JPH02104129A - アナログ/ディジタル変換器 - Google Patents
アナログ/ディジタル変換器Info
- Publication number
- JPH02104129A JPH02104129A JP25772388A JP25772388A JPH02104129A JP H02104129 A JPH02104129 A JP H02104129A JP 25772388 A JP25772388 A JP 25772388A JP 25772388 A JP25772388 A JP 25772388A JP H02104129 A JPH02104129 A JP H02104129A
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- JP
- Japan
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- analog
- integrator
- negative
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- Pending
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 12
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(産業上の利用分野〕
この発明はアナログ/ディジタル変換器に関し、特に積
分形アナログ/ディジタル変換器に関する。
分形アナログ/ディジタル変換器に関する。
第3図は従来の積分形アナログ/ディジタル変換器(以
下A/D変換器という)を示す回路図である。図におい
て1は変換対象のアナログ信号である電圧V、を入力す
るアナログ入力端子であり、該入力端子1に与えられた
電圧■、はアナログスイッチ10及び抵抗値Rの抵抗1
00を介してオペアンプ103の負入力を端子に与えら
れる。また一端を接地した基準電源2から入力された負
極性の基準電圧−■□はアナログスイッチ20.抵抗1
00を介して同様に負入力端子に与えられる。オペアン
プ103の正入力端子は接地され、負入力端子と出力端
子とは容量Cを有するコンデンサ102と該コンデンサ
102の蓄積電圧を零にするためのアナログスイッチ4
0とに夫々並列接続されている。そしてオペアンプ10
3.コンデンサ102により積分回路11が構成される
。
下A/D変換器という)を示す回路図である。図におい
て1は変換対象のアナログ信号である電圧V、を入力す
るアナログ入力端子であり、該入力端子1に与えられた
電圧■、はアナログスイッチ10及び抵抗値Rの抵抗1
00を介してオペアンプ103の負入力を端子に与えら
れる。また一端を接地した基準電源2から入力された負
極性の基準電圧−■□はアナログスイッチ20.抵抗1
00を介して同様に負入力端子に与えられる。オペアン
プ103の正入力端子は接地され、負入力端子と出力端
子とは容量Cを有するコンデンサ102と該コンデンサ
102の蓄積電圧を零にするためのアナログスイッチ4
0とに夫々並列接続されている。そしてオペアンプ10
3.コンデンサ102により積分回路11が構成される
。
またオペアンプ103の出力電圧■8は正入力端2
子を接地したコンパレータ104の負入力端子に与えら
れ、そこからの比較結果の出力信号■。は、基準クロッ
クパルスCLKを発振する発振器105のクロックパル
スCLK及びクロックパルスCLKの入力タイミングを
制御するコントローラ200からのゲート制御信号V、
と共に3人力1出力形のANDゲート106に与えられ
る。そこから出力された出力パルスDCはそれを計数す
るカウンタ107に与えられ、計数結果の出力信号D0
を出力する。この計数結果が電圧Vlに対するディジタ
ル値となる。
子を接地したコンパレータ104の負入力端子に与えら
れ、そこからの比較結果の出力信号■。は、基準クロッ
クパルスCLKを発振する発振器105のクロックパル
スCLK及びクロックパルスCLKの入力タイミングを
制御するコントローラ200からのゲート制御信号V、
と共に3人力1出力形のANDゲート106に与えられ
る。そこから出力された出力パルスDCはそれを計数す
るカウンタ107に与えられ、計数結果の出力信号D0
を出力する。この計数結果が電圧Vlに対するディジタ
ル値となる。
次に動作について説明する。第4図はこの発明のA/D
