JPH02202365A - Power source equipment - Google Patents

Power source equipment

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JPH02202365A
JPH02202365A JP1018954A JP1895489A JPH02202365A JP H02202365 A JPH02202365 A JP H02202365A JP 1018954 A JP1018954 A JP 1018954A JP 1895489 A JP1895489 A JP 1895489A JP H02202365 A JPH02202365 A JP H02202365A
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    • Y02B70/10Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

PURPOSE:To reduce switching loss and to lower noise level by storing energy of rectified output from an AC power source in a resonance circuit comprising an inductor and a resonance capacitor then charging a smoothing capacitor with the energy. CONSTITUTION:Collectors and emitters of transistors Q1, Q2 are connected with the cathodes and anodes of diodes D1, D2, and the transistors Q1, Q2 are turned ON/OFF alternately. The power source equipment comprises a series circuit of the switching elements Q1, D1, Q2, D2 with the forward direction thereof being matched, a smoothing capacitor C2 connected in parallel therewith, first and second resonance capacitors C3, C4 connected in parallel between DC output terminals of a rectifier 4, first and second diodes D7, D8 connected between the rectifier 4 and the smoothing capacitor C2, an inductor L2 connected between the joint of the capacitors C3, C4 and the joint of the transistors Q1, Q2, and the like. By such arrangement, switching loss is reduced and noise level is lowered.

Description

【発明の詳細な説明】 [産業上の利用分野] 本発明は、交流電源を整流平滑して直流電力をを得るた
めの電源装置に関するものである。
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a power supply device for rectifying and smoothing AC power to obtain DC power.

[従来の技術] 旧情上 第21図は従来の電源装置の回路図である。交流電源V
sの交流電圧は、ACフィルタ3を経て、ダイオードD
、〜Dεよりなるダイオードブリッジ回路4により全波
整流され、チョッパー回路2を介して平滑用のコンデン
サC2にて平滑されて、直流電圧となる。コンデンサC
2の両端には、トランジスタQ、、Q2の直列回路が並
列接続されている。各トランジスタQ、、Q、には、そ
れぞれダイオードD、、D2が逆並列接続されている。
[Prior Art] For the sake of convenience, FIG. 21 is a circuit diagram of a conventional power supply device. AC power supply V
The AC voltage of s passes through the AC filter 3 and then passes through the diode D.
, ~Dε is full-wave rectified by a diode bridge circuit 4, and is smoothed by a smoothing capacitor C2 via a chopper circuit 2 to become a DC voltage. Capacitor C
2, a series circuit of transistors Q, Q2 is connected in parallel. Diodes D, D2 are connected in antiparallel to each transistor Q, Q, respectively.

トランジスタQ、の両端には、直流成分カット用のコン
デンサC6を介して、共振用のインダクタし、とコンデ
ンサC3の直列回路が接続され、コンデンサC2の両端
には放電灯!が並列接続されている。
A series circuit of a resonance inductor and a capacitor C3 is connected to both ends of the transistor Q via a capacitor C6 for cutting DC components, and a discharge lamp is connected to both ends of the capacitor C2. are connected in parallel.

トランジスタQ、、Q2は高速度で交互にオンオフ駆動
され、コンデンサC5の両端には共振電圧が発生し、こ
れが放電灯!に印加されて、放電灯lには高周波電力が
供給されるものである。
The transistors Q, Q2 are turned on and off alternately at high speed, and a resonant voltage is generated across the capacitor C5, which is a discharge lamp! is applied to supply high-frequency power to the discharge lamp l.

この電源装置にあっては、入力力率を改善するために、
ダイオードD、〜D、よりなるダイオードブリッジ回路
4の直流出力端とインバータ回路1の間に、チョッパー
回路2を挿入しである。このチョッパー回路2は昇圧型
のチョッパー回路であり、ダイオードブリッジ回路4の
直流出力端にインダクタL2とトランジスタQ、の直列
回路を接続し、トランジスタQ、の両端に逆流阻止用の
ダイオードD、を介して平滑用のコンデンサC2を接続
したものである。トランジスタQ、は高速度でスイッチ
ングされる。まず、トランジスタQ、がオンされると、
ダイオードブリッジ回路4の直流出力端をインダクタL
2で短絡することになる。これにより、インダクタL2
に流れる電流IL2は、ダイオードブリッジ回路4の直
流出力電圧の大きさに比例した傾きで増加し、インダク
タL2にエネルギーが蓄えられて行く0次に、トランジ
スタQ、がオフされると、インダクタL2のエネルギー
は放出され、ダイオードDtを介してコンデンサC2を
充電する。このとき、コンデンサC2には、ダイオード
ブリッジ回路4の直流出力電圧にインダクタL2の両端
に生じる電圧を加えた電圧が充電されるので、コンデン
サC2には交流電源Vsのピーク値よりも高い直流電圧
■c2を得ることができる。また、ダイオードブリッジ
回路4の直流出力端子にコンデンサC2を直接接続する
場合に比べると、コンデンサC2に充電電流が流れてい
る期間が長くなるので、コンデンサC2の電圧V。2は
より完全に平滑化される。
In this power supply, in order to improve the input power factor,
A chopper circuit 2 is inserted between the DC output terminal of a diode bridge circuit 4 consisting of diodes D, -D, and the inverter circuit 1. This chopper circuit 2 is a step-up type chopper circuit, in which a series circuit of an inductor L2 and a transistor Q is connected to the DC output terminal of a diode bridge circuit 4, and a diode D for blocking reverse current is connected to both ends of the transistor Q. A smoothing capacitor C2 is connected to the capacitor C2. Transistor Q is switched at high speed. First, when transistor Q is turned on,
The DC output end of the diode bridge circuit 4 is connected to the inductor L.
2 will cause a short circuit. As a result, inductor L2
The current IL2 flowing through the diode bridge circuit 4 increases at a slope proportional to the magnitude of the DC output voltage of the diode bridge circuit 4, and energy is stored in the inductor L2.Next, when the transistor Q is turned off, the current IL2 in the inductor L2 increases. Energy is released and charges capacitor C2 via diode Dt. At this time, the capacitor C2 is charged with a voltage that is the sum of the DC output voltage of the diode bridge circuit 4 and the voltage generated across the inductor L2, so the capacitor C2 is charged with a DC voltage higher than the peak value of the AC power supply Vs. c2 can be obtained. Also, compared to the case where the capacitor C2 is directly connected to the DC output terminal of the diode bridge circuit 4, the period during which the charging current flows through the capacitor C2 becomes longer, so the voltage V of the capacitor C2. 2 is more completely smoothed.

このように、チョッパー回路2のトランジスタQ3を高
速度でオンオフさせることで、インダクタL2を介して
交流電源Vsから常に入力電流Iinを流すことができ
、インダクタL2の電流波形は、その包絡線が第23図
に示すように正弦波状となる。これをACフィルタ3で
電流が連続的になるようにフィルタリングすれば、入力
電流Iinは入力電圧Vinと同相の正弦波となり、入
力力率はほぼ1どなる。また、入力電流の歪率は小さく
なり、高調波成分が少なくなる。ここで、ACフィルタ
3はインダクタL1とコンデンサC1よりなるローパス
フィルタにて構成され、商用交流周波数に対しては低イ
ンピーダンスを呈し、トランジスタQ。
In this way, by turning on and off the transistor Q3 of the chopper circuit 2 at high speed, the input current Iin can always flow from the AC power supply Vs through the inductor L2, and the current waveform of the inductor L2 has an envelope curve that is As shown in Fig. 23, it becomes a sine wave. If this is filtered by the AC filter 3 so that the current becomes continuous, the input current Iin becomes a sine wave in phase with the input voltage Vin, and the input power factor becomes approximately 1. Furthermore, the distortion factor of the input current is reduced, and the harmonic components are reduced. Here, the AC filter 3 is constituted by a low-pass filter consisting of an inductor L1 and a capacitor C1, exhibiting a low impedance to the commercial AC frequency, and a transistor Q.

のスイッチング周波数に対しては高インピーダンスを呈
するように回路定数を設定しである。なお、コンデンサ
C2に得られる電圧VC2はほぼ完全に平滑された直流
電圧となるので、放電灯lに印加される高周波電圧の包
路線もフラットになる。
The circuit constants are set so that it exhibits high impedance at a switching frequency of . Note that since the voltage VC2 obtained at the capacitor C2 becomes a DC voltage that is almost completely smoothed, the envelope of the high-frequency voltage applied to the discharge lamp l also becomes flat.

茫股涯l 第22図は他の従来例の回路図である。この回路にあっ
ては、従来例1において、チョッパー回路2のインダク
タL2をダイオードD、〜D6よりなるダイオードブリ
ッジ回路の交流入力端側に配置し、トランジスタQ、、
Q、をダイオードブリッジ回路の片側の直列接続ダイオ
ードD、、D、の各々の両端に接続しである。
Figure 22 is a circuit diagram of another conventional example. In this circuit, in Conventional Example 1, the inductor L2 of the chopper circuit 2 is placed on the AC input end side of the diode bridge circuit consisting of diodes D, to D6, and the transistors Q,...
Q, is connected across each of the series-connected diodes D, , D, on one side of the diode bridge circuit.

