JPH02196533A - 二重位相ダイバーシティ受信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、光フアイバ通信を始めとして空間伝播型光通
信、電気通信、電波通信などに用いられる二重位相ダイ
バーシティ受信方式に関する。

［従来の技術］ 光フアイバ通信を始めとして空間伝播型光通信、電気通
信、電波通信などの受信方式には、ヘテロダイン方式と
ホモダイン方式の２つが知られている。

ここで、光フアイバ通信のような数Ｇｂｉｔ／ｓという
非常に高速の信号伝送を考えた場合、ヘテロダイン方式
では中間周波数が１Ｏ−２０ＧＨｚもなり、マイクロ波
技術の制約から高性能の受信機の実現が困難になってい
る。これに対してホモダイン方式では、第６図に示すよ
うに信号の上側波帯と下側波帯がベースバンドにいわば
折りたたまれているため、特に、光フアイバ通信の場合
の光ファイバの群遅延の補償は困難であるが、受信感度
がより高いだけでなく、中間周波数が零であるがらいわ
ゆるベースバンド受信機ですむ利点がある。このため、
最近では、コヒーレント光通信研究のがなりの部分がホ
モダイン方式あるいはそのレーザのスペクトル線幅に対
する厳しい要求を回避した位相ダイバーシティ方式を指
向し始めている。しかし、このような位相ダイバーシテ
ィにも次のような固有の性能限界が存在している。（ａ
）光ファイバの群遅延補償のための遅延等価基をベース
バンド増幅器に組込むことがホモダイン方式と同様不可
能である。（ｂ）ベースバンドでＡＳＫまたはＰＳＫ復
調器を作ることは技術的に困難である。

ところで、コヒーレント光ファイバ通信は、電気通信や
電波通信などの他の通信方式に比べて格段の性能改善が
期待できるものとして盛んに研究されている。このよう
な光フアイバ通信には、石英系光ファイバが多く用いら
れているが、石英系の光ファイバは、最低伝送損失を与
える１、５５μｍ帯で波長分散が零でないため、信号の
波形に群遅延歪みを生じることになり、特にＧｂｌ／ｓ
といった超高速伝送においては、このことが伝送距離の
重要な制限要因になっている。これの解決策として、従
来、Ｄｌｓｐｅｒｓｌｏｎ−３ｈｌｌ’ｔｅｄ　Ｆｉｂ
ｅｒあるいはＤｉｓｐｅｒｓｉｏｎ−Ｆｌａｔｔｅｎｅ
ｄ　Ｆｌｂｅｒなどのファイバを用いることが考えられ
るが、前者は分散が零になる帯域が狭く、後者は製造が
難しい問題点がある。

［発明が解決しようとする課ＷＪ］ このように従来の受信方式に用いられるヘテロダイン方
式のものは、光フアイバ通信のような数ｃｂｉｔという
高速の信号伝送に対応できず、ホモダイン方式のものも
特に光フアイバ通信の光ファイバの群遅延に対する補償
が難しい。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、ホモダイン
方式とヘテダイン方式の長所を同時に実現でき、特に光
フアイバ通信にあっては、光ファイバの群遅延に対する
確実な補償を可能にした二重位相ダイバーシティ受信方
式を提供することを目的とする。

［課題を解決するための手段］ 本発明は、入力信号を複数に分け、それぞれ所定の位相
差を有する局部発振光と混合して複数の電気信号として
得、これら電気信号をさらに所定の位相差を有する局部
発振信号と乗算するとともに、これらの結果を加算して
ヘテロダイン方式の復調手段で復調するようにしている
。

［作用］ この結果、ホモダイン検波およびヘテダイン復調が得ら
れ、ホモダイン方式とへロダイン方式の利点のみを実現
できるようになる。

［実施例〕 以下、本発明の一実施例を図面にしたがい説明する。

第１図に、同実施例の概念図を示している。同実施例で
は、光フアイバ通信の場合を説明している。ここで、最
初に「検波（光検出）」と「復調」を定義すると、検波
（光検出）は光信号から電気信号への変換であり、復調
は検波によって得られた電気信号からベースバンド信号
への変換である。

