JPH03265463A - マグアンプ回路付加型電圧及び電流共振コンバータ - Google Patents
マグアンプ回路付加型電圧及び電流共振コンバータInfo
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- JPH03265463A JPH03265463A JP6326190A JP6326190A JPH03265463A JP H03265463 A JPH03265463 A JP H03265463A JP 6326190 A JP6326190 A JP 6326190A JP 6326190 A JP6326190 A JP 6326190A JP H03265463 A JPH03265463 A JP H03265463A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
電圧共振型フォワードコンバータ及び電流共振型フォワ
ードコンバータに関し、 スイッチング周波数を一定にして出力電圧を制御するこ
とを目的とし、 電源電圧を変換する電源トランスの１次側にスイッチン
グトランジスタを一定の発振周波数で駆動する駆動回路
と、該スイッチングトランジスタに正弦波状の電圧を印
加するための電圧共振回路を有し、該電源トランスの２
次側に出力電流を整流平滑化して負荷側に直流出力を供
給する整流平滑回路を有し、 該電源トランスの２次側と該整流平滑回路との〔産業上
の利用分野〕 本発明は、電圧共振型コンバータ及び電流共振型コンバ
ータのマグアンプ付加回路に関する。
ードコンバータに関し、 スイッチング周波数を一定にして出力電圧を制御するこ
とを目的とし、 電源電圧を変換する電源トランスの１次側にスイッチン
グトランジスタを一定の発振周波数で駆動する駆動回路
と、該スイッチングトランジスタに正弦波状の電圧を印
加するための電圧共振回路を有し、該電源トランスの２
次側に出力電流を整流平滑化して負荷側に直流出力を供
給する整流平滑回路を有し、 該電源トランスの２次側と該整流平滑回路との〔産業上
の利用分野〕 本発明は、電圧共振型コンバータ及び電流共振型コンバ
ータのマグアンプ付加回路に関する。
交換機や伝送機器等に使用される通信機器の電源には、
Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ等の直流人力／直流出力の電
源回路が一般的に使用されているが、これらの電源は入
力電圧４８Ｖの電源を出力電圧上５ｖ或いは±１２Ｖに
変換して通信機器の電源用として使用している。従来こ
れらのコンバータとしてはスイッチング式が採用されて
おり、入力電圧をスイッチングトランジスタのオンオフ
により制御して電源トランスの１次側に入力し、電源ト
ランスの２次側からの交流出力を整流平滑化して負荷側
に直流電圧を供給している。この直流出力を制御回路に
フィードバックして電源トランスの１次側のスイッチン
グトランジスタのオンオフを制御し、負荷による出力電
圧の変動を自動制御している。しかしこれらのコンバー
タではスイッチングトランジスタのオンオフ周波数を制
御するため、電流のオンオフ時の立ち上がり及び立ち下
がりのスイッチングロスが生じる問題があった。このス
イッチングロスを避けるためスイッチング周波数を変動
させて制御する電圧共振型コンバータ或いは電流共振型
コンバータが採用されている。
Ｄ Ｃ／Ｄ Ｃコンバータ等の直流人力／直流出力の電
源回路が一般的に使用されているが、これらの電源は入
力電圧４８Ｖの電源を出力電圧上５ｖ或いは±１２Ｖに
変換して通信機器の電源用として使用している。従来こ
れらのコンバータとしてはスイッチング式が採用されて
おり、入力電圧をスイッチングトランジスタのオンオフ
により制御して電源トランスの１次側に入力し、電源ト
