JPH0215038B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0215038B2 JPH0215038B2 JP22799382A JP22799382A JPH0215038B2 JP H0215038 B2 JPH0215038 B2 JP H0215038B2 JP 22799382 A JP22799382 A JP 22799382A JP 22799382 A JP22799382 A JP 22799382A JP H0215038 B2 JPH0215038 B2 JP H0215038B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- frequency
- distance
- wave
- modulation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 40
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 26
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 8
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 4
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims 1
- NCGICGYLBXGBGN-UHFFFAOYSA-N 3-morpholin-4-yl-1-oxa-3-azonia-2-azanidacyclopent-3-en-5-imine;hydrochloride Chemical compound Cl.[N-]1OC(=N)C=[N+]1N1CCOCC1 NCGICGYLBXGBGN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 11
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 11
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 238000000691 measurement method Methods 0.000 description 3
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000003032 molecular docking Methods 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
- G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
- G01S13/06—Systems determining position data of a target
- G01S13/08—Systems for measuring distance only
- G01S13/32—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated
- G01S13/36—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated with phase comparison between the received signal and the contemporaneously transmitted signal
- G01S13/38—Systems for measuring distance only using transmission of continuous waves, whether amplitude-, frequency-, or phase-modulated, or unmodulated with phase comparison between the received signal and the contemporaneously transmitted signal wherein more than one modulation frequency is used
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電波を利用する距離測定において特に
低高度用の高度計、あるいはドツキングレーダ等
の比較的近距離にある目標物体までの距離を高精
度で計測するための電波測距方法および電波測距
装置に関するものである。
低高度用の高度計、あるいはドツキングレーダ等
の比較的近距離にある目標物体までの距離を高精
度で計測するための電波測距方法および電波測距
装置に関するものである。
レーダの主方式であるパルスレーダ方式で近距
離にある目標物体までの距離を計測しようとする
場合には送信パルスと反射してくる受信パルスの
時間的なずれが極めて小さいので測定が困難であ
り、このために距離分解能を高めようとしてパル
ス幅を狭くする方法があるがパルス幅にも限度が
あつて高精度での測距は極めて困難である。この
一つの解決策として信号に連続波を用い、その周
波数あるいは位相を変化させることにより近距離
の計測を行う方式が提案されているが、例えば
FM電波高度計のように、周波数変調や位相変調
を高精度で行うには少なからず高度の技術が要求
される。これらの諸問題点を解決するために従来
技術として連続波をパルス変調してデユーテイサ
イクル50％のパルス波を送信し、反射してくる受
信パルス信号を復調したのちコヒーレントな局部
信号と混合してより低い周波数に周波数変換する