受信機に入力した光信号電界を、ＡＳＫまたはＰＳＫと
想定して、 ｆ　（ｔ）　＝Ｖ　（ｔ）　ｃｏｓ　（（ｃ）３　ｔ＋
ψ）−（１）で表わす。ここで、ωＳは搬送波の角周波
数、ψは局部発振光との位相差で、ビット間隙Ｔ（ビッ
トレートの逆数）の間一定であるとする。

この場合、周知の位相ダイバーシティと同様に、入力さ
れた光信号を２つに分け、夫々９０°の位相差を有する
角周波数ωＳ　の局部発振光と混合して受光器に与え、
光電流ｉ１　　（ｔ）、１２　　（ｔ）を得る。ここで
、これら光電流ｉｘ　　（ｔ）ｉｌ　（ｔ）は、次式で
与えられる。

ｉｌ　　（ｔ）　−Ｒｖ　　（ｔ）　ｃｏｓ　　（ωｏ
ｐｐ　を十ψ）　　　　−（２）ｉｌ　　（ｔ）　＝−
Ｒｖ　　（ｔ）　５ｉｎ（ωｏ、、　を十ψ）　　　　
・（３）ただし、Ｒは受光器の検波効率、ωＯＦＦはＡ
ＦＣをかけるためのオフセット角周波数で、ωｏｐｐ”
（ｔＪｓ　　　　（Ｊｓ で与えられる。

このような検波で得られた２つの電気信号を、さらに９
０＠の位相差を有する角周波数ωＩＦの第２の局部発振
電流と乗算し、電流１ｚ　　−（ｔ）、ｉｌ　　（ｔ）
を得る。ここで、これら電流ｉ。

（ｔ）、１２　　　（ｔ）は、次式で与えられる。

’ｌ＋’（ｔ）−０，！５Ｒｖ（ｔ）ＣａＳ’ｉ（ωｏ
ｙｌωｌＦ’）ｔｆψ］＋ｏ、りＦ？ｖＣｔ）ｃｏｓ’
１−（ｃｔｒａｒｐ−ωｘ＊）ｔ−’Ｊ’）　　　　　
−””１＞　（ｔ）−０，”Ｓ　ＲｖＣｆ−）ＣｏＳ’
ｉ、（ωｏＦＴ↑ω工ｐ）ｆｔ４７−０．！ｒＦ？ｖ（
ｔ）Ｑ：＋ｓ’ｊω０ＦＦ−ωｘｖ）ｔ　−’ｔ”ｓ　
　−（ぢ）そして、これら２つの電気信号を加算器に入
力し、加算出力ｉｏを得る。ここでの加算出力ｉ０は、
下式で与えられる。

ｔｏ（ｔ）　”Ｒｖ（ｔ）ｃｏｓｌ（ωｏｐｐ　＋（Ｉ
ＪＩＦ）　　ｔ＋ψｌ　　　　・（６）こうして得られ
た加算出力ｉｓは、中間周波数ωＯＦ　Ｆ＋ωＩＦを得
るようにヘテダイン検波したとき得られる光電流と全く
同じになる。これによりｉ３　　（ｔ）を所定の伝達関
数を有する等価基に通すことによって光ファイバの群遅
延の補償が可能となり、同時に通常のヘテロダイン方式
の場合と同じ復調器に与えることでベースバンド信号が
得られるようになる。

第２図は同実施例の具体的な回路構成を示すものである
。図において、１１は光ファイバ１０からの光信号が入
力される光ハイブリッド回路で、このハイブリッド回路
１１の第２のボートには光学的な局部発振器１６が接続
されている。またこのハイブリッド回路１１は、２つの
出力ボートを持ち、それぞれで信号光・局発光間位相差
が９０°互いに異なる光信号・局発合成光を出力する。