ランスの２次側からの交流出力を整流平滑化して負荷側
に直流電圧を供給している。この直流出力を制御回路に
フィードバックして電源トランスの１次側のスイッチン
グトランジスタのオンオフを制御し、負荷による出力電
圧の変動を自動制御している。しかしこれらのコンバー
タではスイッチングトランジスタのオンオフ周波数を制
御するため、電流のオンオフ時の立ち上がり及び立ち下
がりのスイッチングロスが生じる問題があった。このス
イッチングロスを避けるためスイッチング周波数を変動
させて制御する電圧共振型コンバータ或いは電流共振型
コンバータが採用されている。
従来の電圧共振型・電流共振型コンバータの接続構成図
を第５図に示す。図（ａ）は電圧共振型コンバータ、図
（ｂ）は電流共振型コンバータを示す。
を第５図に示す。図（ａ）は電圧共振型コンバータ、図
（ｂ）は電流共振型コンバータを示す。
図（ａ）及び図（ｂ）において、２１は電源トランス、
２２はスイッチングトランジスタＴｒｉのオンオフを駆
動する駆動回路、２３はＴｒｉに正弦波状の電圧を付加
するための電圧共振回路、２４は整流平滑回路、２５は
周波数を制御する制御回路、２６はＴｒｉに正弦波状の
電流を流すための電流共振回路、２７は出力電圧を検出
し、その電圧に応じて発振周波数を変えるための電圧／
周波数変換回路を示す。
２２はスイッチングトランジスタＴｒｉのオンオフを駆
動する駆動回路、２３はＴｒｉに正弦波状の電圧を付加
するための電圧共振回路、２４は整流平滑回路、２５は
周波数を制御する制御回路、２６はＴｒｉに正弦波状の
電流を流すための電流共振回路、２７は出力電圧を検出
し、その電圧に応じて発振周波数を変えるための電圧／
周波数変換回路を示す。
図（ａ）の共振回路２３は電源トランス２１の１次側に
設けられ、図（ｂ）の共振回路２６は電源トランス２１
０２次側に設けられている。共振回路２３及び２６はそ
れぞれ線輪ＬｒとコンデンサＣｒとからなり、スイッチ
ングトランジスタＴｒｉの周波数を変動させて、出力電
圧の安定化を図っている。
設けられ、図（ｂ）の共振回路２６は電源トランス２１
０２次側に設けられている。共振回路２３及び２６はそ
れぞれ線輪ＬｒとコンデンサＣｒとからなり、スイッチ
ングトランジスタＴｒｉの周波数を変動させて、出力電
圧の安定化を図っている。
上記従来の電圧共振型コンバータ・電流共振型コンバー
タの電圧共振回路・電流共振回路の動作特性を第６図に
示す。図（ａ）は電圧共振型コンバータの動作特性、図
（ｂ）は電流共振型コンバータの動作特性を示す。
タの電圧共振回路・電流共振回路の動作特性を第６図に
示す。図（ａ）は電圧共振型コンバータの動作特性、図
（ｂ）は電流共振型コンバータの動作特性を示す。
図（ａ）において、スイッチングトランジスタＴｒｉ
のドレイン電流をＩＤ とし、コンデンサＣｒの両端電
圧をＶｅｒとすると、Ｔｒｉのオン時に電流ＩＤが流れ
、Ｔｒｉのオフ時に正弦波状の電圧■。が印加される。
のドレイン電流をＩＤ とし、コンデンサＣｒの両端電
圧をＶｅｒとすると、Ｔｒｉのオン時に電流ＩＤが流れ
、Ｔｒｉのオフ時に正弦波状の電圧■。が印加される。
したがってＴｒｌのターンオン・ターンオフ時の電圧・
電流波形の交叉部分がなくなるためターンオン・ターン
オフ時のロスはな（なる。
電流波形の交叉部分がなくなるためターンオン・ターン
オフ時のロスはな（なる。
本回路は、この発振周波数ｒｓを変動させて、出力電圧
の安定化を図っている。発振周波数ｆｓと出力電流Ｉ。
の安定化を図っている。発振周波数ｆｓと出力電流Ｉ。
との関係は、出力電流が大きくなるに従い発振周波数を
下げて出力電圧が一定になるように動作している。即ち
軽負荷時スイッチング周波数を上げ、全負荷時周波数を
下げて出力電圧を安定化している。
下げて出力電圧が一定になるように動作している。即ち
