JPH0364225B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は電源電圧や温度の変動などの外乱に対
して出力変動がほとんどなく、しかも溶接中の短
絡とアークとの組り返しによる負荷の急激な変動
に対してもすぐれた過渡応答特性を発揮する直流
溶接電源に関するものである。

＜従来の技術＞ 従来の直流溶接電源には、フイードバツクルー
プを構成しないオープンループ方式と、設定電圧
に出力電圧を帰還し差電圧により出力を決定する
フイードバツクループ方式とが知られている。そ
して、前者のオープンループ方式の電源において
は出力が設定値により一義的に決定されるので負
荷の影響を全く受けることはない。したがつてア
ーク溶接におけるように短絡とアークとの繰り返
しによる急激な負荷変動がある場合においても良
好な過渡応答特性が得られる。しかし電源電圧が
変動するとそれに比例して出力が変動してしま
い、また温度変化によつても制御回路の温度ドリ
フトの影響がそのまま出力に現われるので正確な
出力の制御は期待できない。

これに対して後者のフイードバツク方式におい
ては電源電圧や周囲温度の変化に対しては出力を
常に正確に保つことができるが前述のアーク溶接
におけるような急激な負荷の変動に対しては出力
が不安定になる欠点がある。

短絡とアークとが最も頻繁に繰り返されるシヨ
ートアーク溶接について上記欠点を説明する。第
１図はシヨートアーク溶接時の溶接電圧波形を示
す図であつて同図に示されたＡの期間はアークが
発生している期間であり、Ｂは電極が被溶接物に
短絡している期間であつて短絡電流によつて電極
が加熱されるに従い短絡時の電圧はゆつくり上昇
する。このような変化を示す負荷においてフイー
ドバツク方式の制御を行うと、短絡期間Ｂにおい
ては出力電圧が極端に低くほぼ零となるので設定
電圧と出力電圧との差は最大、即ち出力過小の信
号を発することになり最大出力に近い値にまで増
大させるべく動作する。このため出力回路には過
大な短絡電流が流れることになり溶接が非常に不
安定となる。これを防ぐ方法として、出力検出回
路にフイルター回路を接続し第１図に示す溶接電
圧波形を平滑して出力の平均値を得てこれを設定
電圧と比較して行うもの、あるいは設定電圧との
比較は第１図に示すような電圧にて行ない、両電
圧の差電圧をフイルター回路を介して平滑化する
方法が提案されている。しかしこのような方法に
おいては、フイルター回路にコンデンサなどの一
次遅れ要素が含まれるために過渡応答がオープン
ループ方式に比べて悪くなり、出力変動時に回復
が遅れてアークが不安定となる。

本発明者は先に上記の欠点を解消し、オープン
ループ方式の過渡特性の良好さと、フイードバツ
クループ方式の電源電圧または温度の変動などの
外乱に対する安定性との両方の長所を備えた直流
溶接電源を提案した。（特公昭51−33511号、特開
昭51−16256号） 第２図は本発明者が先に提案した直流溶接電源
の例を示す構成図である。同図において１は溶接
用電力を得るための第１の出力回路であり、図示
を省略した交流電流から溶接に適した電圧の出力
を得る変圧器１１、変圧器１１の出力を整流し直
流に変換する整流回路１２、整流回路１２の出力
をON−OFF制御して出力を調整するトランジス
タやサイリスタなどのスイツチング素子１３およ
びこのスイツチング素子１３によりパルス状にチ
ヨツパ制御された出力を平滑して脈動分を除去す
るため平滑回路１４から構成されている。第１の
出力回路の出力は図示しない制御装置により所定
の速度で溶接部に送給される電極３および被溶接
物４に供給されて溶接アーク５を生ずる。２は第
１の出力回路１と同構成であるが容量の小さな第
２の出力回路であり、第１の出力回路と同様に変
圧器２１、整流回路２２、スイツチング素子２３
および平滑回路２４からなる。６は第２の出力回
路に接続されたモデル負荷であり固定の抵抗器が
望ましい。７は出力電圧を設定するための基準電
圧設定回路であり、８はモデル負荷６の端子電圧
を検出するための電圧検出回路である。９は基準
電圧設定回路７の出力と電圧検出回路８の出力と
を比較し差信号を出力する比較器であり、１０は
比較器９の出力に対応したパルス幅のパルスを比
較的高い例えば数ｋHzから10kHz程度の一定の周
波数で発振するパルス幅変調器を利用したスイツ
チング素子１３および２３の導通量を制御する駆
動回路である。