このハイブリッド回路１１からの２つの光信号は、フォ
トダイオード１２１、アンプ１３１およびフォトダイオ
ード１２２、アンプ１３２を各別に介してミキサ１４１
．１４２に与えられる。

なお、第２ボートに接続された光学的な局部発振器１６
からの局発光は、周波数ディスクリミネータ１７からな
る周波数ロックループにより周波数制御される。

ミキサ１４１には、電気的な局部発振器１８より移相器
１９を介して９０″位相をずらした局部発振電流が与え
られ、第１ボートの入力に乗算され、また、ミキサ１４
２には、上記局部発振器１８より直接局部発振電流外え
られ、２ボート目の入力に乗算される。そして、これら
ミキサ１４１．１４２からの出力は、アンプ１５１．１
５２を各別に介して加算器２０で加算され、この加算結
果は、等価基２１に与えられる。この等価基２１は所定
の伝達関数が設定され、光ファイバの群遅延の補償を行
なう。そして、この等価基２１の出力が復調器２６に与
えられ復調され、ベースバンド信号として出力される。

この等価基２１は省略できる場合もある。

次に、第３図は同実施例を説明するための等両図を示し
ている。

まず、光ファイバ１０に入力される信号光ｆｉｎ（１）
は、 士Ｃｃｏｓ（ω９ｔ＋ψ） −・−（７） で表わされる。この場合、第３項は搬送波、第１．２項
はそれぞれ上側波帯、下側波帯を表わしている。

ここで、光ファイバ１０の伝達関数をＨ（ω）として Ｈ（ω）１ｍ−Ｇ（ω）、 ａｒｇ　　Ｈ（ω）−Ｖ　（ω）　　　　　　　　　・
・・（８）とすれば、光ファイバの出力端における信号
光ｆｏｕｔ　（ｔ）は、下式で表わすことができる。

次に、このような信号光は光ハイブリッド回路１１で２
つに分けられ、上述したと同様にして光電流ｉ＋　　（
ｔ）、ｉ２　　（ｔ）として、次式で与え；ｌ　（ｔ）
／Ｒ−ｆ、’Ｑ（ωＳ士Ｐ）ＡωＣｏ５Ｊ（Ｐ士ωｏｐ
ｒ：）−ｔすφ十〇（Ｐ）−φ＋＋（Ｐ〕−ψ（ωＳ−
Ｐ）ｄｆ’ｊ　ＣＣｒ（ω３〕ｃｏ’ＪωＯ’ＦＦｔ　
”争１坐（ω司＝−（ＪＯ）であるのに、１１式の第２
項の符号のみが異なっている。このことは、１ｎ−ｐｈ
ａｓｅの側波帯は折り返されても符号が変化しないが、
ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ−ｐｈａｓｅの側波帯は反転する
ことを意味している。ここで、さらに＋＋　（＋１　） ｋＪω９　　ｆ：ＣＩ（ＣＯｓ−Ｐ）ＢＣＰ）こｏｓ（
（ｃｏｘ７−Ｐｔω０ｎ）ｔｊ＄−（ｐ（Ｐ）１重（ｃ
６Ｓ−１））　ｃＬＰ−（Ｉｈ、）−（ＩＱ と書くとすれば、各ミキサ１４１．１４２からの出力ｉ
１−　　（ｔ）、ｉ２　　　（ｔ）は、ｔ＋’（ｔ）＆
２Ａ’＝１４（ｔ）ｔｋ７（ｔ）ｔｋｓＣｔ片）’Ｊｓ
（’ｔ）となり、これらｉ】　−（ｔ）、ｉ２−　　（
ｔ）を加算した加算器２０の出力ｉ０は、 ｉ　ｏ　（ｔ　）　／　Ｒ＝　Ｋ　Ａ　（ｔ　）＋ＫＢ
　　（ｔ）　＋Ｋｃ　（ｔ）　　　＝１２０）この結果
、（１２）、（１５）、（１６）式から明らかなように
、等両温２１の伝達関数Ｈｏ　　（ω）を、Ｈｏ（ω）
　０ｏＨ−’　（ω＋ωＳ−ω＋ｐ−ωｏｐｐ　）　　
＝・（２１）とすれば１．遅延補償ができることになる
。ここでは、事実上ＩＨ（ω）１を一定と仮定できるの
で、Ｈ，（（Ｌｌ）　　Ｉ−ｃｏｎｓ　ｔ、　　　　・
＝（２２）ａｒｇＨｏ（ω）　−−ａｒｇＨ（ω）　　
　・１２３）であればよい。通常１．５５ｎ帯は光ファ
イバの異常分散領域なので、振幅特性が平坦で、正分散
を持つ媒体、例えばストリップ線路を等両温として用い
れば遅延補償が可能になる。ただし、正分散を持つ波長
帯（波長１．　３ｔｔｍ以下）でも遅延補償は可能で、
その場合は２０式でＡ″　Ｂ％Ｃ′を残す。つまりどち
らかの局部発振器を繋ぎかえるか、加算器２０の入力の
うちの一つの符号をつけかえればよい。

