JPH02108301A - Lambda/4 type switching circuit - Google Patents
Lambda/4 type switching circuitInfo
- Publication number
- JPH02108301A JPH02108301A JP63261887A JP26188788A JPH02108301A JP H02108301 A JPH02108301 A JP H02108301A JP 63261887 A JP63261887 A JP 63261887A JP 26188788 A JP26188788 A JP 26188788A JP H02108301 A JPH02108301 A JP H02108301A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- diode
- input
- output terminal
- inductor
- terminal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 27
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 abstract description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、高周波信号を切り換える電子式スイッチ回
路に係り、特にλ／４形スイッチ回路に関するものであ
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to an electronic switch circuit for switching high frequency signals, and particularly to a λ/4 type switch circuit.
（従来の技術）
第３図は従来のλ／４形スイッチ回路の構成を説明する
回路図である。(Prior Art) FIG. 3 is a circuit diagram illustrating the configuration of a conventional λ/4 type switch circuit.
この図において、１は入力端であり、ＤＣカットコンデ
ンサ５を介してダイオード７のアノード側およびＲＦチ
ョークコイル６に接続される。In this figure, 1 is an input terminal, which is connected to the anode side of a diode 7 and an RF choke coil 6 via a DC cut capacitor 5.
２は入出力端であり、ＤＣカットコンデンサ５を介して
ダイオード７のカソード側およびλ／４位相線路８に接
続される。λ／４位相線路８の他端は、ダイオード１２
のアノード側に接続され、ダイオード１２のカソード側
はアースに接続される。３は出力端であり、ＤＣカット
コンデンサ５を介してλ／４位相線路８に接続されてい
る。４はバイアス端であり、ＲＦチョークコイル６に接
続され、バイパスコンデンサ１１を介してアースに接続
されている。Reference numeral 2 denotes an input/output terminal, which is connected to the cathode side of the diode 7 and the λ/4 phase line 8 via the DC cut capacitor 5. The other end of the λ/4 phase line 8 is connected to a diode 12.
The diode 12 is connected to its anode side, and the cathode side of the diode 12 is connected to ground. 3 is an output end, which is connected to a λ/4 phase line 8 via a DC cut capacitor 5. A bias end 4 is connected to the RF choke coil 6 and to the ground via a bypass capacitor 11.
次に、入力端１と入出力端２とが導通する第１の場合と
、入出力端２と出力端３とが導通する第２の場合とに分
けて動作について説明する。Next, the operation will be explained separately in a first case where the input terminal 1 and the input/output terminal 2 are electrically connected and a second case where the input/output terminal 2 and the output terminal 3 are electrically conductive.
（第１の場合〕
バイアス端４に電圧を印加すると、その電圧値によって
決定される電流がＲＦチョークコイル６を介してダイオ
ード７、λ／４位相線路８．ダイオード１２を経由して
アース方向に流れる。(First case) When a voltage is applied to the bias terminal 4, a current determined by the voltage value flows through the RF choke coil 6, the diode 7, the λ/4 phase line 8, and the diode 12 in the direction of ground. flows.
このとき、ダイオード７．１２は直流電流により高周波
抵抗値が小さくなる（例えば０．５Ω程度）。従って、
今、入力端１より入力された高周波信号は、ダイオード
７が微小抵抗体となっているため出力端２へ導かれる。At this time, the high frequency resistance value of the diode 7.12 becomes small (for example, about 0.5Ω) due to the direct current. Therefore,
Now, the high frequency signal inputted from the input end 1 is guided to the output end 2 because the diode 7 is a minute resistor.
このように、ダイオード１２が微小抵抗体となってアー
スに接続されると、ダイオード７のカソード側からダイ
オード１２側を見ると、λ／４長の位置にてアースに接
続された状態となって見える。In this way, when the diode 12 becomes a minute resistor and is connected to the ground, when looking at the diode 12 from the cathode side of the diode 7, it is connected to the ground at a position of λ/4 length. appear.
従って、ダイオード７から出力端３側を見ると、インピ
ーダンスＺＬは下記第（１）式により規定される。Therefore, when looking at the output end 3 side from the diode 7, the impedance ZL is defined by the following equation (1).
