
サの過充電分を放電する第2の回路部とを具備した事を
特徴としている。
つ対接地型増幅回路において、各々初段増幅部に接続さ
れる複数の切換え信号入力手段と、信号出力と逆相関係
にある負帰還端子と、前記負帰還端子に接続され、電源
投入時急速充電される負帰還用コンデンサと、前記初段
増幅部のうち前記負帰還端子にベースが接続されたトラ
ンジスタのコレクタ電圧をクランプし飽和を防止するク
ランプ手段を有する第1の回路部と、前記初段増幅部の
うち前記クランプ手段を持たず、内部等価回路上にはな
く集積化したときに寄生素子としてできるトランジスタ
を利用して電源投入時急速充電される負帰還用コンデン
サの過充電分を放電する第2の回路部とを具備した事を
特徴としている。
(作用)
この発明では、誤動作防止用としてクランプ手段を用い
るが、すべての初段増幅部に付けずにしておくことによ
り、誤動作防止と共に立ち上がり遅延を最小限にする。
るが、すべての初段増幅部に付けずにしておくことによ
り、誤動作防止と共に立ち上がり遅延を最小限にする。
(実施例)
以下、図面を参照してこの発明を実施例により説明する
。
。
まず、この発明の前提となる構成の回路を第4・図に示
す。前記第7図の構成の回路において、Vcc端子とア
ンプAIの入力端となる切換えスイッチSWの各端子と
の間にはそれぞれNPN トランジスタQ31〜Q35
のコレクタ、エミッタ間が接続されている。これらNP
N )ランジスタQ31〜Q35のベースはVCC端子
とGND端子との間に直列に挿入された抵抗R21,R
22の中間接続点に接続されている。これらNPNトラ
ンジスタQ31〜Q15はそれぞれ初段増幅部のトラン
ジスタQll〜Q15が飽和しないようにするクランプ
トランジスタを構成している。
す。前記第7図の構成の回路において、Vcc端子とア
ンプAIの入力端となる切換えスイッチSWの各端子と
の間にはそれぞれNPN トランジスタQ31〜Q35
のコレクタ、エミッタ間が接続されている。これらNP
N )ランジスタQ31〜Q35のベースはVCC端子
とGND端子との間に直列に挿入された抵抗R21,R
22の中間接続点に接続されている。これらNPNトラ
ンジスタQ31〜Q15はそれぞれ初段増幅部のトラン
ジスタQll〜Q15が飽和しないようにするクランプ
トランジスタを構成している。
抵抗R21,R22の抵抗分割で決まるバイアス点でク
ランプトランジスタQ31〜Q35のベース電位を固定
する。この固定された電圧をVAとすると各クランプト
ランジスタのエミッタ電位はVA−VF以下にはならな
い。なお、vFはトランジスタのベース、エミッタ順方
向降下電圧(0,7V程度)である。同様に各クランプ
トランジスタQ31−Q35のエミッタに接続される初
段増幅部のトランジスタQLI−Q15のコレクタを位
もVA−vF以下には下がらない。従って、vAの電位
を初段増幅部のトランジスタQll〜Q15が飽和に入
らないでかつ通常動作に影響しない値に設定すれば良い
。トランジスタQll−Q15の各コレクタ電圧はGN
Dに接続されるトランジスタQ21−Q25を考慮する
と2Vp +1.4V必要である。過大入力が印加され
、これらトランジスタQll〜Q15が飽和に入ろうと
コレクタ電圧が下がろうとしても、前記クランプトラン
ジスタのvAをvA +2.5Vp ÷1.75V程度
ニ設定シテおけばコレクタ電圧はVA−VF÷IV程度
までしか下がらない。これにより、トランジスタQll
〜Q15はそれぞれコレクタ、エミッタ間電圧VCE*
0.3V位残り、飽和に入ることはない。従って、従来
誤動作の原因となる出力信号の消失は起こりにくくなる
。
ランプトランジスタQ31〜Q35のベース電位を固定
する。この固定された電圧をVAとすると各クランプト
ランジスタのエミッタ電位はVA−VF以下にはならな
い。なお、vFはトランジスタのベース、エミッタ順方
向降下電圧(0,7V程度)である。同様に各クランプ
トランジスタQ31−Q35のエミッタに接続される初
段増幅部のトランジスタQLI−Q15のコレクタを位
もVA−vF以下には下がらない。従って、vAの電位
を初段増幅部のトランジスタQll〜Q15が飽和に入
らないでかつ通常動作に影響しない値に設定すれば良い
。トランジスタQll−Q15の各コレクタ電圧はGN
Dに接続されるトランジスタQ21−Q25を考慮する
と2Vp +1.4V必要である。過大入力が印加され
、これらトランジスタQll〜Q15が飽和に入ろうと
コレクタ電圧が下がろうとしても、前記クランプトラン
ジスタのvAをvA +2.5Vp ÷1.75V程度
ニ設定シテおけばコレクタ電圧はVA−VF÷IV程度