ａｒｇ　Ｈ（ω）は、９〜１７式のように入ってくるの
で、上述のようにａｒｇ　Ｈ（ω）の−次の項は−様な
時間遅れを与えるだけであり、二次の項が分散を表わし
ている。

しかして、このようにした二重位相ダイバーシティ受信
方式について、他の方式のものと各項目について比較す
ると、下表のようになる。

ここで、各項目について詳しく考察すると、（１）受信
感度 二重位相ダイバーシティ受信方式は、検波の前に信号光
を２等分するため、位相ダイバーシティ方式と同じく理
想的ホモダイン方式よりも受信感度は３ｄＢ劣化する。

後述するマルチボート化した場合、位相ダイバーシティ
方式の場合と同様に劣化はさらに大きくなる。しかし、
ＤＰＳＫ位相ダイバーシティ方式ではオフセット周波数
によるパワーペナルティを生ずるが、二重位相ダイパー
シイ受信方式では生じない。

（２）必要な検出器の帯域 二重位相ダイパーシイ受信方式では、ホモダイン方式、
位相ダイパーシイ方式と同じく、検波後の光電流がベー
スバンドであるため、必要な検出器の帯域はシャノンの
定理により理想的にはビットレートの半分ですむ。

（３）レーザのスペクトル線幅に対する要求レーザのス
ペクトル線幅に対する要求は、検波方式でなく、復調方
式により決まる。ホモダイン方式は検波と復調を一体化
しているため、極めて厳しくなるが、二重位相ダイバー
シティ受信方式では、いわばヘテロダイン復調を行なっ
ているため、ヘテロダイン方式の場合とまったく同じに
なる。

（４）変調方式 二重位相ダイバーシティ受信方式は、ヘテロダイン復調
を行なっているため、ＡＳＫ、ＦＳＫ。

ＰＳＫすべて可能である。

（５）復調方式 上記（４）と同じに、二重ダイバーシティ受信方式は、
ヘテロダイン方式とまったく同じであり、同じ復調器を
用いることができる。また、中間周波数が検出器の帯域
によって制限されることがないので、ヘテロダイン方式
では難しいＰＳＫ同期復調も可能である。

（６）遅延等価 ヘテロダイン方式と全く同様にできる。

（７）その他 位相ダイバーシティ方式では、検出器、復調器がボート
の数だけ必要になるが、二重位相ダイバーシティ受信方
式では、検出器のみボートの数だけ必要である。

