JPH02178814A

JPH02178814A - 低電圧基準電源回路

Info

Publication number: JPH02178814A
Application number: JP63331960A
Authority: JP
Inventors: Misao Furuya; 操古谷
Original assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Current assignee: Mitsumi Electric Co Ltd
Priority date: 1988-12-29
Filing date: 1988-12-29
Publication date: 1990-07-11
Anticipated expiration: 2013-04-28
Also published as: JP2745610B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は低電圧基準電源回路に係り、特に約１．２Ｖ以
下の低電圧においＪも零温度係数を有することができる
低電圧基準電源回路に関する。

近年小型・軽量化のため乾電池−本（約１．５Ｖ　）で
駆動を行なう製品が多く見られる。このような製品では
製品内の回路を駆動する際には低電圧で安定な基準電源
が必要とされている。

従来の技術従来の基準電源回路を第５図及び第６図に示ザ。

第５図及び第６図に示す基準電源回路はトランジスタＱ
ＩＯのベース・エミッタ間のＰＮ接合のバンドギャップ
電圧Ｖ、ｏを利用して出力端子３．４間の電圧を検出し
、検出信号を増幅回路１，２を介して制御素子であるト
ランジスタＱｕに供給する、１制御素子であるトランジ
スタＱｎは出力端子３゜４間に設けられ、出力端子３，
４間の出力基準電圧■、。、を一定の値に保持する。こ
のとき、出力基準電圧■、。ｆをエネルギーバンドギャ
ップ電圧■ｇｏと等しくすることにより基準電圧Ｖｒｅ
ｆは零温度係数を有し、温度特性として温度に対して安
定な基準電圧ｖｒｅｆ４！：得ていた。

発明が解決しようとする課題しかるに、従来の基準電源回路は基準電圧Ｖ　　をエネ
ルギーバンドギャップ電圧ｖｇ。（約ｅｆ１．２Ｖ）と等しくしなければ、温度係数を零とするこ
とができないため乾電池・−本で使用するような装置に
おいてより長期に渡って使用するため工〈ネルギーバンドギャップ電圧Ｖ、、。（約１．２Ｖ　）
以下の低電圧の基準電圧での使用が求められているにも
かかわらず、安定した電圧を得るためには基準電圧■ｒ
ｅｆはエネルギーバンドギャップ電圧Ｖ　（約１．２Ｖ
　）としなければならず１本の電池Ｏで装置をより長期に渡って使用することができない等の
問題点があった。

本発明は上記の点に鑑みてなされたものでエネルギーバ
ンドギャップ電圧以下の電圧でも零温度係数で使用でき
る低電圧基準電源回路を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段本発明は差動増幅回路を、差動増幅回路の出力信号に応
じて出力端子間電圧を制御する制御手段と、両端間電圧
が差動増幅回路の入力電圧となる第１の抵抗と、第１の
抵抗と直列に接続された第２の抵抗とよりなる第１の直
列回路と、第３の抵抗と、第３の抵抗と直列に接続され
た第４の抵抗と、第４の抵抗に直列に接続された第４の
抵抗と、第４の抵抗に直列にコレクタが接続され、かつ
、ベースが第３の抵抗と第４の抵抗との接続点に接続さ
れたトランジスタとよりなる第２の直列回路とよりなり
、第１の直列回路の第１及び第２の抵抗の接続点と第２
の直列回路のトランジスタのコレクタ及び第４の抵抗の
接続点とを短絡し、第１及び第２の直列回路を出力端子
間に並列に接続してなる。

作用ＰＮ接合素子の接合部の電圧は周知の公式によって表わ
され、温度Ｔ及びＰＮ接合素子を構成する半導体（通常
はシリコン）のバンドギャップに相当する電圧ｖｇｏの
関数となっている。また差動増幅回路を構成する２つの
トランジスタ、のベース・エミッタ間電圧の電圧差も周
知の公式によって表わされ、温度Ｔの関、数となってい
る。

上記低電、圧基準電源回路の出力電圧は、トランジスタ
のベース・エミッタ間のＰＮ接合部の電圧及び差動増幅
回路を構成する２つのトランジスタのベース・エミッタ
間電圧の電圧差として表われる。従ってこのように表わ
された出ツノ電圧はＴ及び■ｇｏの関数となっており、
この式を温度゛［で偏微分した式かび口となるように第
１及び第２の直列回路を構成する抵抗の値を選択するこ
とにより、出力電圧が■ｇ。以下であって零温度係数を
有するように設定することができる。