以下、その動作について説明する。交流電源Vsが正の
半サイクルにあるときに、トランジスタQコがオンする
と、インダクタL2、ダイオードD3、トランジスタQ
、を通る経路で交流電源VsがらインダクタL2に電流
が流れ、インダクタL2の電流は入力交流電圧Vinの
瞬時値に比例した傾きで増加して行き、インダクタL2
にエネルギーが蓄積される。そして、トランジスタQ、
がオフすると、インダクタL2のエネルギーはダイオー
ドD3、コンデンサC2、ダイオードD、を通る経路で
放出され、コンデンサC2を充電する。そして、交流電
源Vsの正の半サイクルの間は、上記過程を繰り返すこ
とで、インダクタL2に流れる電流IL2の包絡線を正
の期間について正弦波状とすることができる。
The operation will be explained below. When the transistor Q turns on when the AC power supply Vs is in the positive half cycle, the inductor L2, diode D3, and transistor Q
, a current flows from the AC power supply Vs to the inductor L2 through the path, and the current in the inductor L2 increases with a slope proportional to the instantaneous value of the input AC voltage Vin.
energy is stored in. And transistor Q,
When inductor L2 turns off, the energy in inductor L2 is released through a path passing through diode D3, capacitor C2, and diode D, charging capacitor C2. By repeating the above process during the positive half cycle of the AC power supply Vs, the envelope of the current IL2 flowing through the inductor L2 can be made sinusoidal for the positive period.

次に、交流電源Vsの負の半サイクルでは、トランジス
タQ4がオンすると、トランジスタQ1、ダイオードD
6、インダクタL2を通る経路で交流電源Vsからイン
ダクタL2に電流が流れる。インダクタL2に流れる電
流は、入力交流電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで、
正の半サイクルのときとは反対方向に増大して行き、イ
ンダクタし2にエネルギーが蓄積される。トランジスタ
Q4がオフすると、インダクタL2のエネルギーは交流
電源VsもしくはACフィルター3のコンデンサC1、
ダイオードD1、コンデンサC2、ダイオードD6を通
る経路で放出され、コンデンサC2が充電される。そし
て、交流電源Vsの負の半サイクルの間、上記過程を繰
り返すことで、インダクタL2に流れる電流IL2の包
路線を負の期間についても正弦波状とすることができる
Next, in the negative half cycle of the AC power supply Vs, when the transistor Q4 is turned on, the transistor Q1 and the diode D
6. Current flows from the AC power supply Vs to the inductor L2 through a path passing through the inductor L2. The current flowing through the inductor L2 has a slope proportional to the instantaneous value of the input AC voltage Vin.
It increases in the opposite direction to that during the positive half cycle, and energy is stored in the inductor 2. When the transistor Q4 is turned off, the energy in the inductor L2 is transferred to the AC power supply Vs or the capacitor C1 of the AC filter 3,
It is released through a path passing through diode D1, capacitor C2, and diode D6, and capacitor C2 is charged. By repeating the above process during the negative half cycle of the AC power supply Vs, the envelope of the current IL2 flowing through the inductor L2 can be made sinusoidal even during the negative period.

以上のように、トランジスタQ、、Q、を高速で交互に
オンオフさせることで、交流電源Vsの正負の半サイク
ルに同期して交流的に従来例1と同様なチョッパー動作
を行わせることができる。そして、前段にACフィルタ
3を挿入することで、入力電流を連続的にすることがで
き、入力電流の歪率を小さくすることができる。また、
このときの入力電流は、はぼ入力電圧と同相の正弦波状
にすることができ、入力力率はほぼ1となる。
As described above, by alternately turning on and off the transistors Q, , Q, at high speed, it is possible to perform the chopper operation similar to Conventional Example 1 in terms of AC in synchronization with the positive and negative half cycles of the AC power supply Vs. . By inserting the AC filter 3 at the front stage, the input current can be made continuous, and the distortion factor of the input current can be reduced. Also,
The input current at this time can be made into a sine wave having the same phase as the input voltage, and the input power factor is approximately 1.

【股λl 第24図はさらに他の従来例(例えば特開昭60−13
4776号公報参照)の回路図である。
[Crotch λl Fig. 24 shows still another conventional example (for example, JP-A-60-13
4776) is a circuit diagram.

この回路にあっては、従来例1(第21図)におけるチ
ョッパー回路2のトランジスタQ、を、インバータ回路
1における片方のトランジスタQ2で兼用したものであ
る。トランジスタQ、、Q2は交互にオンオフして負荷
回路に高周波電力を供給するが、トランジスタQ2はチ
ョッパー回路2のスイッチング要素としても働く、すな
わち、まず、トランジスタQ2がオンされると、ダイオ
ードブリッジ回路4の直流出力端がインダクタL2にて
短絡され、インダクタL2にエネルギーが蓄積される0
次に、トランジスタQ2がオフされると、ダイオードD
1を介してコンデンサC2ヘインダクタL2のエネルギ
ーが放出される。つまり、トランジスタQ2が第21図
のトランジスタQ、の働きを兼ねると共に、ダイオード
D、が第21図のダイオードD7の働きを兼ねており、
したがって、トランジスタQ、とダイオードD、を省略
できる分、使用素子数が減るという利点がある。また、
トランジスタQ3のドライブ回路も不要となる。
In this circuit, one transistor Q2 in the inverter circuit 1 serves as the transistor Q of the chopper circuit 2 in the conventional example 1 (FIG. 21). Transistors Q, Q2 alternately turn on and off to supply high-frequency power to the load circuit, but transistor Q2 also works as a switching element of chopper circuit 2. That is, when transistor Q2 is turned on first, diode bridge circuit 4 The DC output end of 0 is short-circuited by inductor L2, and energy is stored in inductor L2.
Next, when transistor Q2 is turned off, diode D
The energy of the capacitor C2 and the inductor L2 is released through the capacitor C2. In other words, the transistor Q2 also serves as the transistor Q in FIG. 21, and the diode D also serves as the diode D7 in FIG.
Therefore, since the transistor Q and diode D can be omitted, there is an advantage that the number of elements used can be reduced. Also,
A drive circuit for transistor Q3 is also unnecessary.

ところで、従来例のチョッパー回路において、スイッチ
ング素子に加わる電圧70日と、流れる電流Icは、第
25図に示すように変化する。同図から明らかなように
、スイッチング素子のオフ時に電流Icがピークとなっ
ており、スイッチング時の損失が大きい、チョッパー回
路の小型化を実現するために、スイッチング速度を高速
化すると、インダクタL2のインダクタンス値が小さく
なるので、同じ電流容量を得るには、スイッチング素子
のオフ時における電流Icのピーク値は更に高くなる。
By the way, in the conventional chopper circuit, the voltage applied to the switching element and the flowing current Ic change as shown in FIG. 25. As is clear from the figure, the current Ic is at its peak when the switching element is off, and the loss during switching is large.If the switching speed is increased to realize a smaller chopper circuit, the inductor L2 Since the inductance value becomes smaller, the peak value of the current Ic when the switching element is off becomes even higher in order to obtain the same current capacity.

このため、スイッチング損失は増大し、高周波化による
回路の小型化には限界がある。また、電流波形が三角波
であること、特にスイッチング素子のオフ時における波
形変化が急峻であることによって、ノイズレベルが高く
なるという問題がある。
Therefore, switching loss increases, and there is a limit to miniaturization of circuits due to higher frequencies. Furthermore, because the current waveform is a triangular wave, and especially when the switching element is turned off, the waveform changes sharply, there is a problem that the noise level becomes high.

このようなチョッパー回路の問題点は、スイッチング素
子に流れる電流Ieの波形に原因がある。
The problem with such a chopper circuit is caused by the waveform of the current Ie flowing through the switching element.

すなわち、電流Icの波形が、スイッチング素子のオフ
時にピークとなる三角波であるために、スイッチング損
失が大きくなり、ノイズレベルも高くなるのである。し
たがって、この問題点を克服するためには、スイッチン
グ素子に流れる電流の波形を変える必要がある。そのよ
うな従来例を以下に示す。
That is, since the waveform of the current Ic is a triangular wave that peaks when the switching element is off, switching loss increases and the noise level also increases. Therefore, in order to overcome this problem, it is necessary to change the waveform of the current flowing through the switching element. Such a conventional example is shown below.

に股眞支 第26図は共振型コンバータ5を備える電源装置の従来
例の回路図である。この回路にあっては、第21図に示
す従来例において、インダクタL2にコンデンサC1を
直列的に接続し、インダクタL2に流れる電流を共振電
流波形としたものである。インダクタL2には双方向に
電流が流れることになるので、ダイオードブリッジ回路
4の直流出力端子間には、共振電流通電用のコンデンサ
C9が並列接続されており、トランジスタQ3の両端に
は、共振電流通電用のダイオードI)+iが逆並列接続
されている。
FIG. 26 is a circuit diagram of a conventional example of a power supply device including a resonant converter 5. As shown in FIG. In this circuit, in the conventional example shown in FIG. 21, a capacitor C1 is connected in series with an inductor L2, and the current flowing through the inductor L2 has a resonant current waveform. Since current flows in both directions in the inductor L2, a capacitor C9 for resonant current is connected in parallel between the DC output terminals of the diode bridge circuit 4, and a resonant current is connected across both ends of the transistor Q3. Current-carrying diodes I)+i are connected in antiparallel.