軽負荷時スイッチング周波数を上げ、全負荷時周波数を
下げて出力電圧を安定化している。
図（ｂ）において、スイッチングトランジスタＴｒｉの
ドレイン電流をＩｎ とし、ドレイン−ソース間の電圧
を■。、とすると、Ｔｒｉのオン時、正弦波状のドレイ
ン電流が流れ、Ｔｒｉのオフ時、■。。
ドレイン電流をＩｎ とし、ドレイン−ソース間の電圧
を■。、とすると、Ｔｒｉのオン時、正弦波状のドレイ
ン電流が流れ、Ｔｒｉのオフ時、■。。
が印加される。従って、Ｔｒｉのターンオン・ターンオ
フ時の電圧・電流波形の交叉部分がなくなるため、ター
ンオン・ターンオフ時のロスはなくなる。本回路も発振
周波数を変動させて、出力電圧の安定化を図っている。
フ時の電圧・電流波形の交叉部分がなくなるため、ター
ンオン・ターンオフ時のロスはなくなる。本回路も発振
周波数を変動させて、出力電圧の安定化を図っている。
即ち発振周波数ｆｓは出力電圧Ｅ。を一定にするため、
出力電流Ｉ０が上がると発振周波数も上がる。したがっ
てスイッチング周波数を変えて出力電圧が一定になるよ
うに動作する。即ち軽負荷時スイッチング周波数を下げ
、全負荷時周波数を上げて出力電圧を安定化している。
出力電流Ｉ０が上がると発振周波数も上がる。したがっ
てスイッチング周波数を変えて出力電圧が一定になるよ
うに動作する。即ち軽負荷時スイッチング周波数を下げ
、全負荷時周波数を上げて出力電圧を安定化している。
従来の電圧共振型コンバータの場合、出力電圧の変動に
対してスイッチング周波数が変動する。
対してスイッチング周波数が変動する。
したがって高い精度の電圧／周波数変換回路２７を必要
とする。また、−次側と２次側を絶縁するための絶縁回
路が必要となる。これは出力電圧を２次側で検出し、１
次側で制御を行っているために、１次と２次を絶縁する
回路が必要となるためである。
とする。また、−次側と２次側を絶縁するための絶縁回
路が必要となる。これは出力電圧を２次側で検出し、１
次側で制御を行っているために、１次と２次を絶縁する
回路が必要となるためである。
また、電流共振型コンバータの場合にも出力電圧の変動
に対して高い精度の電圧／周波数変換回路２７が必要と
なる。更に１次側と２次を絶縁するための絶縁回路が必
要である。
に対して高い精度の電圧／周波数変換回路２７が必要と
なる。更に１次側と２次を絶縁するための絶縁回路が必
要である。
本発明は、電圧又は電流共振型コンバータにおいて、一
定のスイッチング周波数で制御を可能にするため、２次
側にマグアンプ回路を付加し、電圧／周波数変換回路を
不要にすることを目的とする。
定のスイッチング周波数で制御を可能にするため、２次
側にマグアンプ回路を付加し、電圧／周波数変換回路を
不要にすることを目的とする。
本発明のマグアンプ回路付加型電圧共振コンバータ及び
電流共振型コンバータの原理構成図を第１図に示す。図
（ａ）はマグアンプ回路付加型電圧共振コンバータ、図
（ｂ）はマグアンプ回路付加型電流共振コンバータ、図
（ｃ）は入力電圧帰還型マグアンプ回路付加電流共振コ
ンバータ、図（ｄ）は多入力型マグアンプ回路付加電流
共振コンバータを示す。
電流共振型コンバータの原理構成図を第１図に示す。図
（ａ）はマグアンプ回路付加型電圧共振コンバータ、図
（ｂ）はマグアンプ回路付加型電流共振コンバータ、図
（ｃ）は入力電圧帰還型マグアンプ回路付加電流共振コ
ンバータ、図（ｄ）は多入力型マグアンプ回路付加電流
共振コンバータを示す。
図において、１は電源電圧を変換する電源トランス、２
は該電源トランスの１次側のスイッチングトランジスタ
を一定の発振周波数で駆動する駆動回路、３は該スイッ
チングトランジスタに正弦波状の電圧を印加するための
電圧共振回路、４は該電源トランスの２次側の出力電圧
を整流平滑化して負荷側に直流出力を供給する整流平滑