ことにより送信波と受信波との位相差に相当する
時間差を拡大して計測し、簡単な装置構成で高精
度の近距離の計測が可能な特開昭51−74593号電
波測距方法として提案した。この電波測距方法に
基づいて時間差拡大法を利用し、比較的高価格の
装置を実用化して近距離の測距を行い一応の成果
として最大探知距離20ｍで±10cm程度の精度を得
たがこれは満足すべきものではなかつた。
離にある目標物体までの距離を計測しようとする
場合には送信パルスと反射してくる受信パルスの
時間的なずれが極めて小さいので測定が困難であ
り、このために距離分解能を高めようとしてパル
ス幅を狭くする方法があるがパルス幅にも限度が
あつて高精度での測距は極めて困難である。この
一つの解決策として信号に連続波を用い、その周
波数あるいは位相を変化させることにより近距離
の計測を行う方式が提案されているが、例えば
FM電波高度計のように、周波数変調や位相変調
を高精度で行うには少なからず高度の技術が要求
される。これらの諸問題点を解決するために従来
技術として連続波をパルス変調してデユーテイサ
イクル50％のパルス波を送信し、反射してくる受
信パルス信号を復調したのちコヒーレントな局部
信号と混合してより低い周波数に周波数変換する
ことにより送信波と受信波との位相差に相当する
時間差を拡大して計測し、簡単な装置構成で高精
度の近距離の計測が可能な特開昭51−74593号電
波測距方法として提案した。この電波測距方法に
基づいて時間差拡大法を利用し、比較的高価格の
装置を実用化して近距離の測距を行い一応の成果
として最大探知距離20ｍで±10cm程度の精度を得
たがこれは満足すべきものではなかつた。
また、この従来方法は一般の位相差測定におけ
るように、送信波と受信波との位相差が送信波お
よび受信波の一周期分を越える場合には位相差の
測定にAmbiguity（不明確さ）を生じて測定値を
確定できなくなるため、送信波の変調周波数は
Unambiguous（まぎらわしくない）距離である最
大探知距離により決定される単一の変調周波数に
限定されていた。
るように、送信波と受信波との位相差が送信波お
よび受信波の一周期分を越える場合には位相差の
測定にAmbiguity（不明確さ）を生じて測定値を
確定できなくなるため、送信波の変調周波数は
Unambiguous（まぎらわしくない）距離である最
大探知距離により決定される単一の変調周波数に
限定されていた。
しかしながら近時、かつて高価格であつたデジ
タル回路およびマイクロ波回路の諸部品ならびに
当時は夢であつたマイコンによる自動コントロー
ルが想像もできなかつた低価格で実現できるよう
になり、従来方法では実用化が予想もできなかつ
た複数の変調周波数を切換えて測距を行う近距離
レーダの可能性が生じてきた。
タル回路およびマイクロ波回路の諸部品ならびに
当時は夢であつたマイコンによる自動コントロー
ルが想像もできなかつた低価格で実現できるよう
になり、従来方法では実用化が予想もできなかつ
た複数の変調周波数を切換えて測距を行う近距離
レーダの可能性が生じてきた。
本発明は従来の電波測距方法における時間差拡
大法の単一変調周波数を複数変調周波数の切換に
よつて粗および精測距を行い、測距毎に得られる
粗および精測距値を加算して所望の高精度を得る
ことのできる電波測距方法およびその装置を提供
することを目的とする。
大法の単一変調周波数を複数変調周波数の切換に
よつて粗および精測距を行い、測距毎に得られる
粗および精測距値を加算して所望の高精度を得る
ことのできる電波測距方法およびその装置を提供
することを目的とする。
本発明は従来方法に更に変調周波数を切換える
技術的方法を加え、複数変調周波数を用いること
により、すなわち従来の最大探知距離で決定され
る変調周波数で粗測距を行い、次に変調周波数を
例えば10倍にしてこの10倍の変調周波数で決定さ
れる最大探知距離内の中測距を行い、次に上記変
調周波数を100倍にして、この100倍の変調周波数
で決定される最大探知距離内の精測距を行い、こ
れら粗、中および精測距にて得られた測距値を加
算して高精度の測距を行う電波測距方法を提供
し、またこの方法を利用し複数変調周波数の自動
切換や粗、中および精測距値のデータ結合を制御
回路例えばマイコン等を利用して迅速に行う電波
測距装置をも提供するものである。本発明の電波
測距方法およびその装置によれば従来の時間差拡
大法と位相差測定法においては如何にしても到達
できなかつた測距精度、すなわち従来精度の1/10
あるいは1/100程度の満足すべき高精度の測距を
行うことができる。
技術的方法を加え、複数変調周波数を用いること
により、すなわち従来の最大探知距離で決定され
る変調周波数で粗測距を行い、次に変調周波数を
例えば10倍にしてこの10倍の変調周波数で決定さ
れる最大探知距離内の中測距を行い、次に上記変
調周波数を100倍にして、この100倍の変調周波数
で決定される最大探知距離内の精測距を行い、こ
れら粗、中および精測距にて得られた測距値を加
算して高精度の測距を行う電波測距方法を提供
し、またこの方法を利用し複数変調周波数の自動
切換や粗、中および精測距値のデータ結合を制御
回路例えばマイコン等を利用して迅速に行う電波
測距装置をも提供するものである。本発明の電波
測距方法およびその装置によれば従来の時間差拡
大法と位相差測定法においては如何にしても到達
できなかつた測距精度、すなわち従来精度の1/10
あるいは1/100程度の満足すべき高精度の測距を
行うことができる。
以下に本発明をその方法の原理を説明する図面
とその装置の一実施例を示すブロツク図にもとづ
いて説明する。
とその装置の一実施例を示すブロツク図にもとづ
いて説明する。
第１図は本発明の電波測距方法の原理説明図
で、第２図は第１図の各部波形図である。第１と