第27図は上記回路の動作波形図である0図中、VCE
はチョッパー用のスイッチング素子として働くトランジ
スタQ、の両端電圧、Icは上記トランジスタQ、又は
ダイオードDljに流れる電流、IL2はインダクタし
2に流れる電流を示す、トランジスタQ、がオンする(
VCE=0となる)と、交流電流Vsからダイオードブ
リッジ回路4、インダクタL2、コンデンサC3、トラ
ンジスタQ、を介して共振電流が流れる。トランジスタ
Q、がオフすると、同じ向きに電流が流れて、ダイオー
ドD1、コンデンサC2を通って、コンデンサC2を充
電し、やがてインダクタL2の電流はゼロとなる0次に
、共振作用により電流の方向が反転し、コンデンサC1
からインダクタL2、コンデンサC1、ダイオードDI
3を介して電流が流れる。この電流も共振作用によって
増加し、ピークを向かえた後、減少する。そして、再び
トランジスタQ3をオンさせて、上記の動作を繰り返す
ことにより、コンデンサC2が充電されるものである。
FIG. 27 is an operating waveform diagram of the above circuit.
is the voltage across the transistor Q, which acts as a switching element for the chopper, Ic is the current flowing through the transistor Q or the diode Dlj, IL2 is the current flowing through the inductor 2, and the transistor Q is turned on (
VCE=0), and a resonant current flows from the alternating current Vs through the diode bridge circuit 4, inductor L2, capacitor C3, and transistor Q. When transistor Q is turned off, current flows in the same direction, passes through diode D1 and capacitor C2, charges capacitor C2, and eventually the current in inductor L2 becomes zero. Inverted, capacitor C1
from inductor L2, capacitor C1, diode DI
Current flows through 3. This current also increases due to resonance, reaches a peak, and then decreases. Then, by turning on the transistor Q3 again and repeating the above operation, the capacitor C2 is charged.

この従来例にあっては、スイッチング素子に流れる電流
が共振電流であるため、正弦波状の丸みを帯びた波形と
なり、第25図に示す三角波の場合に比べると、スイッ
チング素子がオフしたときの波形変化は少ない、したが
って、ノイズレベルは低くなる。また、スイッチング素
子のオフ時における電流値がピーク値よりも下がってい
るので、電流が小さくなったタイミングでスイッチング
素子をオフすれば、スイッチング損失は著しく低減され
る。
In this conventional example, since the current flowing through the switching element is a resonant current, it has a rounded sinusoidal waveform, and compared to the triangular wave shown in Fig. 25, the waveform when the switching element is turned off is There will be less variation, so the noise level will be lower. Further, since the current value when the switching element is off is lower than the peak value, switching loss can be significantly reduced by turning off the switching element at the timing when the current becomes small.

しかしながら、この従来例では、インダクタL2に流れ
る電流11..2の極性反転期間(第27図の期間1+
)においては、インダクタL2に流れる電流IL2がコ
ンデンサC2の充電に寄与せず、無駄の多い制御方式で
あると言える。また、上記期間t、では、コンデンサC
1とインダクタL2、コンデンサC3及びダイオードD
I3よりなる孤立した共振系に共振電流が流れており、
トランジスタQ3の操作によっては共振電流を制御でき
ない、したがって、トランジスタQ、を次にオンさせる
タイミングは、共振電流を検出して決定しなければなら
ず、その駆動回路の構成が複雑になる。また、外乱ノイ
ズや交流電源Vsの瞬時停電などの異常発生時に共振電
流が乱れても、適切に制御できないことになり、回路の
信頼性が低下することになる。
However, in this conventional example, the current 11. .. 2 polarity reversal period (period 1+ in Figure 27)
), the current IL2 flowing through the inductor L2 does not contribute to charging the capacitor C2, and it can be said that the control method is wasteful. Also, in the period t, the capacitor C
1, inductor L2, capacitor C3 and diode D
A resonant current flows through an isolated resonant system consisting of I3,
The resonant current cannot be controlled by operating the transistor Q3, so the next timing to turn on the transistor Q must be determined by detecting the resonant current, which complicates the configuration of the drive circuit. Further, even if the resonant current is disturbed when an abnormality occurs such as disturbance noise or momentary power outage of the AC power source Vs, it will not be able to be properly controlled, and the reliability of the circuit will decrease.

[発明が解決しようとする課題] 上述のように、従来の技術にあっては、電源装置の入力
力率を改善するために、チョッパー回路を用いているが
、そのスイッチング素子に流れる電流波形が通常は単調
増加型の三角波であるために、スイッチング素子のオフ
時におけるスイッチング損失が大きくなるという問題が
あり、また、オフ時の波形変化が大きいので、ノイズレ
ベルも高いという問題があった。このため、スイッチン
グ素子のスイッチング速度を十分に高くすることができ
ないという問題があった。また、チョッパー回路に共振
要素を付加して、スイッチング素子に流れる電流を共振
電流とする従来例にあっては、スイッチング素子の順方
向とは逆方向に共振電流が流れている期間中は制御不能
となるという問題があり、また、同期間中は平滑用のコ
ンデンサを充電できないので、効率が悪いという問題が
あった。
[Problems to be Solved by the Invention] As mentioned above, in the conventional technology, a chopper circuit is used to improve the input power factor of a power supply device, but the current waveform flowing through the switching element is Since it is usually a monotonically increasing triangular wave, there is a problem that switching loss increases when the switching element is off, and since the waveform changes greatly when the switching element is off, there is also a problem that the noise level is high. For this reason, there was a problem in that the switching speed of the switching element could not be made sufficiently high. In addition, in the conventional example in which a resonant element is added to the chopper circuit and the current flowing through the switching element is used as a resonant current, control is impossible during the period when the resonant current is flowing in the opposite direction to the forward direction of the switching element. There was also the problem that the smoothing capacitor could not be charged during the same period, resulting in poor efficiency.

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、スイッチング損失が少なく、ノ
イズレベルも低く、高速度のスイッチング動作が可能で
、制御も容易で動作の安定した高効率の電源装置を提供
することにある。
The present invention has been made in view of these points, and its objectives are to provide a system with low switching loss, low noise level, high-speed switching operation, easy control, and stable operation. The objective is to provide a highly efficient power supply device.

[課題を解決するための手段] 本発明に係るインバータ装置にあっては、上記の課題を
解決するために、第1図に示すように、順方向に交互に
オンオフされ、逆方向電流は阻止しない第1のスイッチ
ング要素(Ql、D、)及び第2のスイッチング要素(
Q2.D2)を順方向が一致するように直列接続した回
路と、前記回路に並列的に接続される平滑コンデンサC
2と、交流電源Vsを整流する整流器(ダイオードブリ
ッジ回114)と、整流器の直流出力端子間に並列的に
接続される第1及び第2の共振コンデンサC3、C4の
直列回路と、整流器の正及び負の直流出力端子を平滑コ
ンデンサC2の正端子及び負端子にそれぞれ接続する第
1及び第2のダイオードD、、D、と、第1及び第2の
共振コンデンサC、、C、の接続点と第1及び第2のス
イッチング要素の接続点の間に接続されるインダクタL
2とを備えて成るものである。
[Means for Solving the Problems] In order to solve the above problems, in the inverter device according to the present invention, as shown in FIG. The first switching element (Ql, D,) and the second switching element (Ql, D,)
Q2. D2) are connected in series so that their forward directions match, and a smoothing capacitor C is connected in parallel to the circuit.
2, a rectifier (diode bridge circuit 114) that rectifies the AC power supply Vs, a series circuit of first and second resonant capacitors C3 and C4 connected in parallel between the DC output terminals of the rectifier, and a rectifier that rectifies the AC power supply Vs. and a connection point between the first and second diodes D, , D, which connect the negative DC output terminals to the positive and negative terminals of the smoothing capacitor C2, respectively, and the first and second resonant capacitors C, , C, and an inductor L connected between the connection points of the first and second switching elements.
2.

[作用] 本発明にあっては、このように構成されているので、共
振電流が一方の極性に流れるときには第1のスイッチン
グ要素により共振電流を制御し、共振電流が他方の極性
に流れるときには第2のスイッチング要素により共振電
流を制御することができ、したがって、共振電流の安定
した制御が可能となる。また、共振電流の極性に拘わら
ず、平滑コンデンサに充電電流を流すことができるので
、共振回路に無効電流が流れている時間が少なくなり、
効率を改善することができる。
[Function] Since the present invention is configured as described above, when the resonant current flows in one polarity, the resonant current is controlled by the first switching element, and when the resonant current flows in the other polarity, the resonant current is controlled by the first switching element. The resonant current can be controlled by the second switching element, thus making it possible to stably control the resonant current. In addition, since charging current can flow through the smoothing capacitor regardless of the polarity of the resonant current, the time during which reactive current flows through the resonant circuit is reduced.
Efficiency can be improved.

本発明の更に詳しい構成及び作用については、以下に述
べる実施例の説明において詳述する。
More detailed configuration and operation of the present invention will be explained in detail in the description of the embodiments described below.

[実施例1] 第1図は本発明の第1実施例の回路図である。[Example 1] FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.