回路、５は該電源トランスの２次側と該整流平滑回路と
の間に接続される可飽和トランスと整流器と制御回路よ
りなるマグアンプ回路、６は電源トランスの２次側に接
続され、該スイッチングトランジスタに正弦波状の電流
を流すための電流共振回路、７は電源トランスの１次側
の駆動回路に接続される入力電圧帰還回路、８は電源ト
ランスの２次側に接続されるパルス幅変換回路を示す。
は該電源トランスの１次側のスイッチングトランジスタ
を一定の発振周波数で駆動する駆動回路、３は該スイッ
チングトランジスタに正弦波状の電圧を印加するための
電圧共振回路、４は該電源トランスの２次側の出力電圧
を整流平滑化して負荷側に直流出力を供給する整流平滑
回路、５は該電源トランスの２次側と該整流平滑回路と
の間に接続される可飽和トランスと整流器と制御回路よ
りなるマグアンプ回路、６は電源トランスの２次側に接
続され、該スイッチングトランジスタに正弦波状の電流
を流すための電流共振回路、７は電源トランスの１次側
の駆動回路に接続される入力電圧帰還回路、８は電源ト
ランスの２次側に接続されるパルス幅変換回路を示す。
該電源トランスの２次側に接続されたマグアンプ回路の
可飽和トランスの制御により該整流平滑回路からの出力
電圧が負荷変動に対して一定になるように構成する。
可飽和トランスの制御により該整流平滑回路からの出力
電圧が負荷変動に対して一定になるように構成する。
第１図（ａ）の電圧共振型コンバータにおいて、駆動回
路２のオンオフ周波数によりスイッチングトランジスタ
Ｔｒｉのオン時に、電源トランスｌの２次側に電力を供
給する。２次側に送り込まれた電力はマグアンプ回路５
により制御され、スイッチング周波数は一定で動作する
。マグアンプ回路５の可飽和トランスＳＲの非飽和の状
態と飽和の状態の比を変えて、出力電圧が一定になるよ
うに動作する。
路２のオンオフ周波数によりスイッチングトランジスタ
Ｔｒｉのオン時に、電源トランスｌの２次側に電力を供
給する。２次側に送り込まれた電力はマグアンプ回路５
により制御され、スイッチング周波数は一定で動作する
。マグアンプ回路５の可飽和トランスＳＲの非飽和の状
態と飽和の状態の比を変えて、出力電圧が一定になるよ
うに動作する。
同様に第１図（ｂ）の電流共振型コンバータにおいて、
駆動回路２０オンオフ周波数によりスイッチングＦ・ラ
ンジスタＴｒｉのオン時に電源ｌ・ランス１の２次側に
電力を供給し、２次側に送り込まれた電力はマグアンプ
回路５により制御され、スイッチング周波数は一定で動
作する。マグアンプ回路５の動作は、出力電圧を一定に
するために可飽和トランスＳＲの非飽和の状態と飽和の
状態との比を変えている。
駆動回路２０オンオフ周波数によりスイッチングＦ・ラ
ンジスタＴｒｉのオン時に電源ｌ・ランス１の２次側に
電力を供給し、２次側に送り込まれた電力はマグアンプ
回路５により制御され、スイッチング周波数は一定で動
作する。マグアンプ回路５の動作は、出力電圧を一定に
するために可飽和トランスＳＲの非飽和の状態と飽和の
状態との比を変えている。
第１図（ｃ）の入力電圧帰還型マグアンプ回路付加電流
共振コンバータにおいては、入力電圧帰還回路７により
入力電圧変動に対してスイッチングトランジスタのオン
時間を調整するようにしている。
共振コンバータにおいては、入力電圧帰還回路７により
入力電圧変動に対してスイッチングトランジスタのオン
時間を調整するようにしている。
第１図（ｄ）の多入力型マグアンプ回路付加電流共振コ
ンバータにおいては、パルス幅変調回路８よりの出力電
圧も負荷変動に対して一定で動作するよ・うにしている
。
ンバータにおいては、パルス幅変調回路８よりの出力電
圧も負荷変動に対して一定で動作するよ・うにしている
。
［実施例］
上記マグアンプ回路伺加型電流共振コンバータの実施例
の接続構成図を第２図に示す。図において、１１は電源
