JPH0252885B2 - - Google Patents
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- JPH0252885B2 JPH0252885B2 JP58229289A JP22928983A JPH0252885B2 JP H0252885 B2 JPH0252885 B2 JP H0252885B2 JP 58229289 A JP58229289 A JP 58229289A JP 22928983 A JP22928983 A JP 22928983A JP H0252885 B2 JPH0252885 B2 JP H0252885B2
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Description
【発明の詳細な説明】 本発明はC−MOS増幅器に関するものである。[Detailed description of the invention] The present invention relates to a C-MOS amplifier.
従来、第1図のようにC−MOSインバータを
縦続接続したC−MOS増幅器が多方面で利用さ
れている。この例は4段接続したもので、Pチヤ
ンネルMOS−FET1〜4、NチヤンネルMOS−
FET5〜8および帰還抵抗9からなつている。
PチヤンネルMOS−FET1〜4およびNチヤン
ネルMOS−FET5〜8はそれぞれC−MOSイン
バータを構成しており、第1段目の端子Piに入力
信号が供給され、各段によつて順次増幅されて第
4段目の端子Poから出力信号が発生するもので
ある。一般にC−MOSインバータは、ある周波
数以下の周波数領域で増幅機能をもつており、縦
続接続することによつて1段のC−MOSインバ
ータよりはるかに大きな増幅率が得られるのであ
る。しかしながら高周波領域における増幅率は周
波数にほぼ反比例しており、動作周波数の上限が
自ずと定まるものであつた。 Conventionally, a C-MOS amplifier in which C-MOS inverters are connected in cascade as shown in FIG. 1 has been used in many fields. This example has 4 stages connected, P channel MOS-FETs 1 to 4, N channel MOS-FETs 1 to 4,
It consists of FETs 5 to 8 and a feedback resistor 9.
P-channel MOS-FETs 1 to 4 and N-channel MOS-FETs 5 to 8 each constitute a C-MOS inverter, and an input signal is supplied to the first stage terminal Pi, and is sequentially amplified by each stage. An output signal is generated from the fourth stage terminal Po. Generally, C-MOS inverters have an amplification function in a frequency range below a certain frequency, and by cascading them, a much larger amplification factor can be obtained than a single-stage C-MOS inverter. However, the amplification factor in the high frequency region is almost inversely proportional to the frequency, and the upper limit of the operating frequency is naturally determined.
従来は各C−MOSインバータは同一寸法で形
成されており、最大動作周波数があまり高くとれ
ず、最大動作周波数の上昇および高周波領域にお
ける増幅率の改善が切望されていた。 Conventionally, each C-MOS inverter was formed with the same dimensions, and the maximum operating frequency could not be set very high.Therefore, there was a strong desire to increase the maximum operating frequency and improve the amplification factor in the high frequency region.
そこで本発明は縦続接続されたC−MOSイン
バータの面積を後段にいくにしたがつて順次小さ
くすることにより、高周波領域における増幅率の
改善等を図るものである。 Therefore, the present invention aims to improve the amplification factor in the high frequency region by sequentially reducing the area of the cascade-connected C-MOS inverters toward the later stages.
まず本発明の原理を示すために、C−MOSイ
ンバータの増幅率の周波数特性について述べる。 First, in order to demonstrate the principle of the present invention, the frequency characteristics of the amplification factor of the C-MOS inverter will be described.
C−MOSインバータの低周波領域における増
幅率は周波数に依らずほぼ一定で、以下の式(1)で
近似される。 The amplification factor of the C-MOS inverter in the low frequency region is approximately constant regardless of the frequency, and is approximated by the following equation (1).
A(gnP+gnN)/(1/rdsP+1/rdeN)
……(1)
ただし、
A:C−MOSインバータの増幅率
gnP:PチヤンネルMOS−FETの相互コンダクタ
ンス
gnN:NチヤンネルMOS−FETの相互コンダク
タンス
rdsP:飽和領域でのPチヤンネルMOS−FETの
ドレイン抵抗
rdsN:飽和領域でのNチヤンネルMOS−FETの
ドレイン抵抗
である。A (g nP + g nN )/(1/rdsP+1/rdeN)
...(1) However, A: Amplification factor of C-MOS inverter g nP : Mutual conductance of P-channel MOS-FET g nN : Mutual conductance of N-channel MOS-FET rdsP: Mutual conductance of P-channel MOS-FET in the saturation region Drain resistance rdsN: Drain resistance of the N-channel MOS-FET in the saturation region.