変換器の動作を説明するためのタイミングチャートであ
り、ある時刻にアナログスイッチ10をオンして、電圧
■1を選択する。このときアナログスイッチ20及び同
40は共にオフにする。この状態で一定時間T1経過し
た後のオペアンプ103の出力電圧■。は(1)式で示
される。
変換器の動作を説明するためのタイミングチャートであ
り、ある時刻にアナログスイッチ10をオンして、電圧
■1を選択する。このときアナログスイッチ20及び同
40は共にオフにする。この状態で一定時間T1経過し
た後のオペアンプ103の出力電圧■。は(1)式で示
される。
但し C:コンデンサ102の静電容量に初期の電圧値
−〇) R:抵抗100の抵抗値 そして時間T、経過後にスイッチ10をオフ、スイッチ
20をオンにすると共に、コントロール200からゲー
ト制御信号V、=“H”を出力すると、基準電圧−■8
が選択され、その後の経過時間tにおいて(2)式で示
す出力電圧■、が得られる。
−〇) R:抵抗100の抵抗値 そして時間T、経過後にスイッチ10をオフ、スイッチ
20をオンにすると共に、コントロール200からゲー
ト制御信号V、=“H”を出力すると、基準電圧−■8
が選択され、その後の経過時間tにおいて(2)式で示
す出力電圧■、が得られる。
なお、この時間TI経過後にコントロール200のゲー
ト制御信号■9が“H”となり、カウンタ107が出力
パルスD、の計数を開始する。そして基準電圧−VRが
選択されてから出力電圧■。が零となるまでの時間をT
2とすれば、(2)弐よりとなる。従って(3)式より
基準電圧−VR+時間T1を既知のものとすれば、電圧
■1に比例した時間T2を得ることができる。この時間
TI +’l’2にて、出力電圧■、=0となり、よ
ってコンパレータ104の出力信号■。が“L”となっ
て、ANDゲ−)106が閉じられるので、出力パルス
Dcがカウンタ107に入力されなくなり、このカウン
タ107の出力信号D0の計数結果を調べることにより
時間T2が判明する。時間T2が判明すると、時間T1
及び基準電圧−■8は既知なので(3)弐より変換対象
として入力された電圧V1がディジタルの出力信号り。
ト制御信号■9が“H”となり、カウンタ107が出力
パルスD、の計数を開始する。そして基準電圧−VRが
選択されてから出力電圧■。が零となるまでの時間をT
2とすれば、(2)弐よりとなる。従って(3)式より
基準電圧−VR+時間T1を既知のものとすれば、電圧
■1に比例した時間T2を得ることができる。この時間
TI +’l’2にて、出力電圧■、=0となり、よ
ってコンパレータ104の出力信号■。が“L”となっ
て、ANDゲ−)106が閉じられるので、出力パルス
Dcがカウンタ107に入力されなくなり、このカウン
タ107の出力信号D0の計数結果を調べることにより
時間T2が判明する。時間T2が判明すると、時間T1
及び基準電圧−■8は既知なので(3)弐より変換対象
として入力された電圧V1がディジタルの出力信号り。
に−意に変換される。
そしてこの変換が終了してから、次の変換を行うまでに
、アナログスイッチ40をオンにして、コンデンサ10
2を短絡状態にしておき、コンデンサ102の蓄積電圧
を零にし、積分回路11がコンデンサ102の電圧によ
る入力オフセット電圧を積分して誤差を生じることを防
止する。
、アナログスイッチ40をオンにして、コンデンサ10
2を短絡状態にしておき、コンデンサ102の蓄積電圧
を零にし、積分回路11がコンデンサ102の電圧によ
る入力オフセット電圧を積分して誤差を生じることを防
止する。
従来の積分形A/D変換器は以上のように構成されてい
るので、積分回路の入力オフセット電圧を積分して誤差
を生じせしめないように、積分用のコンデンサを短絡す
るためのアナログスイッチが必要となっていた。このア
ナログスイッチは高精度であり、高価であるので、装置
のコストを上昇させると共に、その内部抵抗の大きさに
より、オフセット電圧が残存してしまうという問題があ
った。
るので、積分回路の入力オフセット電圧を積分して誤差
を生じせしめないように、積分用のコンデンサを短絡す
るためのアナログスイッチが必要となっていた。このア
ナログスイッチは高精度であり、高価であるので、装置
のコストを上昇させると共に、その内部抵抗の大きさに
より、オフセット電圧が残存してしまうという問題があ
った。
この発明は上記の事情に漏みなされたものであり、積分