トランス、１２は駆動回路、１４は整流平滑回路、１５
はマグアンプ回路、１６は電流共振回路を示す。電流共
振回路１６は線輪ＬｒとコンデンサＣｒとからなり、コ
ンデンサＣｒは整流平滑回路１４の線輪Ｌｌとコンデン
サＣ８とに並列に接続される。負荷Ｒ６の両端電圧をＥ
。とじや荷電流を１゜とする。マグアンプ回路１５は可
飽和トランスＳＩＮと整流４器り。と制御回路とからな
り、制御回路は出力側のコンデンサＣ，の両端電圧Ｅ０
をフィードバックして、マグアンプ回路１５の可飽和ト
ランスＳＲを制御する。マグアンプ回路１５は２次側に
設けられ、１次側の駆動回路１２とは絶縁されている。
の接続構成図を第２図に示す。図において、１１は電源
トランス、１２は駆動回路、１４は整流平滑回路、１５
はマグアンプ回路、１６は電流共振回路を示す。電流共
振回路１６は線輪ＬｒとコンデンサＣｒとからなり、コ
ンデンサＣｒは整流平滑回路１４の線輪Ｌｌとコンデン
サＣ８とに並列に接続される。負荷Ｒ６の両端電圧をＥ
。とじや荷電流を１゜とする。マグアンプ回路１５は可
飽和トランスＳＩＮと整流４器り。と制御回路とからな
り、制御回路は出力側のコンデンサＣ，の両端電圧Ｅ０
をフィードバックして、マグアンプ回路１５の可飽和ト
ランスＳＲを制御する。マグアンプ回路１５は２次側に
設けられ、１次側の駆動回路１２とは絶縁されている。
上記実施例のマグアンプ回路の動作特性を第３図に示す
。図において、■ｏを可飽和トランスＳＲの両端電圧、
■１を電源トランス１１の２次側の両端電圧、■２を共
振回路１６のコンデンサＣｒの両端電圧とすると、可飽
和トランスＳＲは制御回路の制御電流に応じてインピー
ダンスが変動し、ＳＲに印加される電圧時間積が変動す
る。電源トランスの２次側の電圧ｖＩが変動してその電
圧■１が高くなったときは、可飽和トランスＳＲの印加
される電圧時間積ｃｖｏ−ｔ）を大きくして、コンデン
サＣｒに印加される時間を短くしている。また、この電
圧■１が低くなったときは、可飽和トランスＳＲに印加
される電圧時間（ＶＯ−ｔ）を小さくして、コンデンサ
Ｃｒに印加される時間を長くし７ている。以上のような
動作をすることにより出力電圧の安定可を図っている。
。図において、■ｏを可飽和トランスＳＲの両端電圧、
■１を電源トランス１１の２次側の両端電圧、■２を共
振回路１６のコンデンサＣｒの両端電圧とすると、可飽
和トランスＳＲは制御回路の制御電流に応じてインピー
ダンスが変動し、ＳＲに印加される電圧時間積が変動す
る。電源トランスの２次側の電圧ｖＩが変動してその電
圧■１が高くなったときは、可飽和トランスＳＲの印加
される電圧時間積ｃｖｏ−ｔ）を大きくして、コンデン
サＣｒに印加される時間を短くしている。また、この電
圧■１が低くなったときは、可飽和トランスＳＲに印加
される電圧時間（ＶＯ−ｔ）を小さくして、コンデンサ
Ｃｒに印加される時間を長くし７ている。以上のような
動作をすることにより出力電圧の安定可を図っている。
本発明の応用例の接続構成図を第４図！に示す。
図（ａ）は入力電圧帰還型マグアンプ回路付加電流共振
コンバータ、図（ｂ）は多出力型マグアンプ回路付加電
流共振コンバータを示す。
コンバータ、図（ｂ）は多出力型マグアンプ回路付加電
流共振コンバータを示す。
図（ａ）の入力電圧帰還型マグアンプ回路付加電流共振
コンバータの場合は、駆動回路１２に入力電圧帰還回路
１７を設け、スイッチングトランジスタの導通時間を可
変にして、入力端子変動心コ対してＴＲＩのオン時間が
変動するようにする。即ち、ＴＲＩのオンの時２次側に
電力を供給する方式で、入力端子変動に無関係にＴＲＩ
の２次側に印加される電圧・時間積が一定となる回路で
ある。またマグアンプ回路１５の可飽和トランスＳＲの
非飽和・飽和の状態の比を変えて、出力電圧を安定化し
ている。