ＺＬ＝ＺｏｔａｎβＪ２ −−−−−−（１）ただ
し、Ｚｏは特性インピーダンスを示し、１はλ／４位相
線路８の線路長（λ／４）を示し、β＝２π／λを表わ
す。ZL=ZotanβJ2 (1) However, Zo indicates characteristic impedance, 1 indicates the line length (λ/4) of the λ/4 phase line 8, and β=2π/λ.
このため、上記第（１）式は、下記第（２）式で表わさ
れ、
ＺＬ ＝Ｚｏ ｔ ａ ｎ （π／ ２） ・・・・
・・（２）＝ ００
となる。Therefore, the above equation (1) is expressed by the following equation (2), ZL = Zo tan (π/2)...
...(2)=00.
従って、入力端１と入出力端２間は導通状態となるとと
もに、入出力端２と出力端３間は非導通状態となる。Therefore, the input terminal 1 and the input/output terminal 2 are in a conductive state, and the input/output terminal 2 and the output terminal 3 are in a non-conductive state.
〔第２の場合〕
バイアス端４にバイアスを印加しない場合、ダイオード
７．１２の等偏口路上、微小容量を持ったコンデンサと
見なすことができ、この場合のダイオードインピーダン
スＺＤは、下記第（３）式で規定される。[Second case] When no bias is applied to the bias end 4, the diode 7.12 can be regarded as a capacitor with a minute capacitance on the equidistant path, and the diode impedance ZD in this case is expressed as the following (3). ) is specified by the formula.
Ｚｏ＝１／（ωＣ） ・・・・・・（３）ただ
し、ω＝２πｆであり、Ｃはダイオード容量である。Zo=1/(ωC) (3) However, ω=2πf, and C is the diode capacitance.
このとき、ダイオードインピーダンスＺ。が特性インピ
ーダンスＺｏより十分に大きい場合、ダイオード７．１
２はあたかも接続されていないかのように見える。よっ
て、入出力端２より入力された高周波信号は、ＤＣカッ
トコンデンサ５．λ／４位相線路８．ＤＣカットコンデ
ンサ５を介して出力端３に出力される。At this time, the diode impedance Z. is sufficiently larger than the characteristic impedance Zo, the diode 7.1
2 appears as if it is not connected. Therefore, the high frequency signal input from the input/output terminal 2 is passed through the DC cut capacitor 5. λ/4 phase line8. It is output to the output terminal 3 via the DC cut capacitor 5.
従って、入出力端２と出力端３間は、導通状態となり、
また、入力１１と入出力端２間は、非導通状態となる。Therefore, the input/output terminal 2 and the output terminal 3 are in a conductive state,
Further, the input 11 and the input/output terminal 2 are brought into a non-conducting state.
なお、ＲＦチョークコイル６およびバイパスコンデンサ
１１は、バイアス端４へ高周波信号が漏れないように設
けられている。Note that the RF choke coil 6 and the bypass capacitor 11 are provided to prevent high frequency signals from leaking to the bias end 4.
従来のλ／４形スイッチ回路は上記のように構成されて
いるので、ダイオード７とダイオード１２は等偏口路上
高周波的に、バイアス電流印加時は微小抵抗体と見なす
とともに、バイアス電流を印加しない場合には、微小容
量コンデンサとみなすことを前提としているが、使用す
るダイオード７またはダイオード１２の特性が、バイア
ス電流印加時に微小抵抗体となるが、バイアス電流を印
加しない場合に容量が大きくなる特性であると、入出力
＠２と出力端３間の損失が大きくなることから、λ／４
形スイッチ特性が大幅に劣化してしまう問題点があフた
。Since the conventional λ/4 type switch circuit is configured as described above, the diode 7 and the diode 12 are considered to be minute resistors when a bias current is applied at high frequency on an equal polarized circuit, and when no bias current is applied. In this case, it is assumed that the diode 7 or diode 12 used is considered to be a microcapacitance capacitor, but the characteristics of the diode 7 or diode 12 used are that it becomes a microresistance when a bias current is applied, but the capacitance increases when no bias current is applied. , the loss between input/output @2 and output terminal 3 becomes large, so λ/4
The problem of significant deterioration of the switch characteristics has been resolved.