回路に逆極性の基準電圧を交互に入力することにより、
高精度のアナログスイッチを用いることなく、安価に積
分回路の入力オフセット電圧の誤差を減少させるA/D
変換器を得ることを目的とする。
回路に逆極性の基準電圧を交互に入力することにより、
高精度のアナログスイッチを用いることなく、安価に積
分回路の入力オフセット電圧の誤差を減少させるA/D
変換器を得ることを目的とする。
この発明に係るアナログ/ディジタル変換器は正逆両極
性の2つの基準電圧を用い、それを非変換動作時に交互
的に切換え、積分器に与えるようにしたものである。
性の2つの基準電圧を用い、それを非変換動作時に交互
的に切換え、積分器に与えるようにしたものである。
この発明におけるアナログ/ディジタル変換器は、非変
換動作時に、互いに逆極性の基準電圧を積分器に交互に
入力することにより、積分器の出力電圧が基準レベルに
保持され、積分器の入力オフセット電圧誤差が減少する
。
換動作時に、互いに逆極性の基準電圧を積分器に交互に
入力することにより、積分器の出力電圧が基準レベルに
保持され、積分器の入力オフセット電圧誤差が減少する
。
以下、この発明をその一実施例を示す図面に基づいて説
明する。
明する。
第1図はこの発明に係るアナログ/ディジタル変換器(
以下A/D変換器という)の構成を示す回路図である。
以下A/D変換器という)の構成を示す回路図である。
図においてlは変換対象のアナログ入力端子であり、該
入力端子1に与えられた電圧V1は、アナログスイッチ
10を介して抵抗値Rを有する抵抗100の一端に与え
られている。また抵抗100の一端には、第1基準電源
2から入力された負の基準電圧−■5及び該基準電圧−
■8と逆極性を有する第2基準電源3から入力された正
の基準電圧■、がアナログスイッチ20及び同30を介
して夫々与えられている。抵抗Rの他端からの出力は正
入力端子を接地したオペアンプ103の負入力端子と、
静電容量Cを有するコンデンサ102の一端とに与えら
れ、コンデンサ102の他端とオブアンブ103の出力
端子とは一括接続され、その出力電圧v0がコンパレー
タ104の負入力端子に与えられる。そして、オペアン
プ103及びコンデンサ102により積分回路11が構
成される。
入力端子1に与えられた電圧V1は、アナログスイッチ
10を介して抵抗値Rを有する抵抗100の一端に与え
られている。また抵抗100の一端には、第1基準電源
2から入力された負の基準電圧−■5及び該基準電圧−
■8と逆極性を有する第2基準電源3から入力された正
の基準電圧■、がアナログスイッチ20及び同30を介
して夫々与えられている。抵抗Rの他端からの出力は正
入力端子を接地したオペアンプ103の負入力端子と、
静電容量Cを有するコンデンサ102の一端とに与えら
れ、コンデンサ102の他端とオブアンブ103の出力
端子とは一括接続され、その出力電圧v0がコンパレー
タ104の負入力端子に与えられる。そして、オペアン
プ103及びコンデンサ102により積分回路11が構
成される。
コンパレータ104は正入力端子を接地し、出力電圧■
、と接地電圧とを比較し、その比較結果■cを出力する
。即ち出力電圧■、が負のとき、比較結果の出力信号■
。=“H”となる。コンパレータ104の出力信号■。
、と接地電圧とを比較し、その比較結果■cを出力する
。即ち出力電圧■、が負のとき、比較結果の出力信号■
。=“H”となる。コンパレータ104の出力信号■。
は、基準クロックパルスCLKを発振する発振器105
のクロックパルスCLK及びクロックパルスCLKの入
力タイミングを制御するゲート制御信号■9を出力する
コントロール200から出力されたゲート制御信号■9
と共に3人力1出力形のANDゲート106に与えられ
る。ANDゲート106からの出力パルスDcはそれを
計数するカウンタ107に与えられ、そこでパルス数を
計数され、計数結果の出力信号D0を出力する。この計
数結果が電圧V、に対するディジタル値となる。
のクロックパルスCLK及びクロックパルスCLKの入
力タイミングを制御するゲート制御信号■9を出力する
コントロール200から出力されたゲート制御信号■9
と共に3人力1出力形のANDゲート106に与えられ
る。ANDゲート106からの出力パルスDcはそれを
計数するカウンタ107に与えられ、そこでパルス数を
計数され、計数結果の出力信号D0を出力する。この計
数結果が電圧V、に対するディジタル値となる。
次に上述の如く構成されたこの発明のA/D変換器の動