第２図の装置において、第２の出力回路２は、
クローズドループ方式のフイードバツクループ制
御系を構成している。モデル負荷６の電圧検出回
路８の出力電圧e_fがフイードバツクされて基準電
圧設定回路７の設定電圧e_rと比較器９で比較さ
れ、差電圧（e_r−e_f）を得る。駆動回路１０はこ
の差電圧によつて定まる幅のパルスを発生しスイ
ツチング素子２３をON−OFF制御する。この結
果、平滑回路２４を経た出力は基準電圧設定回路
７の設定値に正しく比例する値に保持される。一
方、第１の出力回路には何らフイードバツク系を
有せず、第２の出力回路によつて定まる駆動回路
の出力パルスによりスイツチング素子１３の導通
量が定まる。いま駆動回路１０の出力パルスによ
つてスイツチング素子２３のON時間がt1、OFF
時間がt2であるときスイツチング素子２３の出力
電圧の平均値Es2は、整流回路２２の出力電圧を
E2とすると、 Es2＝t1／t1＋t2・E2 となる。ここで平滑回路２４によつて定まる定数
をK2としたとき第２の出力回路２の出力電圧
Ed2は、 Ed2＝K2・Es2 ＝K2・t1／t1＋t2・E2 ……(1) となる。このとき、第１の出力回路１のスイツチ
ング素子１３も同じ駆動回路１０の出力パルスで
駆動されるから整流回路１２の出力電圧をE1と
したときスイツチング素子１３による平均出力電
圧Es1は、 Es1＝t1／t1＋t2・E1 となる。平滑回路１４によつて定まる定数をK1
とすれば、第１の出力回路１の出力電圧Ed1は、 Ed1＝K1・ES1＝K1・t1／t1＋t2・E1 ……(2) となる。(1)および(2)式より Ed1＝K1／K2・E1／E2・Ed2 ……(3) となる。

(3)式においてE1／E2は変換器１１および２１
の出力電圧で決定される。したがつて変圧器１１
および２１の入力を共通の交流電源から電力を得
るかまたは変圧器２１のかわりに変圧器１１に変
圧器２１にかわる補助巻線を設ければその比であ
るE1／E2は入力電圧の変動には無関係の一定の
値となる。またK1／K2の値は平滑回路１４およ
び２４の構造により一定である。したがつて第１
の出力回路の出力である溶接電圧Ed1は正しく基
準電圧設定回路７の設定値に比例することにな
る。しかもこの出力電圧は電源電圧や温度が変動
しても第２の出力回路２の特質上、その影響は十
分に補正され、かつ第１の出力回路１自体はオー
プンループ方式の制御系であるため、負荷の急激
な変動に対してもすぐれた応答性が得られる。こ
の結果、総合的に応答性がよく、しかも外乱に対
しても安定した出力特性を有する電源が実現でき
る。

ここでスイツチング素子を用いる理由について
説明する。従来の直流溶接電源においてはその出
力の制御はサイリスタを用いて商用交流電源を位
相制御により調整することが行なわれている。こ
のような位相制御による場合は出力にリツプル分
が非常に多く含まれており、これを溶接に支障の
ない程度に減少させるためにはサイリスタの出力
側に近い遮断周波数のローパスフイルタを設ける
必要がある。そしてこのフイルタ回路を簡略にす
るために三相全波整流、六相半波整流などの多相
整流回路が用いられている。しかし多相整流回路
を用いても商用交流を位相制御する限りはリツプ
ルの存在は皆無にはできず、また制御可能な最少
単位が商用交流波形の半波あるいは多相整流とし
たときはこの数分の１の期間であるので、微細な
出力の調整が困難であつた。また出力電圧をフイ
ードバツクする際にもこのリツプル分が誤差とし
て含まれるので、これを除去するためにフイルタ
ーを用いると、先にシヨートアーク溶接において
クローズドループ制御を行う場合の欠点として述
べたと同様にフイルターに含まれる遅れ要素のた
めに応答性の悪い制御系となつてしまう。