２図において、発振器１は例えばガンダイオード
等により構成され周波数Ｆなる連続波の搬送波信
号を発振するものであり、この発振器１の出力
は、例えばピンダイオード等により構成された変
調器２に入力される。もう一つの発振器３は周波
数Ｆより遥かに小さい繰返し周波数ｎ・nのデユ
ーテイサイクル50％のパルス信号を発振し、変調
周波数切換器２０を介してその出力は２分岐さ
れ、一つは１／ｎの分周器２１へ入力し第２図ａ
の如き変調周波数nなる変調信号となり、その出
力は変調器２に入力される。他の一つはクロツク
パルス信号として時間差測定器２２へ入力され
る。変調器２でパルス変調を受けた第２図ｂの如
き被変調信号は送信用アンテナ４より送信波とし
て放射される。この送信波のうちの一部は周知の
ように測距すべき目標物体５によつて反射され、
受信波として受信用アンテナ６に到来する。この
受信波は検波増巾器７により包絡線検波され、増
巾されて第２図ｃに示すような繰返し周波数nの
パルス列の復調信号となり、フイルタ８に導入さ
れる。フイルタ８は中心周波数nの狭帯域バンド
パスフイルタであり、上記復調信号はフイルタ８
を通過することによつて第２図ｄに示すような基
本波成分のみとなる。
で、第２図は第１図の各部波形図である。第１と
２図において、発振器１は例えばガンダイオード
等により構成され周波数Ｆなる連続波の搬送波信
号を発振するものであり、この発振器１の出力
は、例えばピンダイオード等により構成された変
調器２に入力される。もう一つの発振器３は周波
数Ｆより遥かに小さい繰返し周波数ｎ・nのデユ
ーテイサイクル50％のパルス信号を発振し、変調
周波数切換器２０を介してその出力は２分岐さ
れ、一つは１／ｎの分周器２１へ入力し第２図ａ
の如き変調周波数nなる変調信号となり、その出
力は変調器２に入力される。他の一つはクロツク
パルス信号として時間差測定器２２へ入力され
る。変調器２でパルス変調を受けた第２図ｂの如
き被変調信号は送信用アンテナ４より送信波とし
て放射される。この送信波のうちの一部は周知の
ように測距すべき目標物体５によつて反射され、
受信波として受信用アンテナ６に到来する。この
受信波は検波増巾器７により包絡線検波され、増
巾されて第２図ｃに示すような繰返し周波数nの
パルス列の復調信号となり、フイルタ８に導入さ
れる。フイルタ８は中心周波数nの狭帯域バンド
パスフイルタであり、上記復調信号はフイルタ８
を通過することによつて第２図ｄに示すような基
本波成分のみとなる。
今、発振器３からの変調信号の基本波成分を
sinωt（但しω＝2πn）とすれば、上記復調信号
の基本波成分すなわちフイルタ８の出力信号は
sinω（ｔ−τ）（但しτは受信波の遅れ時間を示
し、送信用アンテナ４または受信用アンテナ６か
ら目標物体５までの距離Ｒと電波伝搬速度Ｃとの
間にτ＝2R／Ｃの関係にある。）となり、上記し
た変調信号の基本波sinωtと復調信号の基本波
sinω（ｔ−τ）の位相差に相当する時間差τを求
めれば、既知の電波伝搬速度Ｃにより目標物体５
までの距離Ｒが求まるわけであるが、距離Ｒは極
めて小さいときは必然的にτも小さくなり、その
測定は極めて困難となる。
sinωt（但しω＝2πn）とすれば、上記復調信号
の基本波成分すなわちフイルタ８の出力信号は
sinω（ｔ−τ）（但しτは受信波の遅れ時間を示
し、送信用アンテナ４または受信用アンテナ６か
ら目標物体５までの距離Ｒと電波伝搬速度Ｃとの
間にτ＝2R／Ｃの関係にある。）となり、上記し
た変調信号の基本波sinωtと復調信号の基本波
sinω（ｔ−τ）の位相差に相当する時間差τを求
めれば、既知の電波伝搬速度Ｃにより目標物体５
までの距離Ｒが求まるわけであるが、距離Ｒは極
めて小さいときは必然的にτも小さくなり、その
測定は極めて困難となる。
本発明においては、上記の復調信号の基本波成
分sinω（ｔ−τ）を後述するコヒーレントな局部
信号である正弦波信号sin99／100ωtと混合して周波 数変換するものであり、この周波数変換によつて
公知のように得られる両者の差および和に相当す
る二信号sin１／100ω（ｔ−100τ）およびsin199／100
ω （ｔ−100／199τ）のうち、差に相当する信号sin１／1
00 ω（ｔ−100τ）のみ取り出し、これと対応して変
調信号を分周して得た信号sin１／100ωtと上記信号 sin１／100ω（ｔ−100τ）とによつて上記τを実質的 に拡大して計測するものである。
分sinω（ｔ−τ）を後述するコヒーレントな局部
信号である正弦波信号sin99／100ωtと混合して周波 数変換するものであり、この周波数変換によつて
公知のように得られる両者の差および和に相当す
る二信号sin１／100ω（ｔ−100τ）およびsin199／100
ω （ｔ−100／199τ）のうち、差に相当する信号sin１／1
00 ω（ｔ−100τ）のみ取り出し、これと対応して変
調信号を分周して得た信号sin１／100ωtと上記信号 sin１／100ω（ｔ−100τ）とによつて上記τを実質的 に拡大して計測するものである。
すなわち第１図において混合器１０が上記の周
波数変換を行なうための混合動作をし、フイルタ
１１が上記差に相当する信号sin１／100ω（ｔ− 100τ）を取り出すための中心周波数n／100なる狭帯 域バンドパスフイルタである。
波数変換を行なうための混合動作をし、フイルタ
１１が上記差に相当する信号sin１／100ω（ｔ− 100τ）を取り出すための中心周波数n／100なる狭帯 域バンドパスフイルタである。
上記フイルタ１１の出力信号sin１／100ω（ｔ−
100τ）は飽和増巾器から構成された波形成形器１
２に入力され、その出力信号は第２図ｆに示すよ