またC−MOSインバータの高周波領域におけ
る増幅率は周波数にほぼ反比例しており、以下の
式(2)で近似される。 Further, the amplification factor of the C-MOS inverter in the high frequency region is approximately inversely proportional to the frequency, and is approximated by the following equation (2).
A(gnP+gnN)/2πf(CL+CD) ……(2)
ただし、
f:周波数
CL:C−MOSインバータの負荷容量
CD:C−MOSインバータ自体のもつドレイン容
量
である。 A (g nP + g nN )/2πf (C L + C D )...(2) where f: Frequency C L : Load capacitance of the C-MOS inverter C D : Drain capacitance of the C-MOS inverter itself.
さらに、相互コンダクタンスgnN,gnPおよび
CDはPチヤンネルMOS−FETとNチヤンネル
MOS−FETのチヤンネル長Lが等しいとした場
合、以下の式で表わされる。 Furthermore, the transconductances g nN , g nP and
CD is P channel MOS-FET and N channel
When the channel lengths L of MOS-FETs are assumed to be equal, it is expressed by the following equation.
gnP=μP・COX・WP/L・FP(VDD、VTP)
=K1・WP/L ……(3)
gnN=μN・COX・WN/L・FN(VDD、VTN)
=K2・WN/L ……(4)
CDK3・CJP・WP+K4・CJN・WN ……(5)
ただし、
μP:PチヤンネルMOS−FETの移動度
μN:NチヤンネルMOS−FETの移動度
WP:PチヤンネルMOS−FETのチヤンネル幅
WN:NチヤンネルMOS−FETのチヤンネル幅
L:P、NチヤンネルMOS−FETのチヤンネル
長
COX:単位面積当りのゲート容量
FP(VDD、VTP):VDD,VTPの関数
FN(VDD、VTN):VDD,VTNの関数
VTP:PチヤンネルMOS−FETのしきい値電圧
VTN:NチヤンネルMOS−FETのしきい値電圧
K1〜K4:WP,WNに依らない定数
CJP:PチヤンネルMOS−FETのドレインの単位
面積当りの接合容量
CJN:NチヤンネルMOS−FETのドレインの単位
面積当りの接合容量
である。g nP = μ P・C OX・W P/L・F P (V DD , V TP ) = K 1・W P/L ……(3) g nN = μ N・C OX・W N/L・F N (V DD , V TN ) =K 2・W N/L ……(4) C D K 3・C JP・W P +K 4・C JN・W N ……(5) However, μ P : Mobility of P channel MOS-FET μ N : Mobility of N channel MOS-FET W P : Channel width of P channel MOS-FET W N : Channel width of N channel MOS-FET L: P, N channel MOS-FET Channel length C OX : Gate capacitance per unit area F P (V DD , V TP ): Function of V DD , V TP F N (V DD , V TN ): Function of V DD , V TN V TP : P Threshold voltage of channel MOS-FET V TN : Threshold voltage of N-channel MOS-FET K 1 to K 4 : Constant independent of W P and W N C JP : Unit area of drain of P-channel MOS-FET Junction capacitance per unit C JN : Junction capacitance per unit area of the drain of an N-channel MOS-FET.
ここで、チヤンネル幅WP,WNの比を一定の値
rとして固定すると、r=WP/WNだから
CD/(gnp+gnp)L・(K3・CJP・WP+K4・CJN・WN)
/(K1WP+K2WN)
L・(K3・CJP・r+K4・CJN)/(K1r+K2)=K5
……(6)
となる。 Here, if the ratio of the channel widths W P and W N is fixed as a constant value r, r=W P /W N , so C D /(g np + g np )L・(K 3・C JP・W P +K 4・C JN・W N )
/(K 1 W P +K 2 W N ) L・(K 3・C JP・r+K 4・C JN )/(K 1 r+K 2 )=K 5
...(6) becomes.
ただし、 K5;WP,WNによらない定数 である。 However, K 5 is a constant independent of W P and W N.