これに対して商用交流を一旦直流に交換した後
にスイツチング素子１３および２３によりチヨツ
パ制御すると出力の応答性はスイツチング素子以
降の応答性にのみ関係し、これより前、即ち商用
交流から直流を得る間の応答速度とは無関係とな
る。したがつて整流回路１２および２２には十分
低い遮断周波数のローパスフイルタ設けることが
可能となり、かつまた整流回路自体も単なるダイ
オードによる全位相にわたる整流を行うためリツ
プル分をほとんど含まない直流出力が容易に得ら
れる。もちろんこの整流回路を三相あるいは六相
などの多相整流回路にすればさらに完全な直流が
得られる。しかもこのようにして得られた直流電
圧はスイツチング素子により商用交流の周波数よ
りも十分に高い周波数のパルスでチヨツパ制御さ
れるので、その出力電圧にはこの高い周波数のリ
ツプル分しか含まれない。したがつて平滑回路１
４および２４は極く簡単なフイルタで十分にリツ
プルの除去が可能である。さらにこのような簡単
なフイルタ回路は遅れ要素が極めて小であるの
で、フイードバツク制御系を構成する第２の出力
回路の制御系においても何ら影響を与えないか
ら、負荷が固定のモデル負であることとともにフ
イードバツクループ方式の制御にもかかわらず極
めて優れた応答性を有するようになる。

＜発明が解決しようとする問題点＞ ところでスイツチング素子にトランジスタを用
いた場合には過電流に弱く、一度でも最大定格を
越えると永久破壊されることはよく知られてい
る。しかも本発明が対象とするアーク溶接におい
ては、出力端子が実質上短絡される機会が極めて
多く、特にシヨートアーク溶接法においてこの短
絡とアークとが常態的にくりかえされる。またこ
のシヨートアーク溶接法においては短絡発生時の
出力電流の立上り速度および最大電流の値には使
用する電極ワイヤによりそれぞれ適値があり、こ
れがあまり急速であつたり過大な電流となつたり
するとスパツターの発生が増加して溶接が不安定
となるばかりでなくブローホールの発生など溶接
結果に悪影響を及ぼすことが知られている。従来
これらの決定のためには出力回路に直列にリアク
トルを接続し、このリアクトルのインピーダンス
を適当に選定することによつて行なわれていたが
その選定は段階的でありかつその変更も簡単には
行えなかつた。

＜問題点を解決するための手段＞ 本発明においては、これを容易にかつ連続的に
行い得るようにしたもので、上限電流設定回路と
出力電流検出回路とを設けて出力電流が設定値よ
り大となつたときにはこれを検出して電流が過大
となるのを抑制せんとするものである。

＜実施例＞ 第３図は本発明の実施例を示す構成図である。
同図において、１〜２４は第２図に示した従来装
置と同様の機能を有するものを示す。３１は第１
の出力回路１の出力電流を検出する電流検出器、
３２な出力電流の上限値を設定する上限電流設定
回路である。３３は電流検出器３１の出力Ifと上
限電流設定回路３２の出力Irとを比較しIr＜Ifと
なつたときに差出力Ir−If＝ｉを発生する電流比
較器である。また９′は基準電圧設定回路７の出
力Erとモデル負荷の端子電圧検出回路８の出力
Efとを比較し差出力Er−Ef＝ｅを得る電圧比較
器である。１０２は電圧比較器９′の出力に対応
して第２のスイツチング素子２３を駆動するため
の第２の駆動回路である。１０１は電圧比較器
９′の出力ｅと電流比較器３３の出力ｉとを受け
て両入力信号の合成信号に対応した信号によりス
イツチング素子１３の導通量を決定するパルスを
発生する第１の駆動回路である。第２の出力回路
２は第２図に示した実施例と同様に出力電圧Ef
と基準電圧設定器７の設定電圧Erとが比較され
差電圧ｅにより第２のスイツチング素子２３の導
通量が制御されて出力電圧Efを常に設定電圧Er
に比例した値に維持するように動作する。

一方、第１の出力回路１も出力電流Ifが上限電
流設定値Irを超えない間は、電流比較器３３から
は何も出力されないから第２図に示した従来装置
と同様に第２のスイツチング素子２３と対応した
導通量となるように第１のスイツチング素子１３
が制御されて出力電圧を基準電圧設定器７の設定
値Erに比例した値に保つ。