までしか下がらない。これにより、トランジスタQll
〜Q15はそれぞれコレクタ、エミッタ間電圧VCE*
0.3V位残り、飽和に入ることはない。従って、従来
誤動作の原因となる出力信号の消失は起こりにくくなる
。
しかしながら、このように全入力段に各々クランプトラ
ンジスタを設けた構成では問題がある。
ンジスタを設けた構成では問題がある。
この回路では電源投入時、急速充電回路2によりコンデ
ンサ4を通常のNF端子よりも高い電圧で充電して過充
電分を放電させることにより、出力を立ち上がらせる方
法をとっている。充電回路オフ後の放電経路は主に前記
第8図に示した寄生バイポーラトランジスタ81にたよ
っているが、全入力段に各々クランプトランジスタを設
けた構成ではこのような寄生バイポーラトランジスタか
できない。よって、コンデンサ4の過充電分を放電する
経路は、初段増幅部のトランジスタQll〜Q15のベ
ース電流と帰還のための抵抗3のみになる。
ンサ4を通常のNF端子よりも高い電圧で充電して過充
電分を放電させることにより、出力を立ち上がらせる方
法をとっている。充電回路オフ後の放電経路は主に前記
第8図に示した寄生バイポーラトランジスタ81にたよ
っているが、全入力段に各々クランプトランジスタを設
けた構成ではこのような寄生バイポーラトランジスタか
できない。よって、コンデンサ4の過充電分を放電する
経路は、初段増幅部のトランジスタQll〜Q15のベ
ース電流と帰還のための抵抗3のみになる。
これでは放電時間が長くなり、クランプトランジス9
Q 31−035がないものに比べて電源投入時の出力
信号の立ち上がりが遅くなる。
Q 31−035がないものに比べて電源投入時の出力
信号の立ち上がりが遅くなる。
そこで、この発明では誤動作防止用のクランプ回路をト
ランジスタ031〜Q35と各々すべての初段増幅部に
設けないで構成する。つまり、少なくとも1か所にはク
ランプ回路を設けない初段増幅部を有する入力切換え付
きの増幅回路を実現する。
ランジスタ031〜Q35と各々すべての初段増幅部に
設けないで構成する。つまり、少なくとも1か所にはク
ランプ回路を設けない初段増幅部を有する入力切換え付
きの増幅回路を実現する。
第1図はこの発明の一実施例を示す構成の回路図である
。上述したように誤動作防止用のクランプ回路をすべて
の初段増幅部に設けない。すなわち、第4図と比べて入
力端子INIを持つ初段増幅部のトランジスタQllに
は寄生バイポーラが動作できるようにクランプトランジ
スタを設けない構成である。
。上述したように誤動作防止用のクランプ回路をすべて
の初段増幅部に設けない。すなわち、第4図と比べて入
力端子INIを持つ初段増幅部のトランジスタQllに
は寄生バイポーラが動作できるようにクランプトランジ
スタを設けない構成である。
このような構成によれば、電源投入直後の急速充電回路
2によるコンデンサ4の過充電分は入力端子INIの初
段増幅部のトランジスタQll近傍にできる寄生バイポ
ーラトランジスタ(第8図に図示)を利用して放電され
る。これにより、電源投入時の出力信号の立ち上がりが
遅くなることはない。また、切り替え雑音等の過大入力
による誤動作はINIについては弱くなるが、IN2〜
IN5は各々クランプトランジスタQ32〜Q35の効
果で誤動作を防止する。
2によるコンデンサ4の過充電分は入力端子INIの初
段増幅部のトランジスタQll近傍にできる寄生バイポ
ーラトランジスタ(第8図に図示)を利用して放電され
る。これにより、電源投入時の出力信号の立ち上がりが
遅くなることはない。また、切り替え雑音等の過大入力
による誤動作はINIについては弱くなるが、IN2〜
IN5は各々クランプトランジスタQ32〜Q35の効
果で誤動作を防止する。
第2図はこの発明の応用例を示す構成の回路図である。
ステレオダブル力セットレコ′−ダ用のプリアンプIC
の一例であり、TAPEI /TAPE2の再生入力切
換えのため片チャンネル当り2つの入力端子IN/A、
IN/Bを有する。
の一例であり、TAPEI /TAPE2の再生入力切
換えのため片チャンネル当り2つの入力端子IN/A、
IN/Bを有する。
NF端子51にベースが接続される初段増幅部のNPN
トランジスタQ41. Q42の各コレクタにはVc
c端子に接続された抵抗R41,R42の一端が接続さ
れると共にそれぞれ次段のアンプA11. A12の入
力端に接続されている。トランジスタQ41゜Q42の
各エミッタはPNP )ランジスタQ43゜Q44それ
ぞれのエミッタに接続されている。トランジスタQ43
. Q44のベースはそれぞれ入力端子IN/A、IN
/Bであり両コレクタはGND端子に接続されている。