実施例第１図は本発明の一実施例の回路図を示す。定電圧発生
用のＰＮ接合はトランジスタＱ１のベス・エミッタ間の
ＰＮ接合を用いる構成でトランジスタＱ１のベース・コ
レクタ間を第４の抵抗である抵抗Ｒ２を介して接続した
構成である。また、ＰＮ接合を有する第２の直列回路は
トランジスタＱ１のベースと抵抗Ｒ２との接続点と第３
の抵抗である抵、抗Ｒ＋、とを接続した構成である。

また、トランジスタＱ６は出力端子６．７間電圧を差動
増幅回路８の出力信号に応じて制御する制御手段を構成
する。図中抵抗Ｒ４は特許請求の範囲に記載した第１の
抵抗、抵抗Ｒ５は同様に・第２の抵抗、抵抗Ｒ１は第３
の抵抗、抵抗Ｒ２は第４の抵抗に対応し、トランジスタ
Ｑ＋がＰＮ接合素子に対応する。また５は定電流電源で
あり出力端子６のラインに一定電流を供給する。

抵抗Ｒ２を流れる電流を１２、抵抗Ｒ３を流れる電流を
■３とすると、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間
電圧ＶＢＥ１は、 ■ｒｅｆ　　ＶＢＥｌ−Ｒ＋、Ｉ　＋　　　　　　　　
・・１１）と表わされ、トランジスタＱ２．Ｑ３のベー
ス・エミッタ間電圧を夫々ＶＢＥ２　、　ＶＢＥ３とし
、Ｒ４の両端間電圧をへＶ旺とじた場合に△Ｖ　８Ｅ＝
　Ｖ　８Ｅ２−Ｖ　８Ｅ３であり、したがって、抵抗と表わされ、式（６）を式（３）に代入すると、・・・（２）ここで、十Ｒｓ＝・Ｒ。

どすると・・・（７）とまた、トランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧Ｖ
ＢＥ＋はＶＢＥ＋　＝Ｒ２１＋　＋Ｒ５（Ｉ２　＋１３　）・＝
（４）電流Ｉ３はＩ３−△ＶＢＥ／Ｒ４・・・（５）と表さる。さらに１２）Ｉ３とすると電圧となる。

またトランジスタＱＩ圧をＶ　ＢＥｌとするとのベース・エミッタ量定と表わされることが知られている。ここでＶｇ。はトラ
ンジスタＱ１を構成するシリコンのエネルギーバンドギ
ャップに相当する電圧（約１．２Ｖ　）、Ｔは温度、Ｔ
ｏは基準となる動作湿度、Ｖ　ＢＥＯはＴ　＝　Ｔ　ｏ
のときのトランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧で
ある。

また差動増幅回路８の入力電圧となるΔＶＩＥはΔＶ　
ＢＥ＝　Ｖ　ＢＦ２−　Ｖ　ＢＦ２となる。

ここで（１０）式を温度Ｔで偏微分し、となることが知
られている。ここでｎｌはトランジスタＱ３のトランジ
スタＱ２に対する電流密度化（又は接合部の面積比）ｎ
２はトランジスタＱ４のトランジスタＱ５に対する電流
密度化であり、ｋは、ボルツマン定数、ｑは電子電荷で
ある。

（８）（９）式を（７）式に代入するととなる。温度変
化が零となる条件はａ■ｒｅｆ／θＴ−０であるため、式（１１）ヲセロト
おいてＶｇ。を求めるとＲ２Ｒ。

であり、これは抵抗Ｒｚ　、Ｒ４、Ｒｓ　、Ｒｏを（１
２）式を満たすよう設定すれば■、。、の湯度係数はゼ
ロとなることを示している。

またＴ　＝　Ｔ　ｏにおけるＶｒ８ｆの値は（１ｏ）（
１２）式と表わされる。（１３）式は温度ＴがＴ　＝　
Ｔ　ｏのときに出力端子６．７間に生じる電圧Ｖ、。、
がシリコンのバンドギャップに相当する１、２ｖよりも
低い低電圧となり得ることを示しており、しがもこれは
零温度係数を有するため温度変化に対して安定な出力と
なっている。

また、■、。ｆが（１３）式Ｊ：り高い電圧の時は（１
１）式はとなり、正の温度特性を示し、（１３）式より低い電圧
の時は（１１）式はである。これよりｖｒｅｆ（Ｔ＝ＴＯ）とｖ、ｏの関係
を求めるととなり、負の温度特性を示す。