うな基本波sin１／100ω（ｔ−100τ）繰返し周波数n ／100なるパルス列の受信信号として時間差測
定器２２に入力する。
２に入力され、その出力信号は第２図ｆに示すよ
うな基本波sin１／100ω（ｔ−100τ）繰返し周波数n ／100なるパルス列の受信信号として時間差測
定器２２に入力する。
一方、前記した発振器３から変調周波数切換器
２０と分周器２１を介して出力する変調信号は、
変調器２に入力されるかたわら分周器１４に入力
されて上記周波数変換の変換周波数n／100に対
応した周波数すなわち本実施例においては1/100
に分周される。分周器１４から出力信号は送信信
号として時間差測定器２２に入力し第２図ｅに示
すように、繰返し周波数n／100なるパルス列で
あり、その基本波成分は分周器１４による遅延を
無視すればsin１／100ωtである。
２０と分周器２１を介して出力する変調信号は、
変調器２に入力されるかたわら分周器１４に入力
されて上記周波数変換の変換周波数n／100に対
応した周波数すなわち本実施例においては1/100
に分周される。分周器１４から出力信号は送信信
号として時間差測定器２２に入力し第２図ｅに示
すように、繰返し周波数n／100なるパルス列で
あり、その基本波成分は分周器１４による遅延を
無視すればsin１／100ωtである。
時間差測定器２２に入力した第２図ｅとｆで示
す信号はゲイト信号を形成し、更に周波数ｎ・n
なるクロツクパルス信号とともにAND回路に入
力して合成され第２図ｇに示すゲイト出力信号と
なる。このゲイト出力信号はカウンタにより計数
されラツチ回路を経て距離表示器２３に表示され
る。
す信号はゲイト信号を形成し、更に周波数ｎ・n
なるクロツクパルス信号とともにAND回路に入
力して合成され第２図ｇに示すゲイト出力信号と
なる。このゲイト出力信号はカウンタにより計数
されラツチ回路を経て距離表示器２３に表示され
る。
上記第２図ｅ，ｆに示された受信信号および送
信信号は、その基本波成分から明らかなように繰
返し周波数は共にn／100であり、その位相差に
相当する時間差は100τである。
信信号は、その基本波成分から明らかなように繰
返し周波数は共にn／100であり、その位相差に
相当する時間差は100τである。
上述の実施例においては、位相差に相当する時
間差τを100倍に拡大する場合を例に挙げて説明
したが、同様にして変調信号と復調信号との微少
位相差を所望の倍率で拡大し得ることは述べるま
でもない。
間差τを100倍に拡大する場合を例に挙げて説明
したが、同様にして変調信号と復調信号との微少
位相差を所望の倍率で拡大し得ることは述べるま
でもない。
尚、第１図における正弦波信号sin99／100ωtは、
フイルタ９，１６，１７および混合器１８により
形成され、信号源としては発振器３および分周器
１４を用いている。すなわちフイルタ１６，１７
は各々中心周波数がnおよびn／100の狭帯域バ
ンドパスフイルタであり、発振器３から周波数n
のパルス信号および分周器１４からの周波数n／
100のパルス信号よりそれぞれsinωtおよびsin
１／100ωtの二信号を抽出する。この抽出された二 信号は混合器１８に入力され、周知の如くsin
99／100ωtおよびsin101／100ωtなる二信号に周波数変
換 され、中心周波数99／100nなる狭帯域バンドパスフ イルタ９によりsin99／100ωtのみが上感正弦波信号 として取出されて前述の混合器１０に入力される
ものである。
形成され、信号源としては発振器３および分周器
１４を用いている。すなわちフイルタ１６，１７
は各々中心周波数がnおよびn／100の狭帯域バ
ンドパスフイルタであり、発振器３から周波数n
のパルス信号および分周器１４からの周波数n／
100のパルス信号よりそれぞれsinωtおよびsin
１／100ωtの二信号を抽出する。この抽出された二 信号は混合器１８に入力され、周知の如くsin
99／100ωtおよびsin101／100ωtなる二信号に周波数変
換 され、中心周波数99／100nなる狭帯域バンドパスフ イルタ９によりsin99／100ωtのみが上感正弦波信号 として取出されて前述の混合器１０に入力される
ものである。
これまで述べた本発明の電波測距方法と従来方
法との相違は発振器３に変調周波数切換器２０が
追加され、フイルタ８，９，１１，１６および１
７をそれぞれの中心周波数が変調周波数nの切換
に対応することができるように多段の狭帯域バン
ドパスフイルタとすることである。
法との相違は発振器３に変調周波数切換器２０が
追加され、フイルタ８，９，１１，１６および１
７をそれぞれの中心周波数が変調周波数nの切換
に対応することができるように多段の狭帯域バン
ドパスフイルタとすることである。
以下に本発明が特徴とする粗測距法と精測距法
を第３図と第４図により説明する。第３と４図で
４と６とはレーダの送・受信用アンテナで前方に
物標物体５がある。最大探知距離Rmaxで
Ambiguity（不明確さ）ご生じないような変調周
波数n＝n1を選び、（通常Rma−ｘＣ／2n1と
する。但しｃは電波伝搬速度）距離Rmaxをｎ分
割して測距を行う第１図に示すような時間差測定
器２２で測定すると、物標物体５はレーダの送・
受信用アンテナ４と６から距離にして（ｍ−
１）・Rmax／ｎとｍ・Rmax／ｎとの間にある
という粗測定がなされ、粗測定値（ｍ−１）・
Rmax／ｎが得られる。ここでｎはｎ≠０、ｎ≠
１なる整数である。次に変調周波数nを最大探知
距離Rmax／ｎでAmbiguityを生じないような変
調周波数n＝ｎ・n1に選び測定すると、物表物
体５はレーダの送・受信用アンテナ４と６からの
上記粗測定値から、距離にして（ｐ−１）・
Rmax／n2とｐ・Rmax／n2との間にあるという
精測定がなされ、精測定値（ｐ−１）・Rmax／