トランジスタQ41. Q42の各コレクタにはVc
c端子に接続された抵抗R41,R42の一端が接続さ
れると共にそれぞれ次段のアンプA11. A12の入
力端に接続されている。トランジスタQ41゜Q42の
各エミッタはPNP )ランジスタQ43゜Q44それ
ぞれのエミッタに接続されている。トランジスタQ43
. Q44のベースはそれぞれ入力端子IN/A、IN
/Bであり両コレクタはGND端子に接続されている。
入力端子IN/B側において、抵抗42と並列にクラン
プトランジスタQ45が設けられている。このトランジ
スタQ45のベースはVccとGNDとの間の抵抗R4
3とR44の分圧でバイアスされる。
プトランジスタQ45が設けられている。このトランジ
スタQ45のベースはVccとGNDとの間の抵抗R4
3とR44の分圧でバイアスされる。
上記アンプA 11. A 12は入力端子IN/A。
I N/Bに対応して選ばれるようなスイッチSWIに
よって制御される。SWIの他端は定電流源I ref
を介してGND端子に接続されている。
よって制御される。SWIの他端は定電流源I ref
を介してGND端子に接続されている。
そしてAll、A12の出力端は後段のアンプA13の
入力端に接続され、アンプA13の出力端は出力OUT
となっている。出力OUTは抵抗53を介してNF端子
51に接続されると共にコンデンサ54、抵抗55を介
して接地される。NF端子51の他端は急速充電回路5
2に接続されると共に上記初段増幅部のトランジスタQ
41. Q42のベースに接続されている。
入力端に接続され、アンプA13の出力端は出力OUT
となっている。出力OUTは抵抗53を介してNF端子
51に接続されると共にコンデンサ54、抵抗55を介
して接地される。NF端子51の他端は急速充電回路5
2に接続されると共に上記初段増幅部のトランジスタQ
41. Q42のベースに接続されている。
このような構成によれば、電源投入時の立ち上がり時間
は第5図(c)に示すように0.3secとなり、初段
増幅部にすべてクランプトランジスタを設けた第6図(
C)の0.7secに比べてがなり速い。これは、第5
図(b)、第6図(b)のNF端子の電圧VNPの変化
を比べればわかるように、放電時間の差によるものであ
る。第5図(a)(第6図(a))に示す電源■cc投
入時、クランプトランジスタを設けない箇所の初段増幅
部のトランジスタに形成される寄生バイポーラトランジ
スタにより、放電時間の短縮を実現している。
は第5図(c)に示すように0.3secとなり、初段
増幅部にすべてクランプトランジスタを設けた第6図(
C)の0.7secに比べてがなり速い。これは、第5
図(b)、第6図(b)のNF端子の電圧VNPの変化
を比べればわかるように、放電時間の差によるものであ
る。第5図(a)(第6図(a))に示す電源■cc投
入時、クランプトランジスタを設けない箇所の初段増幅
部のトランジスタに形成される寄生バイポーラトランジ
スタにより、放電時間の短縮を実現している。
また、過大入力による誤動作はクランプトランジスタを
設けたようなりランプ回路の有無で、クランプ回路なし
が一18dBm、クランプ回路ありか+5dBとなる。
設けたようなりランプ回路の有無で、クランプ回路なし
が一18dBm、クランプ回路ありか+5dBとなる。
ただし、過大入力として切換え雑音の代りに10kHz
の正弦波を入れた値である。正規の入力信号は出力OU
TがOdBm(−0,775V)になるような1kll
lzの正弦波を入れている。クランプ回路の付いていな
いIN/Aより過大入力が入る恐れがあるが、ステレオ
ダブルカセットレコーダの場合、第3図に示すように、
TAPEI側を再生専用にすることにより、I N/A
にTAPEIの再生ヘッドを直付けすれば問題ない。
の正弦波を入れた値である。正規の入力信号は出力OU
TがOdBm(−0,775V)になるような1kll
lzの正弦波を入れている。クランプ回路の付いていな
いIN/Aより過大入力が入る恐れがあるが、ステレオ
ダブルカセットレコーダの場合、第3図に示すように、
TAPEI側を再生専用にすることにより、I N/A
にTAPEIの再生ヘッドを直付けすれば問題ない。
[発明の効果]
以上説明したようにこの発明によれば、少なくとも1か
所にはクランプ回路を設けない初段増幅部を有すること
で、立ち上がり遅延を抑え、クランプ回路を設けたその
他の初段増幅部で雑音に強い入力切換え付きの増幅回路
が提供できる。
所にはクランプ回路を設けない初段増幅部を有すること
で、立ち上がり遅延を抑え、クランプ回路を設けたその
他の初段増幅部で雑音に強い入力切換え付きの増幅回路
が提供できる。