上式(6)からCD/(gnp+gnN)は、C−MOSイ
ンバータのWP,WNの大きさに依らないことがわ
かる。 From the above equation (6), it can be seen that CD/(g np +g nN ) does not depend on the sizes of W P and W N of the C-MOS inverter.
また、CLはC−MOSインバータの負荷容量で
あり、縦続接続の中間にあるC−MOSインバー
タにとつては、次段のC−MOSインバータのP
チヤンネルMOS−FETおよびNチヤンネルMOS
−FETのゲート容量にほぼ等しい。実際には、
金属配線容量等の浮遊容量もCLに含まれている
が、ゲート容量の大きさに対しては無視しうる程
度である。したがつて、CLはほぼ次式で近似で
きる。 Also, C L is the load capacitance of the C-MOS inverter, and for the C-MOS inverter located in the middle of the cascade connection, the P of the next stage C-MOS inverter is
Channel MOS-FET and N-channel MOS
-Almost equal to the FET gate capacitance. in fact,
Stray capacitance such as metal wiring capacitance is also included in C L , but it is negligible compared to the gate capacitance. Therefore, C L can be approximately approximated by the following equation.
CLK6・COX・L(WP′+WN′)K7
(WP′+WN′)……(7)
ただし、
WP′;次段のPチヤンネルMOS−FETのチヤン
ネル幅
WN′;次段のNチヤンネルMOS−FETのチヤン
ネル幅
K6,K7;WP′,WN′に依らない定数
である。 C L K 6・C OX・L(W P ′+W N ′)K 7
(W P ′+W N ′)……(7) However, W P ′; Channel width of the next stage P-channel MOS-FET W N ′; Channel width of the next stage N-channel MOS-FET K 6 , K 7 ; It is a constant that does not depend on W P ′ and W N ′.
次段のC−MOSインバータにおいても、チヤ
ンネル幅WP′,WN′の比が一定の値r′となつてい
ると、r=WP′/WN′だから
CL/(gnp+gnN)
K7(WP′+WN′)/(K1WP+K2WN)
K7(r+1)/(K1・r+K2)・WN′/WN
K8・WN′/WN ……(8)
ただし、
K8;WN,WN′,WP,WP′に依らない定数
である。 Also in the next stage C-MOS inverter, if the ratio of channel widths W P ′ and W N ′ is a constant value r′, r=W P ′/W N ′, so C L /(g np + g nN ) K 7 (W P ′+W N ′)/(K 1 W P +K 2 W N ) K 7 (r+1)/(K 1・r+K 2 )・W N ′/W N K 8・W N ′/ W N ...(8) However, K 8 is a constant that does not depend on W N , W N ′, W P , and W P ′.
したがつて、高周波領域におけるC−MOSイ
ンバータの増幅率Aは、次式で表わされる。 Therefore, the amplification factor A of the C-MOS inverter in the high frequency region is expressed by the following equation.
A1/2πf・〔K8(WN′/WN)+K5〕 ……(9)
この式より、WN′/WNの値が小さい程、Aの
値は大きくなる傾向があることがわかる。すなわ
ち、縦続接続されたC−MOSインバータの次段
のFETのチヤンネル幅を前段のそれより縮小化
することによつて増幅率が増大することになる。 A1/2πf・[K 8 (W N ′/W N )+K 5 ] ...(9) From this equation, it can be seen that the smaller the value of W N ′/W N , the larger the value of A tends to be. Recognize. That is, the amplification factor is increased by making the channel width of the FET in the next stage of the cascade-connected C-MOS inverters smaller than that in the previous stage.
第2図は上記で述べた結果を説明するためのも
ので、横軸に周波数fの対数も、縦軸に増幅率A
の対数をとつている。a,bよりなる折れ線が従
来の同一寸法のC−MOSインバータを縦続接続
してなるC−MOS増幅器の1段当りの増幅率の
周波数依存性であるとすると、後段にいくに従つ
てMOS−FETのチヤンネル幅を縮小化した場合
の1段当りの増幅率は、高周波領域で波線b′のよ
うになり、同一周波数で比較すると、増幅率が向
上する。また増幅率の対数が0となる周波数もC
からC′に上昇、すなわち最大動作周波数が上昇す
る。 Figure 2 is for explaining the results mentioned above, and the horizontal axis shows the logarithm of the frequency f, and the vertical axis shows the amplification factor A.