次に出力電流Ifが上限電流設定値Irより大とな
つたときを考える。このとき電流比較器３３は両
者の差信号Ir−If＝ｉを出力する。この出力信号
ｉは電圧比較器９′の出力ｅお第１の駆動回路１
０１において合成される。この合成に際してｉの
比率をｅに対して十分大としておくか、または電
圧比較器９′の出力ｅによりスイツチング素子１
３を導通させるパルスの平均流通時間を調整し、
かつ電流比較器３３の出力ｉによりパルスの振幅
を調整するようにしておけば、第１の駆動回路１
０１はその内部において略ｉに対応したパルスを
発生するので第１の出力回路の出力は常に上限設
定器３２の設定値Irに比例した値を越えることは
なく、設定電流付近では略定電流特性となる。こ
のときの外部特性を出力電流に横軸に、出力電圧
を縦軸にして第４図のイに示す。

ところで先に説明したような短絡とアークとを
繰り返す行うシヨートアーク溶接法においては必
らずしもこの外部特性が設定値において完全な定
電流特性に近い法がよいとは限らない。即ち短絡
の前後において電圧・電流特性に若干の傾斜を設
けた方が溶接の安定性に有利な場合がある。この
ような場合には、第１の駆動回路１０１に電圧比
較器９′の出力ｅおよび電流比較器３３の出力ｉ
にそれぞれ零以外の係数ａおよびｂを乗じて合成
信号（ae＋bi）なる信号を得る演算回路を設け
て、この演算結果をパルス幅変調器に入力して第
１のスイツチング素子１３を駆動するパルスを得
るようにすればよい。この場合、係数ａおよびｂ
の選定により第４図のロおよびハに示すように出
力電流が上限設定値を越えるまでは完全な定電圧
特性を示すが、出力電流が上限設定値を越えた後
は傾きが（−ｂ／ａ）を有してスロープ状に変化
する外部出力特性となる。このとき出力電流の最
大値、即ち特性曲線の電流軸との交点Imaxは、
つぎのようにして求めることができる。

制御系のゲインガ十分大であれば、 ae＋bi ＝ａ(Er-Ef)＋ｂ(Ir-If) ≒０ ……(4) となるから、上記(4)式においてEf＝０としてお
けば、 Imax＝１／ｂ・(aEr+bIr) ……(5) となる。

したがつて係数ａ、ｂを適宜に定めることによ
り任意の傾きの外部特性曲線が得られ、そのとき
の短絡電流の値は上記(5)式によつて求められる。
この場合、短絡電流Imaxの値をスイツチング素
子１３の安全定格電流以内に定めることはもちろ
んである。

上記第３図の実施例においては、スイツチング
素子の駆動回路１０１および１０２は入力信号に
対応した幅のパルスを圧定周波数で発生するパル
ス幅変調器を利用するものとして説明したがこれ
ら駆動回路は上記に限られるものではなく、パル
ス幅は一定で入力信号に対応した周波数のパルス
を発生する電圧制御発振器を利用しても同様の目
的は達成できる。また、これら駆動回路の第１の
スイツチング素子との間をフオトカプラにより光
電的に結合すれば強電流回路である第１の出力回
路と弱電流回路である第２の出力回路との唯一の
接合点を完全に絶縁することができるので外部ノ
イズの影響を皆無にできる。またこのようにする
ことによつて弱電流回路への強電流信号の混入を
完全に防止でき安全性および信頼性を飛躍的に向
上させることができる。

さらに溶接条件は使用する溶接電極に対応して
一義的に定まることが多いので出力電流の上限値
を制限する機能をも兼ね備えた本発明において
は、上限電流値を他の溶接条件例えば出力電圧の
設定値に連動させたり、または電極の送給速度に
よつて溶接電流が定まることから溶接電極の送給
速度設定値に連動させることによつて出力設定動
作の一元化が可能となる。この場合、上限電流設
定器は基準電圧設定値や溶接電極の送給速度設定
器の出力を受けてこれに対応した出力を得る係数
器を上限電流設定回路として用いればよい。