以下、その回路構成について説明する。トランジスタQ
 + 、 Q 2はバイポーラ型のトランジスタよりな
る。トランジスタQ、のエミッタは、トランジスタQ2
のコレクタに接続されている。トランジスタQ、、Q2
のコレクタ及びエミッタには、ダイオードD、、D2の
カソード及びアノードが夫々接続されている。トランジ
スタQ、のベース・エミッタ間には、第1の矩形波信号
が入力されており、トランジスタQ2のベース・エミッ
タ間には、第1の矩形波信号が高レベルのときに低レベ
ルとなり、第1の矩形波信号が低レベルのときに高レベ
ルとなる第2の矩形波信号が入力されている。これによ
り、トランジスタQ + 、 Q 2は交互にオンオフ
される。なお、トランジスタQ1のオン期間とトランジ
スタQ2のオン期間の間に、両トランジスタQ、、Q、
が共にオフとなるデッドオフタイムを設けても良い、ト
ランジスタQ1のコレクタにはダイオードD7のカソー
ドが接続され、ダイオードD7のアノードはダイオード
ブリッジ回路4の正出力端子に接続されている。トラン
ジスタQ2のエミッタにはダイオードD、のアノードが
接続され、ダイオードD、のカソードはダイオードブリ
ッジ回路4の負出力端子に接続されている。トランジス
タQ1のコレクタには、平滑用のコンデンサC2の一端
が接続され、コンデンサC2の他端はトランジスタQ2
のエミッタに接続されている。
The circuit configuration will be explained below. transistor Q
+ and Q2 are bipolar transistors. The emitter of transistor Q is the transistor Q2.
connected to the collector. Transistor Q,,Q2
The cathodes and anodes of diodes D, D2 are connected to the collector and emitter of , respectively. A first rectangular wave signal is input between the base and emitter of the transistor Q, and when the first rectangular wave signal is at a high level, the first rectangular wave signal is at a low level, and the first rectangular wave signal is input between the base and emitter of the transistor Q2. A second rectangular wave signal that becomes high level when the first rectangular wave signal is low level is input. As a result, transistors Q + and Q 2 are turned on and off alternately. Note that between the on period of transistor Q1 and the on period of transistor Q2, both transistors Q, , Q,
The collector of the transistor Q1 may be provided with a dead-off time in which both are turned off.The cathode of the diode D7 is connected to the collector of the transistor Q1, and the anode of the diode D7 is connected to the positive output terminal of the diode bridge circuit 4. An anode of a diode D is connected to the emitter of the transistor Q2, and a cathode of the diode D is connected to a negative output terminal of the diode bridge circuit 4. One end of the smoothing capacitor C2 is connected to the collector of the transistor Q1, and the other end of the capacitor C2 is connected to the transistor Q2.
is connected to the emitter of

ダイオードブリッジ回路4の直流出力端子間には、共振
用のコンデンサC,,C,の直列回路が並列接続されて
いる。このコンデンサC、、C、の直列回路の両端には
、ダイオードブリッジ回路4の出力電圧がそのまま現れ
る程度にコンデンサC、、C。
A series circuit of resonance capacitors C, , C, is connected in parallel between the DC output terminals of the diode bridge circuit 4 . The capacitors C, , C are connected across the series circuit of the capacitors C, , C to such an extent that the output voltage of the diode bridge circuit 4 appears as is.

の容量は小さく設定しである。コンデンサC,,C。The capacity should be set small. Capacitor C,,C.

の接続点と、トランジスタQ、、Q2の接続点の間には
、インダクタL2が接続されている。平滑用のコンデン
サC2の両端には、負荷回路としてインバータ回路1が
接続されている。ダイオードブリッジ回路4はダイオー
ドブリッジD、〜D6よりなり、その交流入力端子は、
インダクタL、とコンデンサC1よりなるACフィルタ
3を介して交流電源Vsに接続されている。
An inductor L2 is connected between the connection point and the connection point of the transistors Q, , Q2. An inverter circuit 1 is connected as a load circuit to both ends of the smoothing capacitor C2. The diode bridge circuit 4 consists of diode bridges D, ~D6, and its AC input terminal is
It is connected to an AC power supply Vs via an AC filter 3 made up of an inductor L and a capacitor C1.

第2図乃至第5図は本実施例の動作説明のための回路図
であり、第6図は本実施例の動作波形図である。以下、
上記各図を参照しながら、本実施例の動作について説明
する。
2 to 5 are circuit diagrams for explaining the operation of this embodiment, and FIG. 6 is an operation waveform diagram of this embodiment. below,
The operation of this embodiment will be explained with reference to the above figures.

■まず、トランジスタQ、がオンすると、ダイオードD
76オンとなり、第2図に示すように、コンデンサC5
から、ダイオードD7、トランジスタQ1、インダクタ
L2を通る経路で直列共振回路を形成する。共振電流が
流れると、コンデンサC3の電荷が放出され、コンデン
サC3の両端電圧が次第に低下して行く、一方、コンデ
ンサC) 、 C4の直列回路の両端電圧は、ダイオー
ドブリッジ回路4の出力電圧と等しいので、コンデンサ
C1の電圧が低下すると、ダイオードブリッジ回路4か
らダイオードD7、トランジスタQ、、インダクタL2
、コンデンサC1を通る経路でコンデンサC1に交流電
源Vsから電流が流れて、コンデンサC1の電圧低下分
と同じたけコンデンサC,の電圧を上昇させる。この間
、ダイオードD8には平滑コンデンサC2の電圧■c2
と、ダイオードブリッジ回路4の出力電圧V、の差の電
圧が印加されている。すなわち、ダイオードD8の両端
電圧は、VD。
■First, when transistor Q is turned on, diode D
76 is turned on, and as shown in Figure 2, capacitor C5 is turned on.
A series resonant circuit is formed by a path passing through the diode D7, the transistor Q1, and the inductor L2. When the resonant current flows, the charge in the capacitor C3 is released, and the voltage across the capacitor C3 gradually decreases.On the other hand, the voltage across the series circuit of the capacitors C) and C4 is equal to the output voltage of the diode bridge circuit 4. Therefore, when the voltage of capacitor C1 decreases, the voltage from diode bridge circuit 4 to diode D7, transistor Q, and inductor L2
, a current flows from the AC power supply Vs to the capacitor C1 through a path passing through the capacitor C1, increasing the voltage of the capacitor C by the same amount as the voltage drop of the capacitor C1. During this time, the voltage of the smoothing capacitor C2 c2 is applied to the diode D8.
and the output voltage V of the diode bridge circuit 4 is applied. That is, the voltage across the diode D8 is VD.

−■。2−■4となる。−■. 2-■4.

■次に、トランジスタQ、がオフしたときには、インダ
クタL2に誘起電圧が発生し、ダイオードD2がオンし
て、第3図に示すように、インダクタL2からコンデン
サCコ、ダイオードD1、コンデンサC2、ダイオード
D2を通る経路で電流を流し続ける。このとき、コンデ
ンサC1の電圧はさらに低下するので、交流電源Vsか
らダイオードブリッジ回路4、ダイオードD7、コンデ
ンサC2、ダイオードD2、インダクタL2、コンデン
サC1を通る経路で電流が流れて、コンデンサC3の電
圧低下分と同じたけコンデンサC4の電圧を上昇させる
。この間も、ダイオードD、にはV Da =V 02
■、の電圧が印加されている。
■Next, when transistor Q is turned off, an induced voltage is generated in inductor L2, diode D2 is turned on, and as shown in Fig. The current continues to flow through the path passing through D2. At this time, the voltage of capacitor C1 further decreases, so current flows from the AC power supply Vs through the diode bridge circuit 4, diode D7, capacitor C2, diode D2, inductor L2, and capacitor C1, and the voltage of capacitor C3 decreases. The voltage of capacitor C4 is increased by the same amount as . During this time, the diode D has V Da =V 02
■The voltage is applied.

0次に、トランジスタQ2がオンすると、ダイオードD
8もオンとなり、第4図に示すように、コンデンサC1
から、インダクタL2、トランジスタQ2、ダイオード
D、を通る経路で直列共振回路を形成する。共振電流が
流れると、コンデンサC4の電荷が放出され、コンデン
サC4の両端電圧が次第に低下して行く、一方、コンデ
ンサC、、C。
0 Next, when transistor Q2 turns on, diode D
8 is also turned on, and as shown in FIG.
A series resonant circuit is formed by a path passing through the inductor L2, the transistor Q2, and the diode D. When the resonant current flows, the charge of the capacitor C4 is released, and the voltage across the capacitor C4 gradually decreases, while the capacitors C, .

の直列回路の両端電圧は、ダイオードブリッジ回路4の
出力電圧と等しいので、コンデンサC4の電圧が低下す
ると、ダイオードブリッジ回路4からコンデンサC3、
インダクタL2、トランジスタQ2、ダイオードD、を
通る経路でコンデンサC5に交流電源Vsから電流が流
れて、コンデンサC4の電圧低下分と同じだけコンデン
サC1の電圧を上昇させる。この間、ダイオードD、に
は平滑コンデンサC2の電圧VC2と、ダイオードブリ
ッジ回路4の出力電圧■、の差の電圧が印加されている
。すなわち、ダイオードD、の両端電圧は、■Dフー■
。2−■、となる。
Since the voltage across the series circuit of is equal to the output voltage of the diode bridge circuit 4, when the voltage of the capacitor C4 decreases, the voltage across the series circuit of the diode bridge circuit 4 and the capacitor C3,
Current flows from the AC power supply Vs to the capacitor C5 through a path passing through the inductor L2, the transistor Q2, and the diode D, increasing the voltage of the capacitor C1 by the same amount as the voltage drop of the capacitor C4. During this time, a voltage equal to the difference between the voltage VC2 of the smoothing capacitor C2 and the output voltage 2 of the diode bridge circuit 4 is applied to the diode D. In other words, the voltage across diode D is
. 2-■.

0次に、トランジスタQ2がオフしたときには、インダ
クタL2に誘起電圧が発生し、ダイオードD、がオンし
て、第5図に示すように、インダクタL2から、ダイオ
ードD8、コンデンサC2、ダイオードD1、コンデン
サC4を通る経路で電流を流し続ける。このとき、コン
デンサC1の電圧はさらに低下するので、交流電源Vs
からダイオードブリッジ回路4、コンデンサCコ、イン
ダクタL2、ダイオードD、、コンデンサC2、ダイオ
ードD、を通る経路で電流が流れて、コンデンサC4の
電圧低下分と同じたけコンデンサC3の電圧を上昇させ
る。この間も、ダイオードD?にはVD7vc2 V4
の電圧が印加されている。
Next, when the transistor Q2 is turned off, an induced voltage is generated in the inductor L2, and the diode D is turned on, and as shown in FIG. The current continues to flow through the path passing through C4. At this time, the voltage of capacitor C1 further decreases, so AC power supply Vs
A current flows through the diode bridge circuit 4, capacitor C, inductor L2, diode D, capacitor C2, and diode D, increasing the voltage of capacitor C3 by the same amount as the voltage drop of capacitor C4. During this time, diode D? For VD7vc2 V4
voltage is applied.