n2が得られる。すなわち両測定値を加算して物標
物体５までの距離 Ｒ＝（ｍ−１）・Rmax／ｎ＋（ｐ−１）・Rmax／
n2 が得られる。粗測定における測定精度Rmax／ｎ
は精測定においてRmax／n2となり、精度は１／
ｎだけ改善される。このように変調周波数がそれ
ぞれｎのべき数乗倍となるように複数回切換えて
行うことにより測定精度は１／ｎ、１／n2、１／
n3…すなわち例えばｎ＝10では1/10、1/100、1/1
０００…と向上することができる。従つて従来方法
に本発明の特徴とする方法を加えて測距を行へ
ば、従来の測距精度の1/10あるいは1/100程度の
満足すべき高精度で測距を行うことができる。次
に本発明の電波測距方法を利用した電波測距装置
の一実施例を示すブロツク図を第５図に基づいて
説明する。第５図に示す装置は時間差拡大を第１
図の原理説明にて示した100τ（τは位相差）を
1000τとした実施例であるために装置の構成が多
異なる。第１図に示すブロツクと同一機能をもつ
ブロツクは同一付号を用いてその詳細な説明は省
略する。
を第３図と第４図により説明する。第３と４図で
４と６とはレーダの送・受信用アンテナで前方に
物標物体５がある。最大探知距離Rmaxで
Ambiguity（不明確さ）ご生じないような変調周
波数n＝n1を選び、（通常Rma−ｘＣ／2n1と
する。但しｃは電波伝搬速度）距離Rmaxをｎ分
割して測距を行う第１図に示すような時間差測定
器２２で測定すると、物標物体５はレーダの送・
受信用アンテナ４と６から距離にして（ｍ−
１）・Rmax／ｎとｍ・Rmax／ｎとの間にある
という粗測定がなされ、粗測定値（ｍ−１）・
Rmax／ｎが得られる。ここでｎはｎ≠０、ｎ≠
１なる整数である。次に変調周波数nを最大探知
距離Rmax／ｎでAmbiguityを生じないような変
調周波数n＝ｎ・n1に選び測定すると、物表物
体５はレーダの送・受信用アンテナ４と６からの
上記粗測定値から、距離にして（ｐ−１）・
Rmax／n2とｐ・Rmax／n2との間にあるという
精測定がなされ、精測定値（ｐ−１）・Rmax／
n2が得られる。すなわち両測定値を加算して物標
物体５までの距離 Ｒ＝（ｍ−１）・Rmax／ｎ＋（ｐ−１）・Rmax／
n2 が得られる。粗測定における測定精度Rmax／ｎ
は精測定においてRmax／n2となり、精度は１／
ｎだけ改善される。このように変調周波数がそれ
ぞれｎのべき数乗倍となるように複数回切換えて
行うことにより測定精度は１／ｎ、１／n2、１／
n3…すなわち例えばｎ＝10では1/10、1/100、1/1
０００…と向上することができる。従つて従来方法
に本発明の特徴とする方法を加えて測距を行へ
ば、従来の測距精度の1/10あるいは1/100程度の
満足すべき高精度で測距を行うことができる。次
に本発明の電波測距方法を利用した電波測距装置
の一実施例を示すブロツク図を第５図に基づいて
説明する。第５図に示す装置は時間差拡大を第１
図の原理説明にて示した100τ（τは位相差）を
1000τとした実施例であるために装置の構成が多
異なる。第１図に示すブロツクと同一機能をもつ
ブロツクは同一付号を用いてその詳細な説明は省
略する。
送受信回路は発振器１、変調器２、サーキユレ
ータ２５較正用シヤツタ２６、アンテナ２７およ
び検波増巾器から構成され、連続マイクロ波を変
調信号により変調して送信波となし、送受切換作
用を行うサーキユレータ２５を通り、開放された
較正用シヤツタ２６を通り、更にパラボラアンテ
ナ等のアンテナ２７を経過して目標物体５に向け
て上記送信波を放射し、反射して再びアンテナ２
７、較正用シヤツタ２６およびサーキユレータ２
５を通り検波増巾器７に入力した受信波を検波増
巾して復調信号とする。較正用シヤツタ２６は導
波管の導口の開閉を行うシヤツタで、時間差測定
回路に備けられた測距計数用カウンタに具えられ
た減算の機能とともに制御回路に制御されて本発
明になる装置の温度ドリフトやその他の原因によ
る測距零位置変動に対して測距開始直前にシヤツ
タを閉じて零位置の較正を行うものである。
ータ２５較正用シヤツタ２６、アンテナ２７およ
び検波増巾器から構成され、連続マイクロ波を変
調信号により変調して送信波となし、送受切換作
用を行うサーキユレータ２５を通り、開放された
較正用シヤツタ２６を通り、更にパラボラアンテ
ナ等のアンテナ２７を経過して目標物体５に向け
て上記送信波を放射し、反射して再びアンテナ２
７、較正用シヤツタ２６およびサーキユレータ２
５を通り検波増巾器７に入力した受信波を検波増
巾して復調信号とする。較正用シヤツタ２６は導
波管の導口の開閉を行うシヤツタで、時間差測定
回路に備けられた測距計数用カウンタに具えられ
た減算の機能とともに制御回路に制御されて本発
明になる装置の温度ドリフトやその他の原因によ
る測距零位置変動に対して測距開始直前にシヤツ
タを閉じて零位置の較正を行うものである。
時間差拡大回路は分周器１４，２８および２
９、フイルタ８，９，１６，１７，３０および３
４、波形成形器３５、混合器１０，１８および３
１から構成され変調信号と復調信号との位相差を
1000倍に拡大して拡大時間差とする。すなわちフ
イルタ９からの出力信号sin99／100ωtは分周器２９ に入力して1/110に分周され、中心周波数が９／
1000nの狭帯域バンドパスフイルタであるフイル
タ３０を経てsin９／1000ωtなる信号が抽出され混合 器３１に入力する。混合器３１では混合器１０か
らのsin１／100ω（ｔ−100τ）なる信号とsin９／1000
ωt なる信号が混合し、その出力信号は中心周波数が
n／1000の狭帯域バンドパスフイルタであるフイル タ３４を経てsin１／1000ω（ｔ−1000τ）なる信号を 抽出する。この信号は飽和増巾器等から構成され