＜発明の効果＞ 以上のように本発明の直流溶接電源において
は、負荷の急変に対する過渡特性はオープンルー
プ方式の特長である優れた応答性を有し、電源電
圧、温度その他の外乱に対してはフイードバツク
ループ方式の特長である優れた精度を有し、しか
も出力の調整を商用交流を整流回路により直流に
変換した後、スイツチング素子によりON−OFF
制御するチヨツパ制御により行うので、このチヨ
ツパ周波数の商用交流の周波数にくらべて十分高
い値に設定することにより出力の平滑が極めて容
易に行えるので出力中のリツプルの除去は容易に
行える。しかもこの平滑のための回路の時定数は
極く短いもので十分であるのでフイードバツクル
ープの応答性も通常の商用周波を位相制御する従
来例に比べて極めて良好となる。さらに設定され
た上限値以上に出力電流が増加したときは、上限
値に制限されるかまたは一定のスロープで出力電
圧電流特性が垂下するので、出力短絡が頻繁に発
生するアーク溶接においてもスイツチング素子が
過電流で破壊されることがなく、またアーク溶接
に適した短絡時の電流変化特性を得ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１はシヨートアーク溶接時の溶接電圧の変化
の様子を示す図、第２図は従来の装置の例を示す
構成図、第３は本発明の実施例を示す構成図、第
４図は第３図の実施例によつて実現される本発明
の溶接電源の外部出力特性図である。 １……第１の出力回路、２……第２の出力回
路、６……モデル負荷、７……基準電圧設定回
路、８……電圧検出器、９……比較器、９′……
電圧比較器、１０……駆動回路、１１，２１……
変圧器、１２，２２……整流回路、１３，２３…
…スイツチング素子、３１……電流検出器、３２
……上限電流設定回路、３３……電流比較器、１
０１……第１の駆動回路、１０２……第２の駆動
回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流電源から溶接に適した電圧の出力を得る
   変圧器と、前記変圧器の出力を整流して直流出力
   を得る整流回路およびスイツチング素子を用いて
   溶接負荷に電力を供給する第１の出力回路と、前
   記第１の出力回路と同構成で略固定のモデル負荷
   に出力を供給する小容量の第２の出力回路と、前
   記第２の出力回路の出力電圧を設定するための基
   準電圧設定回路と、前記モデル負荷の端子電圧を
   検出する電圧検出回路と、前記基準電圧設定回路
   の出力電圧と前記電圧検出回路の出力電圧とを比
   較し差電圧ｅを得る電圧比較器と、出力電流の最
   大値を設定する上限電流設定回路と、出力電流検
   出器と、前記出力電流検出器の出力信号が前記上
   限電流設定回路の出力信号を超えて大となつたと
   きに両信号の差に応じた信号ｉを出力する電流比
   較器と、前記電圧比較器の出力と電流比較器の出
   力との合成信号に対応した信号により前記第１の
   出力回路のスイツチング素子の導通量を制御する
   第１の駆動回路と、前記電圧比較器の出力信号に
   より前記第２の出力回路のスイツチング素子の導
   通量を制御する第２の駆動回路とを具備した直流
   溶接電源。 ２ 前記第１の駆動回路と前記第１の出力回路の
   スイツチング素子とは、フオトカプラにより結合
   した特許請求の範囲第１項に記載の直流溶接電
   源。 ３ 前記第１および第２の駆動回路は、入力信号
   に対応した幅のパルスを一定周期で発生するパル
   ス幅変調器である特許請求の範囲第１項または第
   ２項に記載の直流溶接電源。 ４ 前記第１および第２の駆動回路は、入力信号
   に対応した周波数のパルスを一定のパルス幅で発
   生する電圧制御発振器である特許請求の範囲第１
   項または第２項に記載の直流溶接電源。 ５ 前記第１の駆動回路には、前記電圧比較器の
   出力ｅに係数ａ（ただしａは零以外の任意の数）
   を乗じ、前記電流比較器の出力ｉに係数ｂ（ただ
   しｂは零以外の任意の数）を乗じ、合成出力
   （ae＋bi）を得る演算回路を含む特許請求の範囲
   第１項ないし第４項のいずれか一つに記載の直流
   溶接電源。 ６ 前記上限電流設定回路は、前記基準電圧設定
   器の出力信号を受けて設定信号に対応した信号を
   出力する回路である特許請求の範囲第１項に記載
   の直流溶接電源。 ７ 前記上限電流設定回路は、別途用意される溶
   接電極送給速度制御装置から送給速度設定信号を
   受けて設定信号に対応した信号を出力する回路で
   ある特許請求の範囲第１項に記載の直流溶接電
   源。