以下、上記■〜■の過程を繰り返すことにより、インダ
クタL2には、第6図に示すような電流IL2が流れる
。この電流IL2は、インダクタL2とコンデンサC3
,C、による共振電流となるので、正弦波状の丸みを帯
びた波形となる。
Thereafter, by repeating the steps (1) to (2) above, a current IL2 as shown in FIG. 6 flows through the inductor L2. This current IL2 is connected to the inductor L2 and capacitor C3.
, C, resulting in a sinusoidal, rounded waveform.

上記■〜■の過程のうち、■及び■の過程は、インダク
タL2とコンデンサC、、C、よりなる共振回路に交流
電源Vsからエネルギーを注入する過程である。すなわ
ち、■の過程においては、ダイオードブリッジ回路4か
らダイオードD2、トランジスタQ、、インダクタL2
、コンデンサC1を通る経路で、インダクタL2とコン
デンサC1よりなる直列共振回路にエネルギーを注入し
ており、■の過程においては、ダイオードブリッジ回路
4からコンデンサC5、インダクタL2、トランジスタ
Q2、ダイオードD、を通る経路で、インダクタL2と
コンデンサC5よりなる直列共振回路にエネルギーを注
入している。また、■及び■の過程は、共振回路のエネ
ルギーを平滑コンデンサC2に転送する過程である。
Among the above steps 1 to 2, steps 1 and 2 are steps in which energy is injected from the AC power supply Vs into the resonant circuit made up of the inductor L2 and the capacitors C, , C. That is, in the process (2), the diode D2, transistor Q, and inductor L2 are transferred from the diode bridge circuit 4.
, energy is injected into the series resonant circuit consisting of inductor L2 and capacitor C1 through the path passing through capacitor C1, and in the process of Along the path, energy is injected into a series resonant circuit consisting of inductor L2 and capacitor C5. Further, the processes (1) and (2) are processes in which the energy of the resonant circuit is transferred to the smoothing capacitor C2.

このように、第1図に示す回路では、回路電流は正弦波
状の共振電流となるので、ノイズレベルは低くなる。ま
た、スイッチング素子がオフするときの電流値が低いの
で、スイッチング損失も小さくすることができる。した
がって、高速度のスイッチングが可能となり、回路を小
型化できる。
In this way, in the circuit shown in FIG. 1, the circuit current becomes a sinusoidal resonant current, so the noise level is low. Furthermore, since the current value when the switching element is turned off is low, switching loss can also be reduced. Therefore, high-speed switching is possible and the circuit can be miniaturized.

また、共振電流の正負の各半サイクルで平滑コンデンサ
C2を充電しており、負の半サイクルでは無効電流のみ
が流れる第26図の従来例に比べると、無駄の少ない制
御方式となり、しかも共振電流の正負の各半サイクルに
ついて、それぞれ1個ずつのトランジスタQ 1. Q
 2を用いて共@電流を制御しているので、共振電流は
常に制御可能であり、外乱ノ、イズや電源変動等に対し
ても適切な制御を行うことができ、安定な動作を実現で
きるものである。
In addition, the smoothing capacitor C2 is charged in each positive and negative half cycle of the resonant current, and compared to the conventional example shown in Fig. 26 in which only the reactive current flows in the negative half cycle, the control method is less wasteful, and the resonant current One transistor Q for each positive and negative half cycle of 1. Q
2 is used to control the resonance current, the resonance current can always be controlled, and appropriate control can be performed even against disturbance noise, noise, power fluctuations, etc., and stable operation can be achieved. It is something.

第7図は本実施例の動作波形を交流電源Vsの1サイク
ルにわたって示す動作波形図である。同図から明らかな
ように、ダイオードブリッジ回路4の流れる電流I、及
び共振電流ILIの包絡線は交流電源Vsからの入力電
圧Vinの振幅に応じて変化する。したがって、ACフ
ィルタ3により高周波成分を除去すると、交流電源Vs
からの入力電流Iinは正弦波となり、入力力率が高く
なり、入力電流歪率が低減される。
FIG. 7 is an operational waveform diagram showing the operational waveforms of this embodiment over one cycle of the AC power supply Vs. As is clear from the figure, the current I flowing through the diode bridge circuit 4 and the envelope of the resonant current ILI change depending on the amplitude of the input voltage Vin from the AC power supply Vs. Therefore, when the high frequency component is removed by the AC filter 3, the AC power supply Vs
The input current Iin from the input current Iin becomes a sine wave, the input power factor becomes high, and the input current distortion factor is reduced.

以下、本実施例の電源装置をインバータ式の放電灯点灯
装置に用いた回路例を示す。
An example of a circuit in which the power supply device of this embodiment is used in an inverter-type discharge lamp lighting device will be shown below.

匪l燵り 第8図は直列共振型のインバータ回路を備える放電灯点
灯装置に本実施例の電源装置を用いた回路例を示してい
る。以下、インバータ回路1の構成について説明する。
Figure 8 shows an example of a circuit in which the power supply device of this embodiment is used in a discharge lamp lighting device equipped with a series resonant type inverter circuit. The configuration of the inverter circuit 1 will be explained below.

平滑コンデンサC2の両端には、トランジスタQ、、Q
、。の直列回路が並列接続されている。各トランジスタ
Q s 、 Q 16には、それぞれダイオードD 、
、D 、。が逆並列接続されている。トランジスタQ、
の両端には、直流成分カット用のコンデンサC6を介し
て、インダクタし、とコンデンサC5よりなる直列共振
回路が接続されている。共振用のコンデンサC6の両端
には放電灯rが並列接続されている。
Transistors Q, Q
,. series circuits are connected in parallel. Each transistor Qs, Q16 has a diode D, respectively.
,D. are connected in antiparallel. transistor Q,
A series resonant circuit consisting of an inductor and a capacitor C5 is connected to both ends of the inductor via a capacitor C6 for cutting DC components. A discharge lamp r is connected in parallel to both ends of the resonance capacitor C6.

第8図に示すインバータ回路1において、トランジスタ
Q、、Q、。は交互にオンオフされ、トランジスタQ、
がオンされたときには、コンデンサC6が電源となって
トランジスタQ3、インダクタし3、コンデンサC5及
び放電灯lを通る経路で電流が流れ、トランジスタQ 
+ oがオンされたときには、コンデンサC2が電源と
なってコンデンサC6、コンデンサC5及び放電灯p、
インダクタし3、トランジスタQ l’oを通る経路で
電流が流れる。なお、トランジスタQ、がオフしたとき
にはダイオード[)t。
In the inverter circuit 1 shown in FIG. 8, transistors Q, ,Q,. are turned on and off alternately, and the transistors Q,
When turned on, capacitor C6 serves as a power source, and current flows through a path passing through transistor Q3, inductor 3, capacitor C5, and discharge lamp l, and transistor Q
When +o is turned on, capacitor C2 becomes a power source, and capacitor C6, capacitor C5, and discharge lamp p,
Current flows through the inductor 3 and the transistor Ql'o. Note that when the transistor Q is turned off, the diode [)t.

を介して、また、トランジスタQ、。がオフしたときに
はダイオードD、を介して、共振回路の残留エネルギー
による電流が流れる。このようにして、インダクタL、
とコンデンサC9よりなる直列共振回路には共振電流が
流れ、コンデンサC1の両端に発生する共振電圧が放電
灯lに印加されて、放電灯!が始動点灯される。トラン
ジスタQ、、Q、。
Also, through the transistor Q,. When D is turned off, a current flows through the diode D due to the residual energy of the resonant circuit. In this way, the inductor L,
A resonant current flows through the series resonant circuit consisting of the capacitor C9 and the capacitor C9, and the resonant voltage generated across the capacitor C1 is applied to the discharge lamp l, causing the discharge lamp! is lit at startup. Transistor Q,,Q,.

のスイッチング周波数は、放電灯lの始動前にはインダ
クタし、とコンデンサC6よりなる直列共振回路の無負
荷共振周波数よりも高く設定され、放電灯pの始動後に
は放電灯!を含む負荷回路の共振周波数よりも高く設定
されることが一般的である。
The switching frequency of is set higher than the no-load resonant frequency of the series resonant circuit consisting of the inductor and capacitor C6 before starting the discharge lamp l, and after starting the discharge lamp p, the switching frequency of the discharge lamp ! Generally, the resonant frequency is set higher than the resonant frequency of the load circuit including the load circuit.

凹jLLt 第9図は1石式のインバータ回路を備える放電灯点灯装
置に本実施例の電源装置を用いた回路例を示している。
Concave jLLt FIG. 9 shows an example of a circuit in which the power supply device of this embodiment is used in a discharge lamp lighting device equipped with a single-stone inverter circuit.

以下、インバータ回路1の構成について説明する。平滑
コンデンサC2の両端には、インダクタし、とコンデン
サC1の並列回路がトランジスタQ、を介して並列接続
されている。トランジスタQ、にはダイオードD、が逆
並列接続されている。インダクタし、とコンデンサC8
の並列回路には、インダクタし、とコンデンサC1より
なる直列共振回路が接続されている。共振用のコンデン
サC3の両端には、放電灯lが並列接続されている。
The configuration of the inverter circuit 1 will be explained below. A parallel circuit of an inductor and a capacitor C1 is connected in parallel to both ends of the smoothing capacitor C2 via a transistor Q. A diode D is connected in antiparallel to the transistor Q. Inductor and capacitor C8
A series resonant circuit consisting of an inductor and a capacitor C1 is connected to the parallel circuit. A discharge lamp 1 is connected in parallel to both ends of the resonance capacitor C3.