た波形成形器３５に入力し、その出力信号は基本
波sin１／1000ω（ｔ−1000τ）、繰返し周波数n／ 1000なるパルス列の受信信号として時間差測定器
２２に入力する。一方分周器１４の出力信号は分
周器２８に入力し1/10に分周されて基本波sin
１／1000ωt、繰返し周波数n／1000なるパルス列の 送信信号として時間差測定器２２に入力する。こ
の送信信号と受信信号の時間差は1000τとなり、
変調信号と復調信号との位相差τが1000倍に拡大
された時間差を示す。
９、フイルタ８，９，１６，１７，３０および３
４、波形成形器３５、混合器１０，１８および３
１から構成され変調信号と復調信号との位相差を
1000倍に拡大して拡大時間差とする。すなわちフ
イルタ９からの出力信号sin99／100ωtは分周器２９ に入力して1/110に分周され、中心周波数が９／
1000nの狭帯域バンドパスフイルタであるフイル
タ３０を経てsin９／1000ωtなる信号が抽出され混合 器３１に入力する。混合器３１では混合器１０か
らのsin１／100ω（ｔ−100τ）なる信号とsin９／1000
ωt なる信号が混合し、その出力信号は中心周波数が
n／1000の狭帯域バンドパスフイルタであるフイル タ３４を経てsin１／1000ω（ｔ−1000τ）なる信号を 抽出する。この信号は飽和増巾器等から構成され
た波形成形器３５に入力し、その出力信号は基本
波sin１／1000ω（ｔ−1000τ）、繰返し周波数n／ 1000なるパルス列の受信信号として時間差測定器
２２に入力する。一方分周器１４の出力信号は分
周器２８に入力し1/10に分周されて基本波sin
１／1000ωt、繰返し周波数n／1000なるパルス列の 送信信号として時間差測定器２２に入力する。こ
の送信信号と受信信号の時間差は1000τとなり、
変調信号と復調信号との位相差τが1000倍に拡大
された時間差を示す。
変調回路は発振器３と変調周波数切換器２０と
分周器２１と変調器駆動部２４とから構成され、
発振器３は繰返し周波数ｎ・nのデユーテイサイ
クル50％のパルス信号を発振し、変調周波数切換
器２０を介してその出力は２分岐され、一つは
１／ｎの分周器２１へ入力し変調周波数nなる変
調信号となり、その出力はピンダイオード駆動用
ICよりなる変調器駆動部２４を経て変調器２に
入力する。他の一つはクロツクパルス信号として
時間差測定器２２に入力する。時間差測定回路は
時間差測定器２２とデータ結合器３２と距離表示
器２３とから構成され、位相差に相当する拡大さ
れた時間差で形成されるゲイト信号中のクロツク
パルス信号を計数することにより測距を行い、デ
ータ結合器３２において測距値を記憶して加算を
行いその結果を目標物体までの距離として表示す
ることは既に説明した通りである。以上の構成に
おいて変調周波数切換器２０の出力信号の変調周
波数nをn1に選び、較正用シヤツタを閉じて零
調整を行い、粗測距を行い、粗測距値を記録し、
次に変調周波数をｎ・n1に選び、較正を行い、
精測距を行い、精測距値を記録し、最後にこの粗
測距値と精測距値を加算して目標物体までの距離
を高精度で求めることができる。しかしこのよう
な手動操作では経過時間が大きく目標物体が移動
する場合には使用できない欠点があるため、本発
明の装置には上述の手動操作を順序立てて行う制
御回路を備けている。例えば制御回路としてマイ
コンが利用される。第５図においてはマイコン４
３からの信号の伝送経路およびその方向をＡ矢印
で示す。すなわち周波数切換器２０に信号を送
り、自動切換を行い、較正用シヤツタ２６に信号
を送り自動較正の制御を行い、変調周波数の切換
毎に各種分周器および時間差測定器２２のカウン
タにリセツト信号を送つてリセツトを行い、デー
タ結合器３２とは信号を送受して粗精測距値を記
憶し加算して距離表示器２３へ出力する操作を順
序を追つて実行するものである。
分周器２１と変調器駆動部２４とから構成され、
発振器３は繰返し周波数ｎ・nのデユーテイサイ
クル50％のパルス信号を発振し、変調周波数切換
器２０を介してその出力は２分岐され、一つは
１／ｎの分周器２１へ入力し変調周波数nなる変
調信号となり、その出力はピンダイオード駆動用
ICよりなる変調器駆動部２４を経て変調器２に
入力する。他の一つはクロツクパルス信号として
時間差測定器２２に入力する。時間差測定回路は
時間差測定器２２とデータ結合器３２と距離表示
器２３とから構成され、位相差に相当する拡大さ
れた時間差で形成されるゲイト信号中のクロツク
パルス信号を計数することにより測距を行い、デ
ータ結合器３２において測距値を記憶して加算を
行いその結果を目標物体までの距離として表示す
ることは既に説明した通りである。以上の構成に
おいて変調周波数切換器２０の出力信号の変調周
波数nをn1に選び、較正用シヤツタを閉じて零
調整を行い、粗測距を行い、粗測距値を記録し、
次に変調周波数をｎ・n1に選び、較正を行い、
精測距を行い、精測距値を記録し、最後にこの粗
測距値と精測距値を加算して目標物体までの距離
を高精度で求めることができる。しかしこのよう
な手動操作では経過時間が大きく目標物体が移動
する場合には使用できない欠点があるため、本発
明の装置には上述の手動操作を順序立てて行う制
御回路を備けている。例えば制御回路としてマイ
コンが利用される。第５図においてはマイコン４
３からの信号の伝送経路およびその方向をＡ矢印
で示す。すなわち周波数切換器２０に信号を送
り、自動切換を行い、較正用シヤツタ２６に信号
を送り自動較正の制御を行い、変調周波数の切換
毎に各種分周器および時間差測定器２２のカウン
タにリセツト信号を送つてリセツトを行い、デー
タ結合器３２とは信号を送受して粗精測距値を記
憶し加算して距離表示器２３へ出力する操作を順