j!!1図はこの発明の一実施例による構成を示す回路
図、第2図はこの発明の応用例による構成を示す回路図
、第3図はこの発明の具体的実施例の構成を示す回路図
、第4図はこの発明の前提となる構成を示す回路図、j
I5図(a)〜(c)はそれぞれM2図の回路中の各点
の電圧変化を示す波形図、第6図(a)〜(c)はそれ
ぞれ第2図の回路を従来構成とした場合の各点の電圧変
化を示す波形図、第7図は従来の入力切換え付きの増幅
回路の構成を示す回路図、第8図は第7図の回路の一部
で動作上寄生トランジスタを付加した回路図、第9図は
第8図の寄生トランジスタの構造を示す断面図である。 1・・・NF端子、2・・・急速充電回路、3.5・・
・抵抗、4・・・コンデンサ、AI・・・アンプ、Q1
1〜Q15・・・NPN トランジスタ、Q32〜Q3
5・・・クランプトランジスタ(NPNトランジスタ)
、Q21〜Q25・・・PNPトランジスタ、R11−
Rl5. R21,R22・・・抵抗。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第1図 IN/A IN/B 第2図 第3図 第4図 第7図 第5図 0[Se’C] 第6図
図、第2図はこの発明の応用例による構成を示す回路図
、第3図はこの発明の具体的実施例の構成を示す回路図
、第4図はこの発明の前提となる構成を示す回路図、j
I5図(a)〜(c)はそれぞれM2図の回路中の各点
の電圧変化を示す波形図、第6図(a)〜(c)はそれ
ぞれ第2図の回路を従来構成とした場合の各点の電圧変
化を示す波形図、第7図は従来の入力切換え付きの増幅
回路の構成を示す回路図、第8図は第7図の回路の一部
で動作上寄生トランジスタを付加した回路図、第9図は
第8図の寄生トランジスタの構造を示す断面図である。 1・・・NF端子、2・・・急速充電回路、3.5・・
・抵抗、4・・・コンデンサ、AI・・・アンプ、Q1
1〜Q15・・・NPN トランジスタ、Q32〜Q3
5・・・クランプトランジスタ(NPNトランジスタ)
、Q21〜Q25・・・PNPトランジスタ、R11−
Rl5. R21,R22・・・抵抗。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第1図 IN/A IN/B 第2図 第3図 第4図 第7図 第5図 0[Se’C] 第6図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 単一電源で複数の入力端子をもつ対接地型増幅回路に
おいて、 各々初段増幅部に接続される複数の切換え信号入力手段
と、 信号出力と逆相関係にある負帰還端子と、 前記負帰還端子に接続され、電源投入時急速充電される
負帰還用コンデンサと、 前記初段増幅部のうち前記負帰還端子にベースが接続さ
れたトランジスタのコレクタ電圧をクランプし飽和を防
止するクランプ手段を有する第1の回路部と、 前記初段増幅部のうち前記クランプ手段を持たず、内部
等価回路上にはなく集積化したときに寄生素子としてで
きるトランジスタを利用して電源投入時急速充電される
負帰還用コンデンサの過充電分を放電する第2の回路部
と を具備した事を特徴とする増幅回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2324322A JPH04192804A (ja) | 1990-11-27 | 1990-11-27 | 増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2324322A JPH04192804A (ja) | 1990-11-27 | 1990-11-27 | 増幅回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04192804A true JPH04192804A (ja) | 1992-07-13 |
Family
ID=18164499
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2324322A Pending JPH04192804A (ja) | 1990-11-27 | 1990-11-27 | 増幅回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04192804A (ja) |
-
1990
- 1990-11-27 JP JP2324322A patent/JPH04192804A/ja active Pending
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