第9図に示すインバータ回路1において、トランジスタ
Q、は高速度でオンオフされる。トランジスタQ、がオ
フされたときには、ダイオードD。
In the inverter circuit 1 shown in FIG. 9, the transistor Q is turned on and off at high speed. When transistor Q is turned off, diode D.

を介して共振回路の残留エネルギーによる電流が流れる
。このようにして、インダクタL3とコンデンサC5よ
りなる直列共振回路には共振電流が流れ、コンデンサC
6の両端に発生する共振電圧が放電灯lに印加されて、
放電灯lが始動点灯される。
A current flows through the resonant circuit due to the residual energy. In this way, a resonant current flows through the series resonant circuit consisting of the inductor L3 and the capacitor C5, and the capacitor C
The resonant voltage generated across 6 is applied to the discharge lamp l,
The discharge lamp 1 is started and lit.

以上の回路例1,2においては、商用交流電源Vsから
本実施例の共振型コンバータ5を用いて完全平滑された
直流電力を得て、インバータ回路1を駆動しているので
、放電灯lの光束は安定し、ちらつきが少なくなる。ま
た、本実施例の共振型コンバータ5はノイズレベルが低
く、スイッチング損失が少なく、高速スイッチングによ
る小型化が可能であり、しかも高入力カ串で、入力電流
の高調波成分が抑制されているので、上記の回路例1.
2はインバータ式の放電灯点灯装置に要求されるほとん
ど全ての条件を満たすものとなる。
In the above circuit examples 1 and 2, completely smoothed DC power is obtained from the commercial AC power supply Vs using the resonant converter 5 of this embodiment to drive the inverter circuit 1. The luminous flux is stable and flicker is reduced. In addition, the resonant converter 5 of this embodiment has a low noise level, low switching loss, can be miniaturized by high-speed switching, and has a high input power, so harmonic components of the input current are suppressed. , the above circuit example 1.
No. 2 satisfies almost all the conditions required for an inverter-type discharge lamp lighting device.

[実施例2] 第10図は本発明の第2実施例の回路図である。[Example 2] FIG. 10 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.

本実施例にあっては、上記回路例1(第8図参照)にお
けるインバータ回路1のトランジスタQ、、Q、。
In this embodiment, the transistors Q, , Q, of the inverter circuit 1 in the circuit example 1 (see FIG. 8) are used.

及びダイオードD s 、 D +。を、共振型コンバ
ータ5のトランジスタQ、、Q2及びダイオードD、、
D2と兼用したものである。すなわち、トランジスタQ
の両端に、直流成分カット用のコンデンサC6を介して
、インダクタし3とコンデンサC1よりなる直列共振回
路を接続し、共振用のコンデンサC6の両端に放電灯l
を並列接続したものである。このように機成することに
より、トランジスタとダイオードを2個ずつ省略でき、
回路機成が簡単化される。
and diodes D s , D +. , transistors Q, , Q2 and diodes D, , of the resonant converter 5
It is also used as D2. That is, transistor Q
A series resonant circuit consisting of an inductor 3 and a capacitor C1 is connected to both ends of the capacitor C6 for cutting DC components, and a discharge lamp l is connected to both ends of the resonance capacitor C6.
are connected in parallel. By configuring it in this way, two transistors and two diodes can be omitted,
The circuit configuration is simplified.

第11図乃至第14図は本実施例の動作説明のための回
路図である。以下、上記各図を参照しながら、本実施例
の動作について説明する。
FIGS. 11 to 14 are circuit diagrams for explaining the operation of this embodiment. The operation of this embodiment will be described below with reference to the above figures.

■まず、トランジスタQ、がオンしているときには、第
11図に示すように、共振型コンバータにおいては、コ
ンデンサC1、ダイオードD2、トランジスタQ、、イ
ンダクタL2の経路と、ダイオードブリッジ回路4、ダ
イオードD7、トランジスタQ、、インダクタL2、コ
ンデンサC4の経路で電流が流れる。一方、インバータ
回路においては、コンデンサC6、トランジスタQ1、
インダクタし3、コンデンサC5及び放電灯!の経路で
電流が流れる。
■First, when transistor Q is on, as shown in FIG. , transistor Q, , inductor L2, and capacitor C4. On the other hand, in the inverter circuit, capacitor C6, transistor Q1,
Inductor 3, capacitor C5 and discharge lamp! Current flows through the path.

■次に、トランジスタQ1がオフすると、ダイオードD
2がオンとなり、第12図に示すように、共振型コンバ
ータにおいては、インダクタL2の誘起電圧により、イ
ンダクタL2、コンデンサC1、ダイオードD7、コン
デンサC2、ダイオードD2の経路と、ダイオードブリ
ッジ回路4、ダイオードD7、コンデンサC2、ダイオ
ードD2、インダクタL2、コンデンサC1の経路で電
流が流れて、平滑コンデンサC2を充電する。一方、イ
ンバータ回路においては、インダクタし1、コンデンサ
C5及び放電灯l、コンデンサC6、コンデンサC2、
ダイオードD2の経路で電流が流れ、平滑コンデンサC
2にフライバックエネルギーを帰還させる。
■Next, when transistor Q1 turns off, diode D
2 is turned on, and as shown in FIG. 12, in the resonant converter, the induced voltage of inductor L2 causes the path of inductor L2, capacitor C1, diode D7, capacitor C2, diode D2, diode bridge circuit 4, and diode A current flows through the path of D7, capacitor C2, diode D2, inductor L2, and capacitor C1 to charge smoothing capacitor C2. On the other hand, in the inverter circuit, inductor 1, capacitor C5, discharge lamp 1, capacitor C6, capacitor C2,
Current flows through the path of diode D2, and smoothing capacitor C
Return the flyback energy to 2.

0次に、トランジスタQ2がオンしているときには、第
13図に示すように、共振型コンバータにおいては、コ
ンデンサC1、インダクタL2、トランジスタQ2、ダ
イオードD、の経路と、ダイオードブリッジ回路4、コ
ンデンサC1、インダクタL2、トランジスタQ2、ダ
イオードD8の経路で電流が流れる。一方、インバータ
回路においては、コンデンサC2、コンデンサC6、コ
ンデンサC5及び放電灯!、インダクタし1、トランジ
スタQ2の経路で電流が流れる。
Next, when the transistor Q2 is on, as shown in FIG. , inductor L2, transistor Q2, and diode D8. On the other hand, in the inverter circuit, capacitor C2, capacitor C6, capacitor C5 and discharge lamp! , inductor Q1, and transistor Q2.

■次に、トランジスタQ2がオフすると、ダイオードD
、がオンとなり、第14図に示すように、共振型コンバ
ータにおいては、インダクタL2の誘起電圧により、コ
ンデンサC1、インダクタL2、ダイオードD1、コン
デンサC2、ダイオードD。
■Next, when transistor Q2 turns off, diode D
, are turned on, and as shown in FIG. 14, in the resonant converter, capacitor C1, inductor L2, diode D1, capacitor C2, and diode D are turned on by the induced voltage of inductor L2.

の経路と、ダイオードブリッジ回路4、コンデンサC1
、インダクタL2、ダイオードD1、コンデンサC2、
ダイオードD、の経路で電流が流れて、平滑コンデンサ
C2を充電する。一方、インバータ回路においては、イ
ンダクタし3、ダイオードDI、コンデンサC6、コン
デンサC6及び放電灯lの経路で電流が流れる。
path, diode bridge circuit 4, and capacitor C1
, inductor L2, diode D1, capacitor C2,
A current flows through the path of the diode D and charges the smoothing capacitor C2. On the other hand, in the inverter circuit, a current flows through the path of the inductor 3, the diode DI, the capacitor C6, the capacitor C6, and the discharge lamp l.

以下、上記■〜■の過程を繰り返すが、各過程において
、共振型コンバータ5及びインバータ回路1に流れるど
ちらの電流も共振波形であり、正弦波状である。したが
って、この構成においても、スイッチング損失が少なく
、ノイズレベルの低い電源装置を実現でき、しかもスイ
ッチング素子を兼用したことにより、回路構成を簡単化
できる。
Hereinafter, the above steps (1) to (2) are repeated, but in each step, both currents flowing through the resonant converter 5 and the inverter circuit 1 have a resonant waveform and are sinusoidal. Therefore, even with this configuration, a power supply device with low switching loss and low noise level can be realized, and since the switching element is also used, the circuit configuration can be simplified.

なお、スイッチング素子を兼用しても、交流電源Vsか
ら共振型コンバータ5を見たときの動作は全く変わって
おらず、したがって、高入力力率、低入力電流歪率とな
ることは言うまでもない。
Note that even if the switching element is also used, the operation of the resonant converter 5 when viewed from the AC power source Vs is not changed at all, and therefore, it goes without saying that a high input power factor and a low input current distortion factor are obtained.

本実施例では、スイッチング素子には共振型コンバータ
5の電流とインバータ回路1の電流とを合成した電流が
流れるから、スイッチング素子1涸当たりのスイッチン
グ損失は増加するが、共振型コンバータ5の電流による
損失とインバータ回路1の電流による損失とに別けて考
えれば、その合計は実施例1の場合と変わらない。
In this embodiment, since a current that is a combination of the current of the resonant converter 5 and the current of the inverter circuit 1 flows through the switching element, the switching loss per switching element increases. If the loss and the loss due to the current of the inverter circuit 1 are considered separately, the total is the same as in the first embodiment.

次に、本実施例の変形例を2つ例示する。Next, two modified examples of this embodiment will be illustrated.