序を追つて実行するものである。
本発明の電波測距装置によれば従来装置では如
何にしても到達できなかつた測距精度、すなわち
従来精度の1/10あるいは1/100程度の満足すべき
高精度の測距を行うことができる。またマイコン
等利用により従来の測距に要する経過時間をかな
り短縮することができる。
何にしても到達できなかつた測距精度、すなわち
従来精度の1/10あるいは1/100程度の満足すべき
高精度の測距を行うことができる。またマイコン
等利用により従来の測距に要する経過時間をかな
り短縮することができる。
第１図は本発明の電波測距法の原理説明図、第
２図は第１図の各所の信号波形説明図、第３図は
粗測距の説明図、第４図は精測距の説明図第５図
は本発明の電波測距装置の一実施例を示すブロツ
ク図である。 １と３……発振器、２……変調器、４と６と２
７……アンテナ、５……目標物体、７……検波増
巾器、８と９と１１と１６と１７と３０と３４…
…フイルタ、１０と１８と３１……混合器、１２
と３５……波形成形器、１４と２１と２８と２９
……分周器、２０……変調周波数切換器、２２…
…時間差測定器、２３……距離表示器、２４……
変調器駆動部、２５……サーキユレータ、２６…
…較正用シヤツタ、３２……データ結合器、３３
……マイコン。
２図は第１図の各所の信号波形説明図、第３図は
粗測距の説明図、第４図は精測距の説明図第５図
は本発明の電波測距装置の一実施例を示すブロツ
ク図である。 １と３……発振器、２……変調器、４と６と２
７……アンテナ、５……目標物体、７……検波増
巾器、８と９と１１と１６と１７と３０と３４…
…フイルタ、１０と１８と３１……混合器、１２
と３５……波形成形器、１４と２１と２８と２９
……分周器、２０……変調周波数切換器、２２…
…時間差測定器、２３……距離表示器、２４……
変調器駆動部、２５……サーキユレータ、２６…
…較正用シヤツタ、３２……データ結合器、３３
……マイコン。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 送信波の変調信号と目標物体で反射された受
信波の復調信号との位相差に基づいて上記目標物
体までの距離を計測する場合に、上記受信波の復
調信号の基本波成分fnと該基本波成分に近い周波
数ｍ／ｎfn（但し、ｍとｎはｍ≠０，ｎ≠１でｎ＞ｍ なる整数）の正弦波信号を混合することにより、
上記復調信号を周波数変換して両者の差に相当す
る周波数の（１−ｍ／ｎ）fnの変換信号を取出し、 該変換信号を波形整形して得た受信信号を求め、
上記周波数変換により変換された周波数に対応し
て上記送信波の変調信号を分周して得た送信信号
を求め、上記受信信号と上記送信信号との時間差
を上記位相差に相当する拡大時間差としてnfnな
るクロツクパルスにより測定し、上記目標物体ま
での測距値を得るようにした電波測距方法におい
て、 上記送信波の変調信号の変調周波数をそれぞれ
ｎのべき数乗倍となるように切換えて測距を行う
とともに、該変調周波数の切換毎に対応して上記
クロツクパルスの周波数がｎのべき数乗倍の関係
をもつて変化しそれぞれの測距値を得て、これら
測距値を加算することにより上記目標物体までの
高精度の測距値を得るようにしたことを特徴とす
る電波測距方法。 ２ 切換えて得られたｎのべき数乗倍の関係を有
するそれぞれの変調周波数の変調信号によりマイ
クロ波を変調して送信波となし、該送信波をサー
キユレータと較正用シヤツタとアンテナを介して
目標物体に放射し反射して到来する受信波を検波
増幅して復調信号とする送受信回路と、 各種の分周器、フイルタおよび混合器を用い波
形成形器を介して、上記変調信号と上記復調信号
との位相差を拡大して得られた拡大時間差で形成
されるゲート信号中の、上記切換えに対応して得
られるそれぞれの変調周波数のｎ倍のクロツクパ
ルス信号を計数してそれぞれ測距を行う時間差測
定回路と、 上記較正用シヤツタの制御、上記変調周波数の
切換制御ならびにその切換毎に上記各種分周器の
計数制御および上記拡大時間差の計数制御を行う
制御回路と、 上記時間差測定回路で切換毎に測距された測距
値を記憶して加算を行い、その結果を目標物体ま
での距離として表示する距離表示回路とを具備す
る電波測距装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22799382A JPS59116073A (ja) | 1982-12-23 | 1982-12-23 | 電波測距方法及びその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22799382A JPS59116073A (ja) | 1982-12-23 | 1982-12-23 | 電波測距方法及びその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59116073A JPS59116073A (ja) | 1984-07-04 |
| JPH0215038B2 true JPH0215038B2 (ja) | 1990-04-10 |
Family
ID=16869486
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22799382A Granted JPS59116073A (ja) | 1982-12-23 | 1982-12-23 | 電波測距方法及びその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59116073A (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62108175A (ja) * | 1985-11-06 | 1987-05-19 | Mitsubishi Electric Corp | レ−ダ装置 |