コンバータの場合は、駆動回路１２に入力電圧帰還回路
１７を設け、スイッチングトランジスタの導通時間を可
変にして、入力端子変動心コ対してＴＲＩのオン時間が
変動するようにする。即ち、ＴＲＩのオンの時２次側に
電力を供給する方式で、入力端子変動に無関係にＴＲＩ
の２次側に印加される電圧・時間積が一定となる回路で
ある。またマグアンプ回路１５の可飽和トランスＳＲの
非飽和・飽和の状態の比を変えて、出力電圧を安定化し
ている。
図（ｂ）の多出力型マグアンプ回路付加電流共振コンバ
ータの場合は、パルス幅変調回路１８を付加したマグア
ンプ回路付加電流共振コンバータで、ＴＲＩのオン時２
次側に電力を供給し、一方の出力電圧を検出し、１次側
へその出力信号をパルス幅変調回路１８の制御回路を介
して送出してＴＲＹのオン時間を変えることによりパル
ス幅を変調する回路で、出力電圧が一定になるように制
御され、他方の出力回路は電流共振コンバータにマグア
ンプ回路１５を付加した回路で、実施例と同様に可飽和
トランスの非飽和・飽和の状態の比を変えて、出力電圧
を安定化している。
ータの場合は、パルス幅変調回路１８を付加したマグア
ンプ回路付加電流共振コンバータで、ＴＲＩのオン時２
次側に電力を供給し、一方の出力電圧を検出し、１次側
へその出力信号をパルス幅変調回路１８の制御回路を介
して送出してＴＲＹのオン時間を変えることによりパル
ス幅を変調する回路で、出力電圧が一定になるように制
御され、他方の出力回路は電流共振コンバータにマグア
ンプ回路１５を付加した回路で、実施例と同様に可飽和
トランスの非飽和・飽和の状態の比を変えて、出力電圧
を安定化している。
電圧共振型コンバータ・電流共振型コンバータにマグア
ンプ回路を付加することにより、■スイッチング周波数
が一定で制御が可能となる。
ンプ回路を付加することにより、■スイッチング周波数
が一定で制御が可能となる。
■従来の電圧／周波数変換回路が不要となる。−般に電
圧／周波数変換回路は出力電圧の精度に大きく影響を与
えるために高精度の変換回路を必要としている。
圧／周波数変換回路は出力電圧の精度に大きく影響を与
えるために高精度の変換回路を必要としている。
■マグアンプ回路により２次側制御が可能となるため、
制御回路部の１次と２次の絶縁が不要となる。
制御回路部の１次と２次の絶縁が不要となる。
６、１６．２６は電流共振回路、７，１７は入力電圧帰
還回路、８，１８はパルス幅変調回路、２７は電圧／周
波数変換回路を示す。
還回路、８，１８はパルス幅変調回路、２７は電圧／周
波数変換回路を示す。
第１図は本発明の原理構成図、第２図は実施例の接続構
成図、第３図は実施例の動作特性図、第４図は応用例の
接続構成図、第５図は従来例の接続構成図、第６図は従
来例の動作特性図を示す。 図において、１．ＩＬ ２１は電源トランス、２゜１２
、２２は駆動回路、３．２３は電圧共振回路、４゜１４
、２４は整流平滑回路、５．１５はマグアンプ回路、−
〉 ＩＯ −〉 ０ （ａ）電圧共振型コンバータ （ｂ）電流共振型コンバータ 従来例の動作特性図 第 図
成図、第３図は実施例の動作特性図、第４図は応用例の
接続構成図、第５図は従来例の接続構成図、第６図は従
来例の動作特性図を示す。 図において、１．ＩＬ ２１は電源トランス、２゜１２
、２２は駆動回路、３．２３は電圧共振回路、４゜１４
、２４は整流平滑回路、５．１５はマグアンプ回路、−
〉 ＩＯ −〉 ０ （ａ）電圧共振型コンバータ （ｂ）電流共振型コンバータ 従来例の動作特性図 第 図
Claims (4)
- （１）電源電圧を変換する電源トランス（１）の１次側
にスイッチングトランジスタを一定の発振周波数で駆動
する駆動回路（２）と、該スイッチングトランジスタに
正弦波状の電圧を印加するための電圧共振回路（３）を
有し、該電源トランス（１）の２次側に出力電流を整流