この発明は、上記の問題点を解決するためになされたも
ので、λ／４位相線路の両端に設けるダイオード容量が
大きい場合でも入出力端と出力端間の信号損失を損なわ
ないλ／４形スイッチ回路を得ることを目的とする。This invention was made to solve the above problems, and is a λ/4 phase line that does not impair signal loss between the input and output terminals even when the diode capacitance provided at both ends of the λ/4 phase line is large. The purpose is to obtain a switch circuit.
（課題を解決するための手段）
この発明に係るλ／４形スイッチ回路は、λ／４位相線
路に接続されるダイオードに対してこのダイオードの容
量と並列共振を起すインダクタンス値を有するインダク
タと直流カット用のコンデンサとが直列接続された回路
を並列に接続したものである。(Means for Solving the Problems) A λ/4 type switch circuit according to the present invention includes an inductor having an inductance value that causes parallel resonance with the capacitance of a diode connected to a λ/4 phase line, and a direct current This is a circuit in which a capacitor for cutting is connected in series and connected in parallel.
この発明においては、λ／４位相線路に接続されるダイ
オードにバイアス電流が印加されない場合に、インダク
タがコンデンサとして機能するダイオード容量とで決定
される値で並列共振し、ダイオードとインダクタの並列
回路インビーダンを高め、λ／４位相線路に人力される
高周波信号の損失を押え、バイアス電流が印加される場
合に、直流カット用のコンデンサがインダクタへのバイ
アス電流印加を阻止する。In this invention, when no bias current is applied to the diode connected to the λ/4 phase line, the inductor resonates in parallel with the diode capacitance that functions as a capacitor, and the parallel circuit of the diode and inductor impedes the impedance resistance. The DC cut capacitor prevents the bias current from being applied to the inductor when a bias current is applied.
（実施例）
第１図はこの発明の一実施例を示すλ／４形スイッチ回
路の一例を示す回路図である。(Embodiment) FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a λ/4 type switch circuit showing an embodiment of the present invention.
図において、９ａはインダクタで、一端がダイオード７
のアノード側に接続され、他端が直流カット用のコンデ
ンサ１０ａに直列接続され、コンデンサ１０ａの一端が
ダイオード７のカソード側に接続されることにより、イ
ンダクタ９ａとコンデンサ１０ａとが直列接続された回
路がダイオード７に並列接続される。In the figure, 9a is an inductor, one end of which is a diode 7.
is connected to the anode side of the diode 7, the other end is connected in series to the DC cut capacitor 10a, and one end of the capacitor 10a is connected to the cathode side of the diode 7, thereby creating a circuit in which the inductor 9a and the capacitor 10a are connected in series. is connected in parallel to diode 7.
９ｂはインダクタで、一端がλ／４位相線路８に接続さ
れ、他端が直流カット用のコンデンサ１０ｂに接続され
、コンデンサ１０ｂの他端はアースされており、インダ
クタ９ｂとコンデンサ１０ｂとが直列された回路がダイ
オード１２に並列接続される。9b is an inductor, one end is connected to the λ/4 phase line 8, the other end is connected to the DC cut capacitor 10b, the other end of the capacitor 10b is grounded, and the inductor 9b and capacitor 10b are connected in series. The circuit is connected in parallel to the diode 12.
なお、インダクタ９ａ、９ｂは、バイアスオフ時に、ダ
イオード容量と並列共振するように構成され、インダク
タンスしは、下記第（４）式により求めた値となる。Note that the inductors 9a and 9b are configured to resonate in parallel with the diode capacitance when the bias is off, and the inductance is a value determined by the following equation (4).
Ｌ＝１／ （（２πｆ）２ｘＣ） （）（）−・・−
（４）ただし、ｆは本スイッチの使用伝送周波数を表わ
し、Ｃはバイアスオフ時のダイオード容量を表わす。L=1/ ((2πf)2xC) ()()−・・−
(4) However, f represents the transmission frequency used by this switch, and C represents the diode capacitance when the bias is off.