すなわち、第２図に示すようにｖｒｅｆを温度係数が零
となる電圧（（１３）式）より上下することにより出力
電圧の８１１特性（係数）を変化させることができる。

第３図及び第４図は、夫々本発明の第２実施例、第３実
施例の回路図を示しており、これらの回路中第１図と同
一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略する。

第１図の回路は本発明の主目的である温度変動に対して
安定な低電圧出力を与えることができるが、第３図、第
４図の回路はこの他に電源電圧変動及び負荷変動等によ
って生ずる出力電圧の変動を防止するために第１図の回
路の周辺に必要な回路を設けたものであり、両回路とも
低電圧基準電源回路８（第１図の回路に対応）の左側が
、第１図の定電流電源５の役割を果す。

第３図では、■ｉｏに電源が投入されると定電流回路９
によって略一定の電流がトランジスタＱ８のベースに供
給され、出力制御用素子であるトランジスタＱ８がオン
となることによって低電圧基準電源回路８が動作し、こ
れに伴って制御素子であるＰＮＰトランジスタＱ６がオ
ンとなる。この状態から、負荷変動等によって出力電圧
Ｖ。ｕｔが例えば増大する方向に変化するとＰＮＰトラ
ンジスタＱ６はより強くオンになりエミッタ電流が増え
るため、トランジスタＱ７のベースに供給される電流は
減少する。これによってトランジスタＱ８のコレクタか
ら供給される出力電圧Ｖ。Ｕ−よ下げられる。一方、出
力電圧■。ｕｔが減少する方向に変化すると上記とは逆
にＶ。ｕｔを上げるよう動作し、出力電圧Ｖ。ｕｔを一
定に保とうとする。

第４図の回路は、■ｉｏに電源が投入されると起動回路
１５が動作してカレントミラー回路１ｏが動作し、電流
が流れる。カレンミラー回路１ｏが動作すると低電圧基
準電源回路１１及びトランジスタＱ７に電流が供給され
回路動作が開始される。

低電圧基準電源回路１１の出力は出力端子１２゜１３間
の電圧と電圧比較回路１４で比較され、その差に応じた
出力はトランジスタＱ９のベースに供給される。このた
めトランジスタＱ９に電圧比較回路１４の出力に応じた
電流が流れ、１〜ランジスタＱ７に流れる電流も制御さ
れる。したがって出力制御用素子であるトランジスタＱ
８のベース電流が制御されトランジスタＱ９に流れる電
流が制御され、出力端子１２．１３間の電圧が一定に制
御される。

発明の効果上述の如く、本発明によれば、比較的簡単な回路構成に
よりシリコンの１ネルギーバンドギヤツプに相当する電
圧以下の零温度係数を有する安定な低電圧を取り出すこ
とができ、バッテリ駆動の電気製品の増加に伴って拡大
しつつある低電圧の基準電源に対する需要に応えること
でかでき、更に容易に集積回路化が可能なことから信頼
性、経済性の点で有利であるという特長を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の回路図、第２図は本発
明の第１の実施例の温度−出力電圧特性図、第３図は本
発明の第２の実施例の回路図、第４図は本発明の第３実
施例の回路図、第５図は従来の一例の回路図、第６図は
従来の他の一例の回路図である。１・・・増幅回路、８・・・差動増幅回路、１１・・・
低電圧基準電圧回路、０１〜Ｑｎ・・・１ヘランジスタ
、Ｒ１−Ｒ６・・・抵抗１゜特許出願人　ミツミ電機株式会社

Claims

【特許請求の範囲】差動増幅回路と、差動増幅回路の出力信号に応じて出力電圧を制御する制
御手段と、両端子電圧が該差動増幅回路の入力電圧とな
る第１の抵抗と、該第１の抵抗と直列に接続された第２
の抵抗とよりなる第１の直列回路と、第３の抵抗と、該第３の抵抗と直列に接続された第４の
抵抗と、該第４の抵抗にコレクタ−エミッタ間が直列と
なるように接続され、かつ、ベースが該第３の抵抗と該
第４の抵抗との接続点に接続されたトランジスタとより
なる第２の直列回路とを有し、該第１の直列回路の該第１及び第２の抵抗の接続点と該
第２の直列回路の該トランジスタのコレクタとを短絡し
、該第１及び第２の直列回路を並列に接続してなり、前
記差動増幅回路の出力信号に応じて前記制御手段を動作
させることにより該出力電圧を前記トランジスタのベー
スエミッタ間のＰＮ接合のバンドキャップ電圧以下の一
定電圧に制御することを特徴とする低電圧基準電源回路
。