作について説明する。
作について説明する。
第2図はこの発明の詳細な説明するタンミングチャート
であり、ある時間にアナログスイッチ20をオンし、負
の基準電圧−■5を選択し、時間R □経過後に、アナログスイッチ20をオフ、同30をオ
ンし、負の基準電圧−vlIの選択から正のTR 基準電圧■えの選択へと切換え、時間□+TR経過後に
アナログスイッチ20をオン、同30をオフし、正の基
準電圧■8の選択から負の基準電圧−■。
であり、ある時間にアナログスイッチ20をオンし、負
の基準電圧−■5を選択し、時間R □経過後に、アナログスイッチ20をオフ、同30をオ
ンし、負の基準電圧−vlIの選択から正のTR 基準電圧■えの選択へと切換え、時間□+TR経過後に
アナログスイッチ20をオン、同30をオフし、正の基
準電圧■8の選択から負の基準電圧−■。
TR
の選択へと切換え、時間−+2・TR経過後にアナログ
スイッチ20をオフ、同30をオンし、負の基準電圧−
■、の選択へと切換え、この正負の基準電圧V、、−V
、の印加を非変換動作時に交互的にスイッチ20.同3
0のオン、オフにより繰り返し、出力電圧■。が零にな
るタイミング、この例では時間3・TR経過後アナログ
スイッチ10オン。
スイッチ20をオフ、同30をオンし、負の基準電圧−
■、の選択へと切換え、この正負の基準電圧V、、−V
、の印加を非変換動作時に交互的にスイッチ20.同3
0のオン、オフにより繰り返し、出力電圧■。が零にな
るタイミング、この例では時間3・TR経過後アナログ
スイッチ10オン。
同30をオフし、変換対象の電圧■1を選択する。
これを予め定めた時間T、継続し、その後アナログスイ
ッチ10をオフ、同20をオンし、電圧■、から負の基
準電圧−■3へと切り換えると共にゲート制御信号■9
を“H”とし、ANDゲー目06の出力パルスDCの計
数を開始する。そして出力電圧■。が時間T2後に零に
なると、出力信号■。
ッチ10をオフ、同20をオンし、電圧■、から負の基
準電圧−■3へと切り換えると共にゲート制御信号■9
を“H”とし、ANDゲー目06の出力パルスDCの計
数を開始する。そして出力電圧■。が時間T2後に零に
なると、出力信号■。
が”L″となり、出力パルスDCがカウンタ107に人
力されなくなり、このときの計数結果の出力信号り。に
より時間T2が判明する。従って前記(3)式より電圧
■、がディジタルの出力信号り。に−意に変換される。
力されなくなり、このときの計数結果の出力信号り。に
より時間T2が判明する。従って前記(3)式より電圧
■、がディジタルの出力信号り。に−意に変換される。
そして電圧■1の積分回路11への入力の前に、正負の
基準電圧V、、−V、をアナログスイッチ20、30の
切換えにより、選択することにより出力電圧■。を零電
位とすることができる。
基準電圧V、、−V、をアナログスイッチ20、30の
切換えにより、選択することにより出力電圧■。を零電
位とすることができる。
さらに、正負の基準電圧Vl+ v、を微調整する
手段を加えると、コンデンサCの特性により生じる正負
の基準電圧V、、−V□の絶対電圧の差を打ち消すこと
が可能となり、より入力オフセット電圧を減少させる。
手段を加えると、コンデンサCの特性により生じる正負
の基準電圧V、、−V□の絶対電圧の差を打ち消すこと
が可能となり、より入力オフセット電圧を減少させる。
なお、上記実施例では、アナログスイッチ10゜20、
30を個別なもので構成したが、この発明はこれに限る
ものではなく、これらのアナログスイッチをアナログ・
マルチプレクサで構成してもよく、またマイクロプロセ
ッサでオン、オフ制御してもよいことは言うまでもない
。
30を個別なもので構成したが、この発明はこれに限る
ものではなく、これらのアナログスイッチをアナログ・
マルチプレクサで構成してもよく、またマイクロプロセ
ッサでオン、オフ制御してもよいことは言うまでもない
。
また、上記実施例では正負の基準電圧の積分回路への交
互の印加の終了を時間3・TR後としているが、この基
準電圧の印加は変換動作詩以外、常に行っており、印加
の終了は積分回路の出力電圧が零電位となるときであれ
ばいつでもよい。
互の印加の終了を時間3・TR後としているが、この基
準電圧の印加は変換動作詩以外、常に行っており、印加
の終了は積分回路の出力電圧が零電位となるときであれ
ばいつでもよい。
以上説明したとおり、この発明によれば、互いに逆特性