交脱1L 第15図は本実施例の一変形例の回路図であり、トラン
ジスタQ、、Q、とじてパワーMOSFETを使用して
いる。このようにすれば、スイッチング素子の逆並列ダ
イオードD t 、 D 2は、パワーMO3FETの
寄生ダイオード(図中、点線で示す)で代用できるので
、使用素子数が減り、回路構成を更に簡単化できるもの
である。
1L FIG. 15 is a circuit diagram of a modified example of this embodiment, in which power MOSFETs are used as transistors Q, , Q. In this way, the antiparallel diodes D t and D 2 of the switching elements can be replaced with the parasitic diodes of the power MO3FET (indicated by dotted lines in the figure), which reduces the number of elements used and further simplifies the circuit configuration. It is something.

交腹昨λ 第16図は本実施例の他の変形例の回路図である。この
回路にあっては、インバータ回路1をハーフブリッジ回
路で構成したものである。第10図の直列共振インバー
タ回路と比較すると、平滑コンデンサC2を2個のコン
デンサCi 、 Ctの直列回路に変えた点、並びに、
直流成分カット用及び電源用のコンデンサC6を2つの
コンデンサC6゜C7に分けた点のみが異なり、その他
の構成については第10図の回路と同様であり、実質的
には同様の動作となる。
Figure 16 is a circuit diagram of another modification of this embodiment. In this circuit, the inverter circuit 1 is constructed from a half-bridge circuit. When compared with the series resonant inverter circuit shown in Fig. 10, the smoothing capacitor C2 is changed to a series circuit of two capacitors Ci and Ct, and
The only difference is that the DC component cutting capacitor C6 and the power supply capacitor C6 are divided into two capacitors C6 and C7, and the other configurations are the same as the circuit shown in FIG. 10, and the operation is substantially the same.

[実施例3] 第17図は本発明の第3実施例の回路図である。[Example 3] FIG. 17 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.

本実施例にあっては、インバータ回路1をフルブリッジ
回路で構成し、その一方のスイッチング素子を共振型コ
ンバータ5のトランジスタQ、、Q2及びダイオードD
、、D、で兼用したものである。
In this embodiment, the inverter circuit 1 is constituted by a full bridge circuit, and one switching element is connected to the transistors Q, , Q2 and the diode D of the resonant converter 5.
, ,D.

具体的には、第1図の基本回路において、コンデンサC
2の両端に、トランジスタQ、、Q、、の直列回路を並
列的に接続し、トランジスタQ + 、 Q 2の接続
点とトランジスタQ、、Q、。の接続点の間に、インダ
クタし3とコンデンサC9の直列回路を接続し、コンデ
ンサC1の両端に放電灯lを並列接続したものである。
Specifically, in the basic circuit shown in Figure 1, capacitor C
2, a series circuit of transistors Q,,Q,, is connected in parallel, and the connection point of transistors Q+, Q2 and transistors Q,,Q,. A series circuit of an inductor 3 and a capacitor C9 is connected between the connection points of , and a discharge lamp 1 is connected in parallel to both ends of the capacitor C1.

各トランジスタQ、、Q、、には、それぞれダイオード
D 、、D 、。が逆並列接続されている。
Each transistor Q, ,Q, , has a diode D , ,D , respectively. are connected in antiparallel.

以下、本実施例の動作について説明する。The operation of this embodiment will be explained below.

■トランジスタQ + r Q Ioがオンしていると
きには、共振型コンバータ5では、コンデンサC3、ダ
イオードD、、トランジスタQ1、インダクタL2の経
路、及びダイオードブリッジ回路4、ダイオードD7、
トランジスタQ1、インダクタL2、コンデンサC4の
経路で電流が流れる。一方、インバータ回路1では、平
滑コンデンサC2から、トランジスタQ1、インダクタ
し1、コンデンサC3及び放電灯!、トランジスタQ 
+ oの経路で負荷電流が流れる。
■When transistor Q + r Q Io is on, in resonant converter 5, the path of capacitor C3, diode D, transistor Q1, inductor L2, diode bridge circuit 4, diode D7,
Current flows through the path of transistor Q1, inductor L2, and capacitor C4. On the other hand, in the inverter circuit 1, from the smoothing capacitor C2, the transistor Q1, the inductor 1, the capacitor C3, and the discharge lamp! , transistor Q
The load current flows through the +o path.

■次に、1−ランジスタQ、、Q、、がオフすると、ダ
イオードD2がオンとなり、共振型コンバータ5では、
インダクタI−2の誘起電圧によって、インダクタL2
、コンデンサC1、ダイオードD7、コンデンサC2、
ダイオードD2の経路、及びダイオードブリッジ回路4
、ダイオードD7、コンデンサC2、ダイオードD2、
インダクタL2、コンデンサC1の経路で電流が流れて
、平滑コンデンサC2を充電する。一方、インバータ回
路1では、インダクタし1、コンデンサC6及び放電灯
l、ダイオードDI、コンデンサC2、ダイオードD2
の経路で電流が流れて、平滑コンデンサC2にフライバ
ックエネルギーを帰還させる。
■Next, when 1-transistors Q, , Q, turn off, diode D2 turns on, and in resonant converter 5,
Due to the induced voltage in inductor I-2, inductor L2
, capacitor C1, diode D7, capacitor C2,
Path of diode D2 and diode bridge circuit 4
, diode D7, capacitor C2, diode D2,
A current flows through the path of inductor L2 and capacitor C1, charging smoothing capacitor C2. On the other hand, in the inverter circuit 1, an inductor 1, a capacitor C6, a discharge lamp 1, a diode DI, a capacitor C2, a diode D2
A current flows through the path and returns flyback energy to the smoothing capacitor C2.

0次に、トランジスタQ2.Q、がオンすると、共振型
コンバータ5では、コンデンサC4、インダクタL2、
トランジスタQ2、ダイオードDBの経路、及びダイオ
ードブリッジ回路4、コンデンサC1、インダクタL2
.1〜ランジスタQ2、ダイオードD、の経路で電流が
流れる。一方、インバータ回路1では、平滑コンデンサ
C2から、トランジスタQ9、コンデンサC5及び放電
灯r、インダクタL1、トランジスタQ2の経路で電流
が流れて、上記■の過程とは逆方向に負荷電流が流れる
0th order, transistor Q2. When Q is turned on, in the resonant converter 5, capacitor C4, inductor L2,
Transistor Q2, diode DB path, diode bridge circuit 4, capacitor C1, inductor L2
.. Current flows through the path from No. 1 to transistor Q2 and diode D. On the other hand, in the inverter circuit 1, a current flows from the smoothing capacitor C2 through the path of the transistor Q9, the capacitor C5, the discharge lamp r, the inductor L1, and the transistor Q2, and the load current flows in the opposite direction to the process (2) above.

■次に、トランジスタQ2.Q、がオフすると、ダイオ
ードD、がオンとなり、共振型コンバータ5では、イン
ダクタL2の誘起電圧によって、インダクタL2、ダイ
オードD!、コンデンサC2、ダイオードD3、コンデ
ンサC4の経路、及びダイオードブリッジ回路4、コン
デンサC3、インダクタL2、ダイオードD1、コンデ
ンサC3、ダイオミドD8の経路で電流が流れ、平滑コ
ンデンサC2を充電する。一方、インバータ回路1では
、インダクタL1、ダイオードD、、コンデンサC2、
ダイオードD、。、コンデンサC2及び放電灯lの経路
で電流が流れ、平滑コンデンサC2にフライバックエネ
ルギーを帰還させる。
■Next, transistor Q2. When Q is turned off, diode D is turned on, and in the resonant converter 5, the induced voltage in inductor L2 causes inductor L2 and diode D! , the capacitor C2, the diode D3, and the capacitor C4, and the diode bridge circuit 4, the capacitor C3, the inductor L2, the diode D1, the capacitor C3, and the diomide D8, and a current flows to charge the smoothing capacitor C2. On the other hand, in inverter circuit 1, inductor L1, diode D, capacitor C2,
Diode D. , a current flows through the path of the capacitor C2 and the discharge lamp l, and the flyback energy is fed back to the smoothing capacitor C2.

上記■〜■の過程を繰り返すことにより、共振型コンバ
ータ5及びインバータ回路1が動作する。
By repeating the steps (1) to (2) above, the resonant converter 5 and the inverter circuit 1 operate.

各過程において、共振型コンバータ5及びインバータ回
路1に流れるどちらの電流も共振波形であり、正弦波状
である。したがって、本実施例においても、スイッチン
グ損失が少なく、ノイズレベルの低い電源装置を実現で
き、しかもスイッチング素子を兼用したことにより、回
路構成を簡単化できる。なお、スイッチング素子を兼用
しても、交流電源Vsから共振型コンバータ5を見たと
きの動作は全く変わっておらず、したがって、高入力力
率、低入力電流歪率となることは言うまでもない。
In each process, both currents flowing through the resonant converter 5 and the inverter circuit 1 have a resonant waveform and are sinusoidal. Therefore, in this embodiment as well, a power supply device with low switching loss and low noise level can be realized, and the circuit configuration can be simplified since the switching element is also used. Note that even if the switching element is also used, the operation of the resonant converter 5 when viewed from the AC power source Vs is not changed at all, and therefore, it goes without saying that a high input power factor and a low input current distortion factor are obtained.

本実施例では、スイッチング素子には共振型コンバータ
5の電流とインバータ回路1の電流とを合成した電流が
流れるから、スイッチング素子1涸当たりのスイッチン
グ損失は増加するが、共振型コンバータ5の電流による
損失とインバータ回路1の電流による損失とに別けて考
えれば、その合計は実施例1の場合と変わらない。
In this embodiment, since a current that is a combination of the current of the resonant converter 5 and the current of the inverter circuit 1 flows through the switching element, the switching loss per switching element increases. If the loss and the loss due to the current of the inverter circuit 1 are considered separately, the total is the same as in the first embodiment.