| DE102005007803A1 (de) * | 2005-02-21 | 2006-08-24 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zur Detektion von in einem Medium eingeschlossenen Objekten sowie Messgerät zur Durchführung des Verfahrens |
| JP5552212B2 (ja) * | 2008-02-14 | 2014-07-16 | トヨタ自動車株式会社 | レーダー装置 |
| US8102261B2 (en) * | 2008-07-17 | 2012-01-24 | Honeywell International Inc. | Microwave ranging sensor |
| US8159344B2 (en) | 2008-10-28 | 2012-04-17 | Honeywell International, Inc. | Microwave motion detectors utilizing multi-frequency ranging and target angle detection |
-
1982
- 1982-12-23 JP JP22799382A patent/JPS59116073A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59116073A (ja) | 1984-07-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4106020A (en) | FM-CW Radar ranging system | |
| US5115242A (en) | In-furnace slag level measuring apparatus | |
| US4079377A (en) | FM-CW radar for range and relative speed determination | |
| US4245221A (en) | FM-CW Radar ranging system with automatic calibration | |
| US2982956A (en) | Radar system | |
| US4238795A (en) | Microwave range measuring system for measuring the distance of an object | |
| CN108535540A (zh) | 一种磁控管雷达发射频率瞬时测量的方法 | |
| US4435712A (en) | FM-CW Radar ranging system with signal drift compensation | |
| US9134406B2 (en) | Method and device for measuring a change in distance | |
| US9031811B2 (en) | System and method for pulse-echo ranging | |
| US4635060A (en) | Coherent-on-receive radar with prephase correction circuit | |
| US3611377A (en) | Doppler radar with target velocity direction and range indicator utilizing variable delay line | |
| CN105024770A (zh) | 非相参fmcw自差式接收机灵敏度的定量测试 | |
| US4065768A (en) | Radar apparatus | |
| US3112481A (en) | Continuous wave frequency modulation distance measuring apparatus | |
| JPH0215038B2 (ja) | ||
| US4306236A (en) | Ranging radar including a modulating reflector | |
| US2977589A (en) | Electromagnetic detecting and tracking devices | |
| US2931030A (en) | Radar system | |
| RU2695799C1 (ru) | Способ определения параметров движения объектов локации в радиолокационных датчиках с частотной манипуляцией непрерывного излучения радиоволн и устройство для его реализации | |
| US3271766A (en) | Continuous wave fm radar | |
| JP2930740B2 (ja) | サーボスロープ式ｆｍ−ｃｗレーダ | |
| US3217322A (en) | F.m. radar system | |
| US2562977A (en) | Coarse and fine radar distance measuring system | |
| Jacobson et al. | Microwave distance meter with±2.5 mm resolution |