The logarithm of is taken. Assuming that the line consisting of a and b represents the frequency dependence of the amplification factor per stage of a conventional C-MOS amplifier formed by cascading C-MOS inverters of the same size, the MOS- When the channel width of the FET is reduced, the amplification factor per stage becomes as shown by the broken line b' in the high frequency region, and when compared at the same frequency, the amplification factor improves. Also, the frequency at which the logarithm of the amplification factor becomes 0 is also C
to C', that is, the maximum operating frequency increases.
本発明は、上述の原理を第1図に示すようなC
−MOSインバータの縦続接続によるC−MOS増
幅器に適用したものであり、例えば1段目のチヤ
ンネル幅を1とした場合、2段目をその1/2、3
段目を1/4、4段目を1/8という具合に縮小する。 The present invention applies the above-mentioned principle to a C
- It is applied to a C-MOS amplifier with cascade connection of MOS inverters. For example, if the channel width of the first stage is 1, the channel width of the second stage is 1/2, 3
Reduce the first row to 1/4, the fourth row to 1/8, and so on.
この縮小率は、C−MOS増幅器全体の面積、
C−MOSインバータの段数および最終段の負荷
等を考慮して適切に定める必要がある。 This reduction rate is the area of the entire C-MOS amplifier,
It is necessary to appropriately determine the number of C-MOS inverter stages and the load of the final stage.
以上のように本発明によれば、縦続接続したC
−MOSインバータの寸法を後段にいくに従つて
順次小さくするようにしたので、高周波領域にお
いて増幅率が増大し、最大動作周波数が上昇す
る。 As described above, according to the present invention, the cascade-connected C
- Since the dimensions of the MOS inverters are made smaller as they go to the later stages, the amplification factor increases in the high frequency region and the maximum operating frequency increases.
第1図はC−MOSインバータを縦続接続した
C−MOS増幅器の一例を示した電気回路図、第
2図は増幅率の周波数依存性を示した特性図であ
る。
1〜4……PチヤンネルMOS−FET、5〜8
……NチヤンネルMOS−FET。
FIG. 1 is an electric circuit diagram showing an example of a C-MOS amplifier in which C-MOS inverters are connected in series, and FIG. 2 is a characteristic diagram showing the frequency dependence of the amplification factor. 1~4...P channel MOS-FET, 5~8
...N-channel MOS-FET.
Claims (1)
ータを縦続接続することによつて増幅器を構成
し、各C−MOSインバータの面積を前段から後
段にいくにしたがつて順次小さくしたことを特徴
とするC−MOS増幅器。1. An amplifier is constructed by cascading a plurality of C-MOS inverters made up of MOS-FETs, and the area of each C-MOS inverter is gradually reduced from the front stage to the rear stage. C-MOS amplifier.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58229289A JPS60121806A (en) | 1983-12-05 | 1983-12-05 | C-mos amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP58229289A JPS60121806A (en) | 1983-12-05 | 1983-12-05 | C-mos amplifier |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS60121806A JPS60121806A (en) | 1985-06-29 |
JPH0252885B2 true JPH0252885B2 (en) | 1990-11-15 |
Family
ID=16889786
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58229289A Granted JPS60121806A (en) | 1983-12-05 | 1983-12-05 | C-mos amplifier |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS60121806A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0453899U (en) * | 1990-09-14 | 1992-05-08 | ||
JP2002204128A (en) * | 2000-10-27 | 2002-07-19 | Nippon Precision Circuits Inc | Oscillation circuit and integrated circuit for oscillation |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6340015U (en) * | 1986-08-30 | 1988-03-15 | ||
FR2945917B1 (en) | 2009-05-29 | 2011-07-15 | Jean Luc Guer | SPORTS TYPE SPORTS SHOE |
-
1983
- 1983-12-05 JP JP58229289A patent/JPS60121806A/en active Granted
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH0453899U (en) * | 1990-09-14 | 1992-05-08 | ||
JP2002204128A (en) * | 2000-10-27 | 2002-07-19 | Nippon Precision Circuits Inc | Oscillation circuit and integrated circuit for oscillation |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS60121806A (en) | 1985-06-29 |
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