の基準電圧を変換動作詩以外のときに常に交互に積分回
路に入力することによって、高精度で高価なアナログス
イッチを用いることなく積分回路の入力オフセット電圧
誤差を減少させることができ、高精度で安価なA/D変
換器を得ることができる。
の基準電圧を変換動作詩以外のときに常に交互に積分回
路に入力することによって、高精度で高価なアナログス
イッチを用いることなく積分回路の入力オフセット電圧
誤差を減少させることができ、高精度で安価なA/D変
換器を得ることができる。
第1図はこの発明に・係るアナログ/ディジタル変換器
の構成を示す回路図、第2図はアナログ/ディジタル変
換器の各部のタイミングチャート、第3図は従来のアナ
ログ/ディジタル変換器の構成を示す回路図、第4図は
従来のアナログ/ディジタル変換器の各部のタイミング
チャートである。 1・・・アナログ入力端子 2・・・第1基準電源3
・・・第2基準電源 10・・・アナログスイッチ1
1・・・積分回路 20・・・アナログスイッチ30
・・・アナログスイッチ VR・・・正の基準電圧■
1・・・電圧 −■1・・・負の基準電圧なお、図中
、同一符号は、同一、又は相当部分を示す。
の構成を示す回路図、第2図はアナログ/ディジタル変
換器の各部のタイミングチャート、第3図は従来のアナ
ログ/ディジタル変換器の構成を示す回路図、第4図は
従来のアナログ/ディジタル変換器の各部のタイミング
チャートである。 1・・・アナログ入力端子 2・・・第1基準電源3
・・・第2基準電源 10・・・アナログスイッチ1
1・・・積分回路 20・・・アナログスイッチ30
・・・アナログスイッチ VR・・・正の基準電圧■
1・・・電圧 −■1・・・負の基準電圧なお、図中
、同一符号は、同一、又は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、アナログの変換対象電圧と基準電圧とが与えられ、
それらを積分する積分器を備え、その時定数を利用して
前記変換対象電圧と基準電圧とを比較し、変換対象電圧
をディジタル値を変換するアナログ/ディジタル変換器
において、 逆極性を有する2つの基準電圧を生成する基準電源と、
各基準電圧と前記アナログ電圧との前記積分器への入力
を切り換える切換手段とを備え、 非変換動作時に前記切換手段により、前記2つの基準電
圧を交互的に前記積分器に与えることを特徴とするアナ
ログ/ディジタル変換器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25772388A JPH02104129A (ja) | 1988-10-13 | 1988-10-13 | アナログ/ディジタル変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25772388A JPH02104129A (ja) | 1988-10-13 | 1988-10-13 | アナログ/ディジタル変換器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02104129A true JPH02104129A (ja) | 1990-04-17 |
Family
ID=17310208
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25772388A Pending JPH02104129A (ja) | 1988-10-13 | 1988-10-13 | アナログ/ディジタル変換器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02104129A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH104353A (ja) * | 1996-06-17 | 1998-01-06 | Denso Corp | A/d変換器 |
-
1988
- 1988-10-13 JP JP25772388A patent/JPH02104129A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH104353A (ja) * | 1996-06-17 | 1998-01-06 | Denso Corp | A/d変換器 |
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