また、コンデンサ１０ａ、１０ｂは、バイアス電圧印加
時に、バイアス電流をダイオード７．１２側に流すよう
に機能（インダクタ９ａ、９ｂ側への流入を阻止する機
能）し、容量値としては使用周波数に対して十分に大き
な値であって、インピーダンスとしては微小であり、共
振特性、伝送特性に影響を与えるものではない。In addition, the capacitors 10a and 10b function so that the bias current flows to the diode 7 and 12 side when a bias voltage is applied (a function that prevents the bias current from flowing to the inductor 9a and 9b side), and the capacitance value corresponds to the frequency used. This is a sufficiently large value, and the impedance is minute, so it does not affect resonance characteristics or transmission characteristics.
次に、入力端１と入出力端２とが導通する第１の場合と
、入出力端２と出力端３とが導通する第２の場合とに分
けて動作について説明する。Next, the operation will be explained separately in a first case where the input terminal 1 and the input/output terminal 2 are electrically connected and a second case where the input/output terminal 2 and the output terminal 3 are electrically conductive.
（第１の場合）
バイアス端４に電圧を印加すると、その印加電圧値によ
って決定される電流がＲＦチョークコイル６を介してダ
イオード７、λ／４位相線路８゜ダイオード１２を経由
してアースへ導かれる。(First case) When a voltage is applied to the bias terminal 4, a current determined by the applied voltage value flows through the RF choke coil 6, the diode 7, the λ/4 phase line 8° diode 12, and goes to the ground. be guided.
なお、ダイオード７．１２は、直流電流が印加されるこ
とにより、等価回路上、高周波抵抗体となり、その値は
特性インピーダンスｚ０に比較して十分小さくなる。Note that when a direct current is applied to the diode 7.12, the diode 7.12 becomes a high-frequency resistor in terms of an equivalent circuit, and its value becomes sufficiently small compared to the characteristic impedance z0.
従って、入力端１より人力された高周波信号は、ダイオ
ード７が微小抵抗体となるため、低損失状態で入出力端
２に導かれる。Therefore, the high frequency signal input from the input terminal 1 is guided to the input/output terminal 2 in a low loss state because the diode 7 serves as a microresistance.
このとき、入出力端２から出力端３を見たインピーダン
スＺＬは、λ／４位相位置でダイオード１２が微小抵抗
体としてアースにシャントされているため、上述したよ
うに、上記第（１）式、第（２）式よりインピーダンス
ＺＬは、無限大とみなさせる。At this time, the impedance ZL seen from the input/output terminal 2 to the output terminal 3 is determined by the equation (1) above, since the diode 12 is shunted to the ground as a microresistance at the λ/4 phase position. , from equation (2), impedance ZL is assumed to be infinite.
よって、入力端１と入出力端２との間は導通状態となり
、入出力端２と出力端３との間は非導通状態となる。Therefore, the input terminal 1 and the input/output terminal 2 are in a conductive state, and the input/output terminal 2 and the output terminal 3 are in a non-conductive state.
なお、このとき、インダクタ９ａ、９ｂは、ダイオ−、
ドア、１２が微小抵抗体として機能するため、ＲＦチョ
ークコイルとして機能し、伝送特性に大きな影響を与え
ることはない。Note that at this time, the inductors 9a and 9b are diodes,
Since the door 12 functions as a minute resistor, it functions as an RF choke coil and does not significantly affect transmission characteristics.
（第２の場合〕
バイアス端４にバイアスを印加しない場合、ダイオード
７．１２は等価回路上、微小容量をもったコンデンサと
見なすことができるため、上述した通り、インダクタ９
ａのインダクタンスＬとダイオード７の容量およびイン
ダクタ９ｂのインダクタンスＬとダイオード１２の容量
で決定される並列共振が起こり、並列回路のインピーダ
ンスは伝送周波数に対して無限大となる。(Second case) When no bias is applied to the bias end 4, the diode 7.12 can be regarded as a capacitor with a minute capacitance in the equivalent circuit, so as mentioned above, the inductor 9
Parallel resonance occurs, which is determined by the inductance L of a, the capacitance of the diode 7, the inductance L of the inductor 9b, and the capacitance of the diode 12, and the impedance of the parallel circuit becomes infinite with respect to the transmission frequency.