平滑化して負荷側に直流出力を供給する整流平滑回路（
４）を有する電圧共振型コンバータにおいて、 該電源トランス（１）の２次側と該整流平滑回路（４）
との間に、可飽和トランスと整流器と制御回路よりなる
マグアンプ回路（５）を設けたことを特徴とするマグア
ンプ回路付加型電圧共振コンバータ。 - （２）電源電圧を変換する電源トランス（１）の１次側
にスイッチングトランジスタを一定の発振周波数で駆動
する駆動回路（２）を有し、該電源トランス（１）の２
次側に該スイッチングトランジスタに正弦波状の電流を
流すための電流共振回路（６）と、出力電流を整流平滑
化して負荷側に直流出力を供給する整流平滑回路（４）
を有する電流共振型コンバータにおいて、 該電源トランス（１）の２次側の電流共振回路（６）と
該整流平滑回路（４）との間に、可飽和トランスと整流
器と制御回路よりなるマグアンプ回路（５）を設けたこ
とを特徴とするマグアンプ回路付加型電流共振コンバー
タ。 - （３）電源トランスの１次側の駆動回路（２）に、入力
電圧変動に対してスイッチングトランジスタのオン時間
を制御する入力電圧帰還回路（７）を有する入力電圧帰
還型電流共振コンバータにおいて、該電源トランスの２
次側にマグアンプ回路（５）を、設けたことを特徴とす
る請求範囲２項記載のマグアンプ回路付加型電流共振コ
ンバータ。 - （４）電源トランスの２次側に、スイッチングトランジ
スタのパルス幅を制御するパルス幅変調回路（８）を有
する多出力型電流共振コンバータにおいて、該電源トラ
ンスの２次側にマグアンプ回路（５）を設けたことを特
徴とする請求範囲２項記載のマグアンプ回路付加型電流
共振コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6326190A JPH03265463A (ja) | 1990-03-14 | 1990-03-14 | マグアンプ回路付加型電圧及び電流共振コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6326190A JPH03265463A (ja) | 1990-03-14 | 1990-03-14 | マグアンプ回路付加型電圧及び電流共振コンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03265463A true JPH03265463A (ja) | 1991-11-26 |
Family
ID=13224161
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6326190A Pending JPH03265463A (ja) | 1990-03-14 | 1990-03-14 | マグアンプ回路付加型電圧及び電流共振コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH03265463A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003092880A (ja) * | 2001-09-20 | 2003-03-28 | Fuji Electric Co Ltd | 多出力直流−直流変換装置 |
-
1990
- 1990-03-14 JP JP6326190A patent/JPH03265463A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003092880A (ja) * | 2001-09-20 | 2003-03-28 | Fuji Electric Co Ltd | 多出力直流−直流変換装置 |
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