[比較例] 最後に、本発明と構成が似ている比較例(特開昭59−
78496号公報参照)との相違について説明する。第
18図はこの比較例の回路図である0本発明と上記比較
例との対比を容易とするために、基本的な構成部分のみ
を取り出して第19図及び第20図に示す、第19図は
本発明の基本構成を示し、第20図は上記比較例の基本
構成を示す0両図を比較すれば明らかなように、上記比
較例では、コンデンサC,,C,の接続点Aとトランジ
スタQ、、Q、の接続点Bの間に、インダクタL3とコ
ンデンサCs及び放電灯!よりなるインバータ負荷が接
続されているが、本発明では接続点A、B間にはインダ
クタし、のみが接続されており、インバータ負荷は別個
に存在している。また、上記比較例には設けられている
コンデンサCi 、 C7は本発明の基本構成には必要
でない。
[Comparative Example] Finally, a comparative example (Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 1983-1993) whose configuration is similar to that of the present invention is
78496)) will be explained. FIG. 18 is a circuit diagram of this comparative example. In order to facilitate the comparison between the present invention and the above comparative example, only the basic components are taken out and shown in FIGS. 19 and 20. The figure shows the basic configuration of the present invention, and FIG. 20 shows the basic configuration of the above comparative example. Inductor L3, capacitor Cs and discharge lamp are connected between connection point B of transistors Q, ,Q,! However, in the present invention, only an inductor is connected between connection points A and B, and the inverter load exists separately. Further, the capacitors Ci and C7 provided in the above comparative example are not necessary for the basic configuration of the present invention.

以上の構成上の相違に基づいて、本発明と上記比較例の
動作は次のように異なる。まず、本発明ではインダクタ
L2とコンデンサC、、C、とで共振するが、上記比較
例では、インバータ負荷が共振系を構成しており、コン
デンサC、、C4は共振には無関係である。また、平滑
コンデンサC2の充電は、上記比較例では、インバータ
負荷に流れる電流で行われるのに対して、本発明では、
インダクタL2とコンデンサC、、C、の共振電流で行
われ、負荷電流では行われない、さらに、上記比較例で
は、入力電流がインバータ負荷に直接流れ込んでいるの
で、電源電圧の周期的変化がそのままりップル成分とな
ってインバータ出力に現れることになる。また、電源変
動がインバータ出力に直接影響を与え、負荷変動が入力
性能に直接影響を与える。これらは、全て平滑コンデン
サC2の充電路にインバータ負荷が含まれているためで
ある。これに対して、本発明の構成では、平滑コンデン
サC2の充電路とインバータ負荷とを独立させているの
で、上記比較例の問題点が解決されているものである。
Based on the above structural differences, the operations of the present invention and the above comparative example differ as follows. First, in the present invention, the inductor L2 and the capacitors C, , C, resonate, but in the comparative example, the inverter load constitutes a resonant system, and the capacitors C, , C4 are unrelated to resonance. Furthermore, in the comparative example described above, the smoothing capacitor C2 is charged with the current flowing through the inverter load, whereas in the present invention,
This is done by the resonant current of inductor L2 and capacitors C, , C, and not by the load current.Furthermore, in the above comparative example, the input current flows directly into the inverter load, so periodic changes in the power supply voltage remain unchanged. This will appear at the inverter output as a ripple component. Also, power supply fluctuations directly affect the inverter output, and load fluctuations directly affect the input performance. This is because the inverter load is included in the charging path of the smoothing capacitor C2. In contrast, in the configuration of the present invention, the charging path of the smoothing capacitor C2 and the inverter load are made independent, so the problems of the comparative example described above are solved.

[発明の効果] 上述のように、本発明にあっては、スイッチング要素の
順方向導通により交流電源の整流出力からインダクタと
共振コンデンサよりなる共振回路にエネルギーを蓄積し
、スイッチング要素の逆方向導通により、前記エネルギ
ーを平滑コンデンサに充電するように構成したから、ス
イッチング要素には正弦波状の共振電流が流れ、単調増
加型の三角波を遮断する従来例に比べると、順方向電流
遮断時のスイッチング損失が少なくなり、ノイズレベル
も低くなるという効果があり、また、高速度のスイッチ
ングが可能になるので、回路の小型軽量化を図ることが
できるという効果がある。しかも、本発明にあっては、
共振電流が一方の極性に流れるときには第1のスイッチ
ング要素により共振電流を制御し、他方の極性に流れる
ときには第2のスイッチング要素により共振電流を制御
するように構成したから、外来ノイズや電源変動、負荷
変動等の異常があっても適切な制御が可能となり、安定
した動作を実現できるという効果が鳥る。
[Effects of the Invention] As described above, in the present invention, energy is stored from the rectified output of the AC power supply in the resonant circuit consisting of the inductor and the resonant capacitor by the forward conduction of the switching element, and the reverse conduction of the switching element Since the energy is charged to the smoothing capacitor, a sinusoidal resonant current flows through the switching element, and compared to the conventional example that interrupts a monotonically increasing triangular wave, the switching loss when interrupting the forward current is reduced. This has the effect of reducing the noise level and reducing the noise level.Also, since high-speed switching is possible, the circuit can be made smaller and lighter. Moreover, in the present invention,
When the resonant current flows in one polarity, the resonant current is controlled by the first switching element, and when it flows in the other polarity, the resonant current is controlled by the second switching element, so that external noise, power supply fluctuation, Even if there are abnormalities such as load fluctuations, appropriate control can be performed and stable operation can be realized.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は本発明の第1実施例の回路図、第2図乃至第5
図は同上の動作説明のための回路図、第6図及び第7図
は同上の動作波形図、第8図及び第9図は同上をそれぞ
れ別の放電灯点灯装置として具体化した回路例を示す回
路図、第10図は本発明の第2実施例の回路図、第11
図乃至第14図は同上の動作説明のための回路図、第1
5図は同上の一変形例を示す回路図、第16図は同上の
他の変形例を示す回路図、第17図は本発明の第3実施
例の回路図、第18図は本発明に対する比較例の回路図
、第19図は本発明の基本構成を示す回路図、第20図
は本発明に対する比較例の基本構成を示す回路図、第2
1図は従来例の回路図、第22図は他の従来例の回路図
、第23図は同上の動作波形図、第24図はさらに他の
従来例の回路図、第25図は同上の動作波形図、第26
図は別の従来例の回路図、第27図は同上の動作波形図
である。 D1〜D、はダイオード、Q、、Q2はトランジスタ、
C,−C,はコンデンサ、L + 、 L 2はインダ
クタ、Vsは交流電源である。
FIG. 1 is a circuit diagram of the first embodiment of the present invention, and FIGS.
The figure is a circuit diagram for explaining the operation of the above, Figures 6 and 7 are operation waveform diagrams of the same, and Figures 8 and 9 are circuit examples of the same as the above as separate discharge lamp lighting devices. The circuit diagram shown in FIG. 10 is the circuit diagram of the second embodiment of the present invention, and FIG.
Figures 1 to 14 are circuit diagrams for explaining the operation of the same as above.
5 is a circuit diagram showing a modification of the above, FIG. 16 is a circuit diagram showing another modification of the same, FIG. 17 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention, and FIG. 18 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention. A circuit diagram of a comparative example, FIG. 19 is a circuit diagram showing the basic configuration of the present invention, and FIG. 20 is a circuit diagram showing the basic configuration of a comparative example with respect to the present invention.
Figure 1 is a circuit diagram of a conventional example, Figure 22 is a circuit diagram of another conventional example, Figure 23 is an operation waveform diagram of the same as above, Figure 24 is a circuit diagram of yet another conventional example, and Figure 25 is a circuit diagram of another conventional example. Operation waveform diagram, No. 26
The figure is a circuit diagram of another conventional example, and FIG. 27 is an operation waveform diagram of the same. D1 to D are diodes, Q, and Q2 are transistors,
C, -C, are capacitors, L+, L2 are inductors, and Vs is an AC power supply.

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] (1)順方向に交互にオンオフされ、逆方向電流は阻止
しない第1のスイッチング要素及び第2のスイッチング
要素を順方向が一致するように直列接続した回路と、前
記回路に並列的に接続される平滑コンデンサと、交流電
源を整流する整流器と、整流器の直流出力端子間に並列
的に接続される第1及び第2の共振コンデンサの直列回
路と、整流器の正及び負の直流出力端子を平滑コンデン
サの正端子及び負端子にそれぞれ接続する第1及び第2
のダイオードと、第1及び第2の共振コンデンサの接続
点と第1及び第2のスイッチング要素の接続点の間に接
続されるインダクタとを備えて成ることを特徴とする電
源装置。
(1) A circuit in which a first switching element and a second switching element that are alternately turned on and off in the forward direction and do not block reverse current are connected in series so that the forward directions match, and a circuit is connected in parallel to the circuit. A rectifier that rectifies the AC power supply, a series circuit of first and second resonant capacitors that are connected in parallel between the DC output terminals of the rectifier, and a series circuit that smooths the positive and negative DC output terminals of the rectifier. a first and a second connected to the positive and negative terminals of the capacitor, respectively;
A power supply device comprising: a diode; and an inductor connected between a connection point between first and second resonant capacitors and a connection point between first and second switching elements.
(2)第1及び第2のスイッチング要素をインバータ回
路のスイッチング要素として兼用したことを特徴とする
請求項1記載の電源装置。
(2) The power supply device according to claim 1, wherein the first and second switching elements are also used as switching elements of an inverter circuit.
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