以上の考察から、本実施例にかかる二重位相ダイバーシ
ティ受信方式は、ホモダイン方式の技術的困難を克服し
た上で、ホモダイン方式とへテロダンン方式の長所を同
時に実現できることになる。

次に、第４図は本発明の他の実施例を示すものである。

同実施例は、マルチポート化したにボート二重位相ダイ
バーシティ受信機を示すもので、ここでは第１図と同一
部分には同符号を付している。

この場合、Ｋ≧３とすると、Ｋ番目に与えられる局部発
振光および局部発振電流は、ｃｏｓ　（ωｓ　　ｔ　＋
　２πに／Ｋ）およびｃｏｓ（ω１ｐｔ＋２πに／Ｋ）
になるので、光ハイブリッド回路１１を介して得られる
光電流ｉｘ　　（ｔ）は、 ｉ　、（ｔ）ｏｏＶ（ｔ）ｃｏｓ　（ＣＩＪＯＰＰ　ｔ
＋ψ−２πに／Ｋ）　　−（２４）となり、また、各ミ
キサ１４１〜１４Ｋにより乗算して得られる電流ｉＫ　
−（ｔ）は、ｉ　ｙ、　’　（ｔ）”Ｖ（ｔ）ｃｏｓ　
ｆω＋ｐ＋ωｏｐｒ　）　ｔ＋ψ）→−Ｖ（ｔ）ｃｏｓ
　（ω＋ｐ−ωｏｐｐ　）ｔ＋ψ＋４　ｙｒＫ／Ｋ　ｌ
　　−（２５）になる。これにより加算器２０の出力ｉ
。は、ｉ　０　（ｔ）　”Ｋｖ　（ｔ）ｃｏｓ　（ω＋
ｐ＋ωｏｐｐ　）ｔ＋ψｌ　　　　−１２６）となり、
上述した実施例と同様な結果が得られるようになる。こ
こで、３ボートのハイブリッド回路は、３本の光ファイ
バを融着することで比較的容易に実現できる。

なお、本発明は上記実施例にのみ限定されず、要旨を変
更しない範囲で適宜変形して実施できる。

例えば、第５図に示すように、２ポートの二重位相ダイ
バーシティ受信方式と偏波ダイバーシティとを組合わせ
た受信機にも適用できる。この場合、第５図は、第１図
と同一部分には同符号を付している。このようにしても
上述した実施例と同様な効果を期待できる。また、上述
の実施例では、−貫して光フアイバ通信に適用した場合
を述べたが、空間伝播形の光通信、さらに長波、中波、
短波、極超短波、ミリ波、サブミリ波を用いた通信、さ
らにはそれらを用いたレーダ、計測技術一般にも広く利
用可能である。

［発明の効果コ 本発明の二重位相ダイバーシティ受信方式によれば、ホ
モダイン検波およびヘテロダイン復調が得られ、これら
ヘテロダイン方式およびホモダイン方式の利点のみを実
現でき、特に光フアイバ通信における光ファイバの波長
分散による群遅延に対する遅延補償を確実に可能にでき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を説明するための概念図、第２図は本発
明の一実施例を示す回路構成図、第３図は同実施例を説
明するための等両図、第４図および第５図はそれぞれ本
発明の他実施例を示す回路構成図、第６図は従来の位相
ダイバーシティを説明するための図である。 １１・・・光ハイブリッド回路、１４１〜１４Ｋ・・・
ミキサ、２０・・・加算器、２１・・・等両回、２２・
・・復調器。 出願人代理人　　弁理士　鈴江武彦

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力された電気信号または光信号を複数に分け、それぞ
   れ所定の位相差を有する局部発振光と混合したのち複数
   の電気信号として得、これら電気信号をさらに所定の位
   相差を有する局部発振信号と乗算するとともに、これら
   の結果を加算してヘテロダイン方式の復調手段で復調す
   るようにしたことを特徴とする二重位相ダイバーシティ
   受信方式。