よって、入出力端２より入力された高周波信号は、ダイ
オード容量が大きくても損失が少なくなった状態で出力
端３へ導かれて導通状態となる。Therefore, even if the diode capacitance is large, the high frequency signal inputted from the input/output terminal 2 is guided to the output terminal 3 with reduced loss and becomes conductive.
なお、このとき、入力端１と入出力４２との間が非導通
状態となることは上述の通りである。Note that at this time, as described above, the input terminal 1 and the input/output 42 are brought into a non-conducting state.
なお、上記実施例では、λ／４位相線路８の両端に接続
されるダイオード７．１２に対して双方にインダクタと
直流カット用のコンデンサとが接続された回路を並列接
続する場合について説明したが、第２図に示すように、
高周波入力側のダイオード７に対してのみ上記直列接続
されたインダクタ９ａと直流カット用のコンデンサ１０
ａを並列接続しても同様の効果が期待できる。In the above embodiment, a case was explained in which a circuit in which an inductor and a DC cut capacitor were connected to the diodes 7 and 12 connected to both ends of the λ/4 phase line 8 was connected in parallel. , as shown in Figure 2,
The inductor 9a and DC cut capacitor 10 are connected in series only to the diode 7 on the high frequency input side.
A similar effect can be expected even if a is connected in parallel.
以上説明したように、この発明はλ／４位相線路に接続
されるダイオードに対してこのダイオードの容量と並列
共振を起すインダクタンス値を有するインダクタと直流
カット用のコンデンサとが直列接続された回路を並列に
接続したので、λ／４位相線路に接続されるダイオード
の容量が大きい場合であっても、バイアス電圧を印加し
ない場合に、ダイオードを含む並列回路のインピーダン
スを増加できるため、伝送損失を非常に小さくすること
ができる優れた効果を奏する。As explained above, the present invention provides a circuit in which a diode connected to a λ/4 phase line is connected in series with an inductor having an inductance value that causes parallel resonance with the capacitance of this diode, and a DC cutting capacitor. Because they are connected in parallel, even if the capacitance of the diode connected to the λ/4 phase line is large, the impedance of the parallel circuit including the diode can be increased when no bias voltage is applied, which greatly reduces transmission loss. It can be made small and has excellent effects.
第１図はこの発明の一実施例を示すλ／４形スイスイン
チ回路例を示す回路図、第２図はこの発明の他の実施例
を示すλ／４形スイッチ回路の一例を示す回路図、第３
図は従来のλ／４形スイッチ回路の構成を説明する回路
図である。
図において、１は入力端、２は入出力端、３は出力端、
４はバイアス端、５．１０ａ、１０ｂはＤＣカットコン
デンサ、６はＲＦチョークコイル、７．１２はダイオー
ド、８はλ／４位相線路、９ａ、９ｂはインダクタ、１
１はバイパスコンデンサである。
なお、図中の同一符号は同一または相当部分を示す。Fig. 1 is a circuit diagram showing an example of a λ/4 type Swiss inch circuit showing an embodiment of the present invention, and Fig. 2 is a circuit diagram showing an example of a λ/4 type switch circuit showing another embodiment of the invention. , 3rd
The figure is a circuit diagram illustrating the configuration of a conventional λ/4 type switch circuit. In the figure, 1 is the input end, 2 is the input/output end, 3 is the output end,
4 is a bias end, 5.10a, 10b are DC cut capacitors, 6 is an RF choke coil, 7.12 is a diode, 8 is a λ/4 phase line, 9a, 9b are inductors, 1
1 is a bypass capacitor. Note that the same reference numerals in the figures indicate the same or corresponding parts.
Claims (1)
端と出力端間にλ／４位相線路が介在し、かつこのλ／
４位相線路の前記出力端側がダイオードを介して接地さ
れ、前記各ダイオードに流すバイアス電流の有無によっ
て入力される高周波信号をＯＮ／ＯＦＦするλ／４形ス
イッチ回路において、少なくとも前記入力端側のダイオ
ードに対してこのダイオードの容量と並列共振を起すイ
ンダクタンス値を有するインダクタと直流カット用のコ
ンデンサとが直列接続された回路を並列に接続したこと
を特徴とするλ／４形スイッチ回路。A diode is interposed between the input terminal and the input/output terminal, a λ/4 phase line is interposed between the input/output terminal and the output terminal, and this λ/4 phase line is interposed between the input/output terminal and the output terminal.
In a λ/4 type switch circuit in which the output end side of the four-phase line is grounded via a diode and turns on/off an input high frequency signal depending on the presence or absence of a bias current flowing through each of the diodes, at least the diode on the input end side A λ/4 type switch circuit is characterized in that a circuit in which an inductor having an inductance value that causes parallel resonance with the capacitance of this diode and a capacitor for cutting direct current are connected in series is connected in parallel.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63261887A JPH02108301A (en) | 1988-10-17 | 1988-10-17 | Lambda/4 type switching circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63261887A JPH02108301A (en) | 1988-10-17 | 1988-10-17 | Lambda/4 type switching circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02108301A true JPH02108301A (en) | 1990-04-20 |
Family
ID=17368146
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63261887A Pending JPH02108301A (en) | 1988-10-17 | 1988-10-17 | Lambda/4 type switching circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02108301A (en) |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5289142A (en) * | 1992-03-31 | 1994-02-22 | Raytheon Company | Transmit/receive switch for phased array antenna |
| JPH06197038A (en) * | 1992-12-22 | 1994-07-15 | Murata Mfg Co Ltd | High frequency switch |
| JPH06197040A (en) * | 1992-12-26 | 1994-07-15 | Murata Mfg Co Ltd | High frequency switch |
| US5499000A (en) * | 1994-05-17 | 1996-03-12 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | High-frequency switch |
| US5634200A (en) * | 1993-03-30 | 1997-05-27 | Sony Corporation | Antenna duplexer and transmitting/receiving apparatus using the same |
| WO1998056060A1 (en) * | 1997-06-03 | 1998-12-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Two-frequency switch, device using two-frequency antenna in common, and mobile radio communication equipment for two-frequency bands using the device |
| WO2000018026A1 (en) * | 1998-09-17 | 2000-03-30 | Siemens Aktiengesellschaft | Multiband antenna switcher |
| WO2001022523A1 (en) * | 1999-09-21 | 2001-03-29 | Kabushiki Kaisha Toyota Chuo Kenkyusho | High-frequency switch circuit |
| JP2002280802A (en) * | 2001-03-15 | 2002-09-27 | Hitachi Metals Ltd | Switch circuit |
| US6847269B2 (en) | 2000-03-15 | 2005-01-25 | Hitachi Metals, Ltd. | High-frequency module and wireless communication device |
| US7253702B2 (en) | 2000-11-01 | 2007-08-07 | Hitachi Metals, Ltd. | High-frequency switch module |
| JP2007529165A (en) * | 2003-10-30 | 2007-10-18 | アバゴ・テクノロジーズ・ジェネラル・アイピー（シンガポール）プライベート・リミテッド | Thin film acoustic coupling transformer with increased common mode rejection. |
| US7363020B2 (en) | 2004-08-20 | 2008-04-22 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Diode mixer |
| US7468543B2 (en) | 2003-09-19 | 2008-12-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor device, communication device, and semiconductor device inspecting method |
-
1988
- 1988-10-17 JP JP63261887A patent/JPH02108301A/en active Pending
Cited By (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5289142A (en) * | 1992-03-31 | 1994-02-22 | Raytheon Company | Transmit/receive switch for phased array antenna |
| JPH06197038A (en) * | 1992-12-22 | 1994-07-15 | Murata Mfg Co Ltd | High frequency switch |
| JPH06197040A (en) * | 1992-12-26 | 1994-07-15 | Murata Mfg Co Ltd | High frequency switch |
| US5473293A (en) * | 1992-12-26 | 1995-12-05 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | High-frequency switch |
| US5634200A (en) * | 1993-03-30 | 1997-05-27 | Sony Corporation | Antenna duplexer and transmitting/receiving apparatus using the same |
| US5499000A (en) * | 1994-05-17 | 1996-03-12 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | High-frequency switch |
| US6496083B1 (en) | 1997-06-03 | 2002-12-17 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Diode compensation circuit including two series and one parallel resonance points |
| WO1998056060A1 (en) * | 1997-06-03 | 1998-12-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Two-frequency switch, device using two-frequency antenna in common, and mobile radio communication equipment for two-frequency bands using the device |
| US6795714B1 (en) | 1998-09-17 | 2004-09-21 | Siemens Aktiengesellschaft | Multiband antenna switcher |
| WO2000018026A1 (en) * | 1998-09-17 | 2000-03-30 | Siemens Aktiengesellschaft | Multiband antenna switcher |
| WO2001022523A1 (en) * | 1999-09-21 | 2001-03-29 | Kabushiki Kaisha Toyota Chuo Kenkyusho | High-frequency switch circuit |
| US7026887B2 (en) | 2000-03-15 | 2006-04-11 | Hitachi Metals, Ltd | High-frequency composite part and wireless communications device comprising it |
| US6847269B2 (en) | 2000-03-15 | 2005-01-25 | Hitachi Metals, Ltd. | High-frequency module and wireless communication device |
| EP2197120A2 (en) | 2000-03-15 | 2010-06-16 | Hitachi Metals, Ltd. | High-frequency module and wireless communication device |
| US7253702B2 (en) | 2000-11-01 | 2007-08-07 | Hitachi Metals, Ltd. | High-frequency switch module |
| EP2437400A1 (en) | 2000-11-01 | 2012-04-04 | Hitachi Metals, Ltd. | High-frequency switch module |
| JP2002280802A (en) * | 2001-03-15 | 2002-09-27 | Hitachi Metals Ltd | Switch circuit |
| US7468543B2 (en) | 2003-09-19 | 2008-12-23 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor device, communication device, and semiconductor device inspecting method |
| JP2007529165A (en) * | 2003-10-30 | 2007-10-18 | アバゴ・テクノロジーズ・ジェネラル・アイピー（シンガポール）プライベート・リミテッド | Thin film acoustic coupling transformer with increased common mode rejection. |
| JP4796501B2 (en) * | 2003-10-30 | 2011-10-19 | アバゴ・テクノロジーズ・ジェネラル・アイピー（シンガポール）プライベート・リミテッド | Thin film acoustic coupling transformer with increased common mode rejection. |
| US7363020B2 (en) | 2004-08-20 | 2008-04-22 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Diode mixer |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5852384A (en) | Dual band oscillator circuit using strip line resonators | |
| US7911294B2 (en) | Variable-frequency band-elimination filter | |
| JP5050062B2 (en) | A controlled impedance network coupled between the generator output and the plasma vessel input to control the impedance matching characteristics. | |
| JPH02108301A (en) | Lambda/4 type switching circuit | |
| JPH07154110A (en) | Transmission line resonator and radio frequency filter using the same | |
| EP0981853A1 (en) | Varactor tuned microstrip line resonator and vco using same | |
| JP3454163B2 (en) | Variable frequency filter, antenna duplexer and communication device | |
| JPS61205016A (en) | Tuner switching circuit layout for switching several frequency ranges | |
| JP2002009505A (en) | Filter, antenna multicoupler and communication unit | |
| WO1992017912A1 (en) | Wide band frequency allotment type signal selection device utilizing electromagnetic coupling | |
| JP3296038B2 (en) | High frequency switch | |
| KR20080061262A (en) | Oscillator | |
| US6229412B1 (en) | PIN diode switch to AC ground with three biasing sources | |
| JP2001156593A (en) | Input circuit for television power | |
| US7292834B2 (en) | Switchable high frequency bandpass filter | |
| JPH09307354A (en) | Resonator and voltage control oscillator using this | |
| JP4511014B2 (en) | Oscillator with tunable oscillator circuit | |
| JPH09261111A (en) | Rf switch and rf signal selector | |
| JP3839123B2 (en) | Tunable frequency variable filter | |
| US11722135B2 (en) | Superconducting AC switch system | |
| JPH066619Y2 (en) | Input tuning circuit | |
| JPH07321586A (en) | Variable frequency band filter | |
| CN213754470U (en) | Single-pole multi-throw switch | |
| KR100477210B1 (en) | Voltage controlled oscillator | |
| JPS63257301A (en) | Lambda/4 type switch circuit |